Силовая электроника: от простого к сложному

иблиотека
нженера
Семенов Б. Ю.
от простого к сложному
Содер>Кание
'
('f)
"'-2"
('f)
N
N
N
N'
о
о
со
О)
z
со
(/)
Импульсные источники электропитания
('f)
Перспективная элементная база
("')
Основы и.нжеиернаго проектирования
о
Пра1<тические конструкции.
О)
L!)
Необходимая информация на CD
о
со
со
r---
О)
«I
IJ
«солонм
УДК 621.38·
. ББ·К 32.85
сзо
СЗО Б. Ю. Семенов. Силовая электроника: от простого к сложному. - М.:
СОЛОН-Пресс, 2005. - 416 с.: ил. (Серия <<Библиотека инженера)
ISBN 5-98003-223-1
Силовая электроника - стремительно· развивающееся направление техники,
целью которого является снижение масс и габаритов устройств питания электрон­
ной аппаратуры и электродвигателей. Сегодня уже невозможно представить компь­
ютер, видеокамеру, DУ.D-проиrрыватель, телевизор без компактного и надежного
импульсного источника. К сожалению, в последние годы наметился острый дефи­
цит литера�уры на э-rу тему. Второе издание книги в значительной степени перера­
ботано и дополнено. Доступным языком рассказывается об основах nроекrирования
импульсных устройсrв электропитания, о перспективной элементной базе, особен­
ностях ее применения и оптимальном выборе, приведены практические конструк­
ции. Подробно рассказано о ((трудных вопросах>) и ((подводных камнях)) схемотехни­
ки. Затронуты также нетрадиц�онные направления, как, например, создания высо­
кочастотных балластов для ламп дневного света и электронных коррекrоров
коэффициента мощности. Книга будет полезна специалистам-разработчикам сило. вой техники, студентам вузов, специалист<Тhr-ремонтникам и радиолюбителям.
НА ПРИЛАГАЕМОМ К КНИГЕ КОМПАКТ-ДИСКЕ помещена техническая до­
кументация на силовые элементы (транзисторы и диоды), микросхемы управления раз­
личными импульсными преобразователями, маrnитопроводы моточных изделий, бес­
платное программное обеспечение для авгоматизированноц разработки: Кроме этого,
имеются печатные платы в формате Sprint Layout 3.0 ко всем практическим конструкци­
ям. Авторская страница в Интернете находится по адресу http://www.radioland.mrezha.ru.
КНИГА - ПОЧТОЙ
К1:1иrи издательства ((СОЛОН-Пресс>) можно заказать наложенным платежом
(оплата при получении) по фиксированной цене. Заказ оформляется одним из
двух способов:
1. Послать открытку или письмо по адресу: 123242, Москва, а/я 20.
2. Передать заказ по элекrронной почте на адрес: magazin@coha.ru.
Бесплатно высылается каталог издательства по почте.
При оформлении заказа следует правильно и полностью указать адрес, по
которому должны быть высланы книги, а таюке фамилию, имя и отчество полу­
чателя. Желательно указать дополнительно свой телефон и адрес электронной
почты.
Через Интернет вы можете в любое время получить свежий каталог издатель­
ства <<СОЛОН-Пресс)). Для этого надо послать пустое письмо на робот-автоответ­
чик по 'YIPecy: kata/og@coha.ru.
ISBN 5-98003-223-1
© Макет и обложка «СОЛОН-Пресс)>, 2005
© Семенов Б. Ю.� 2005
1
Посвящаю эту кн11гу
Моей бабу�ике
Надежде Кузьминичне Спрогис
К читателям
Эта книга - не учебник, не справочник и не научно-исследова­
тельская моно.графия. Она написана инженером-практиком на осно­
вании личного опыта и призвана помочь неискушенному читателю
по возможности быстро и не угомительно разобраться в принципах
работы импульсных устройств электропитания, «включиться>> в об­
ласть проектирования устройств силовой электроники.
Н�сколько слов об истории появления <<Силовой электроники)}
специально для тех, кто не держал в руках ее первое издание. Идея на­
писать эту книгу возникла после nродолжительноrо обшения в Интер­
нете с коллегой-радиолюбителем, задумавшим сделать импульсный
сварочный аппарат. Однажды коллега с досадой соо(?щил, что при оче­
редном испытании «сварочника>> сгорел комплект дорогих транзисто­
ров, и тут же прислал\ схему с просьбой обсудить использованные тех­
нические решения. Так завязалась долгая плодотворная техническая
переписка, в продолжение которой приходилось порой отвечать на
элементарные, но все-таки важные вопросы. Позже к переписке под- '
ключились еще несколько радиолюбителей. Вопросы л·юдей, живущих
не то что в разных городах, а в разных странах, совпадали с поразитель­
ной точностью!
Первое издание ю1иги <<Силовая электроника для любителей и про­
фессионалов» [ 1] вышло в издательстве <<Солон..-Пресс>> в 2001 году.
Время, прошедшее с моменrа появления книrи на прилавках магази­
нов, показало, что <<Силовая электроника» нашла своего читателя, причем не только среди радиолюбителей, интересующихся вопросами им­
пульсного электропитания. Живой интерес к книге б�л проявлен про­
фессионал�ными разработчиками изделий электронной силовой
преобразовательной техники и студентами технических вузов. А после
roro как автор открыл свой сайт [2] в Интернете, на его электронный
адрес буквальнр обрушился шквал самых разных читательских писем,
не иссякающий до настоящего момента. Кто-то благодарил <<за науку»,
кто-то спрашив(\Л совета, иные сожалели о том, что та или иная
. инте-
К читателям
ресная тема не нашла отражения на страницах. Вот несколько корот­
ких выдержек из читательской почты:
...Уже около года ваша книга - любимая и настольная.
Дмитрий Петров, г. Орел
...Книга, в которую <<ныряю,>, обыч но утыкана закладками. «Силовая
электроника» - такая книга. Буду рад видеть ее 2-е издание.
Стрыгин М. А�, г. Краснодар
...Запоем прочитал книгу про импульсные источники.
Грудовик И.
...Хочу искренне поблагодарить автора: книга стала «информационным
бестселлером» по компенсации пробелов в специальных знаниях.
Александр, г. Киев
...Спасибо за книгу и ту информацию, которую вы в нее поместили. Жалко,
что обьем маловат и все так кратко.
Armi
Приобрел вашу полезную книгу, но не нашел в ней ничего по резонансным
источникам питания.
Алексей Журавлев
Хотя я в радиолюбительстве и конструировании импульсных блоков питания
не новичок, те.м не менее удалось почерпнуть кое-что новое. Спасибо за ценное
пособие для радиолюбителей.
'
Станислав Косенко, г. Воронеж
Встречалась в письмах и критика, порой весьма жесткая. Все это, а
также катастрофическая нехватка времени, лишающая автора возмож­
ности отвечать обстоятельно на все читательские письма, подтолкнула
к мысли, что необходимо продолжить разговор на страницах второго
издания книги, значительно обновленного и дополненного ..Тем более
что импульсная техника, техника современного электропитания входит
в сферу и радиолюбительских, и профессиональных авторских интере­
сов, а значит, уже накопилось много нового материала, которым хочет­
ся поделиться.
Тот, кто хоть раз сталкивался в-жизни с силовой техникой - в ка­
честве разработчика или ремонтника, знает, что эта область электрони­
ки рожцает массу кажущихся неразрешимыми вопросов. Силовая им­
пульсная техника не про щает ошибо�, не дает времени на «разбор по­
летов» - один неверный шаг, и она сгорает, как новогодняя хлопушка.
Здесь вновь хочется привести цитату из книги П. Хоровица и У. Хилла
[ЗJ: «Импульсные источники сложны и хитроу мны с точки зрения на-
•
К читателям
5
дежности. Необходимы специальные индуктивности и трансформато­
ры. Наш совет - откажитесь от их проектирования, покупайте то, что
вам нужно!» Действительно, пару десятков лет назад этот совет был
весьма актуален. Теперь же, с появлением принuипиально новых элек­
тронных ко�,понентов, задача проектирования импульсных источни­
ков упростилась настолько, что даже радиолюбители смогут получить
хорошие результаты в своей домашней лаборатории. Однако и при со­
временном уровне развития силовой элементной базы проектирование
импульсного источника остается <<задачей со многими неизвестными>>.
Достаточно трудно протекает знакомство с импульс.ной техникой у
молодых профессиональных разработчиков. Современный стиль рабо­
ты в конструкторских бюро дает минимум времени молодому специа­
листу на «раскачку>>, на освоение предмета работы, почти сразу застав­
ляет <<Впрягаться>> в серьезный производственный процесс, сразу же
рисовать работающие и надежные схемы. В условиях же конкуренuии,
когда опытом просто так не делятся· или, в крайнем случае, делятся за
определенную оплату, основным исто�ником повышения профессио­
нального уровня становятся книги.
Проведя достаточно подробное библиографическое исследование,·
автор F горечью отмечает: большинство отеч.ественных книг по сило­
вой электронике, изданных более десятка лет назад, либо_ рассчитаны
на опытного читателя, либо потеряли актуальность. Сведени�, содер­
жащиеся в них, как правило, трудны для понимания начинающими
разработчиками и радиолюбителями. Иностранные издания в этом от­
ношении выглядят лучше, но далеко не все смогут их разыскать, далеко
не все владеют иностранными языками.
Однако нельзя сказать, что современная отечественна� техниче­
ская литература обходит стороной область силовой электроники. Луч­
шее современное отечественное издание [4], вышедшее в 2000 году, к
сожалению, страдает теми же <<болячками>>, которыми страдают книги
10-20-летней давности: основное внимание уделяется проектирова­
нию на основе мощных биполярных транзисторов. Но в целом по сти- ·.
лю изложения книга заслуживает внимания современного читателя.
Очень много актуальных публикаций, как чисто теоретических, так
и рекомендующих готовые для повтррения конструкции, <<рассыпано>>
в профессиональных и радиолюбительских журналах. Конечно, жур­
нальные публикации не сли111ком удобны в быстром современном
мире - они имеют свойство «проходить�, забываться, и потом стоит
затратить немало усилий, чтобы найти нужную стаrью. Столкнувшись
с подобными проблемами, автору ничего не оставалось, как написать
GОбственную книгу, в котррой собрать передовой мировой опьп разра-
6
К читателям
ботки силовой электронной техники, в какой-то мере снять проблему
дефицита актуальной литературы. В книге, кроме того, удалось помес­
тить много полезных специальных сведений, которые едва ли можно
найти в учебниках.
Лучшим изданием прошлых лет, посвященным проектированию
импульсных источников, автор и по сей день считает, книгу (5). Она
была издана в [ 985 году и за прошедшие годы во многом не потеря­
ла своей актуальности. Из книг, в которых доступным языком изло­
жена теория полевыХ' приборов, на взгляд автора, лучшим остается
издание (6), переведенное на русский язык в 1985 году.. Возможность
работы· в сети Интернет открывает для радиолюбителей и профес­
сионалов широкие возможности информационного поиска. Боль­
шинство ведущих мировых фирм имеет серверы, где можно бесплат­
но <<скачать>> информацию в электронном виле. Работают также сете­
вые конференции, в рамках которых возможно запросто пообщаться
с коллегами .
. Работая над этой книгой, автор стремился построить материал так,
чтобы было интересно и радиолюбителям, имеющим небольшой прак­
тический опьп, и профессиональным разработчикам. Теория здесь пе­
ремежается с практическими конструкдиями, доступными для повто­
рения в домашних условиях. Автор приложил все усилия к тому, чтобы
теоретическая часть не казалась слишком сложной, но полностью от­
казываться от математических формул, графиков, аналитических рас­
суждений - значит оставить законы силовой электронной техники под
завесой тайны. Конечно, ни одна книга не сможет дать всеобъемлю­
щие знания по качественному инженерному проектированию, но ав­
тор надеется, что ему удастся хотя бы немного приоткрыть для читате­
ля эту завесу тайны над лабиринтами силовой электроники.
Б. Ю. Семенов
Март 2005 г.
Глава 1
Приглаше1;1ие
к разговору
.
Новая элементная база и перспективы ее применения
при конструировании изделий силовой электроники
Хо_тело.сь бы получить статью для нашего журнала «Электрическое
питание», лейтмотивом которой прозвучит описание путей развития устройств
силовой электроники в XXI веке. Самое походяи�ее название к этой статье:
<<Схемf>mехника XXI века - почти детский конструктор».
Г. В. Сучков, главный редактор
Именно с такой просьбы rлавноrо редактора научно-технического
журнала, обращенной в адрес автора, и хочется начать первую главу
книги. Действительно, в нескольких слова� предложенного названия
. емко уместились все принципы сегодняшнего конструирQваt;1ия уст­
ройств силовой техники [7]. Обо всем этом мы поговорим с читате­
лем - пока в общих чертах, оп.исательно, подробнее, со схемами, фор­
мулами, практическими конструкциями - в последующих главах.
Помнится, еще в студенческие годы на радиотехнических лекциях
нам досtаточно много рассказывали о перспективах развития электро­
ники_ в ближайшие десятилетия. Особенно запомнился нарисованный
однажды график, отражающий динамику этого проuесса. Так, согласно
общемировым прогнозам экспертов, в области разработки и производ­
ства любой электронной техники возрастает доля, приходящаяся на
электрорадиоэлементы (резисторы, конденсаторы, диоды, транзисто­
ры, микросхемы), на эти самые «кирпичики» электронных схем. Соот­
ветственно, падают объемы схемотехнических работ. Объемы, прихо­
дящиеся на разработку комллекiующих, уже в первой четверти XXI
века должны составить порядка 90% от всех затрат, получаемых в про­
цессе создания электрон_ного изделия. Что же остается на долю 1 О про­
центов? То, чем так любят заниматься и радиолюбители, и профессио­
нальные инженеры-разработчики, а именно: выбор подходящих ком­
плектующих, правильное их соединение в единую схему, отладка,
конструирование и ... электронный прибор готов! К то может поспорить
с тем, что всегда интересно работать на основе таких <<Кирпичиков>>, не
8
Глава t. Приглашение к разговору
слишком задумываясь об их микроскопической начинке ·и технологии
производства.
Те�енция к сокращению объемов схемотехнических работ наблю­
дается практиче<;ки во всех областях профессиональной разработки
электронных приборов; будь то техника связи, компьютерная, инфор­
мационно-управляющая, измерительная или контрольная. Радиолю­
бители также стремятся сократить свои трудовые затраты, применяя
готовые <<кирпичики». Яркий тому пример - стремительно растущая
популярность программируемых микроконтроллеров.
Можно также сказать, что силовая электроника не остается в сто­
роне от обшемироnых проuессов. Правда, в разных ее направлениях
разная ситуация. Наиболее серьезной унификации подверглась эле­
ментная база источников электропитания (ИВЭП) малой мощности
(единицы и десятки ватт), несколько хуже дело ·обстоит в области
ИВЭП с мо1цностями в сотни ватт. Мощные же источники питания
(мощность более киловатта) и сегодня, как правило, представляют со­
бой довольно сложные уникальные конструкции, требую1цие индиви­
дуального подхода к разработке. Чтобы обеспечить хорошие параметры
таких источников, необходима детальная проработка не только элек­
тронных схем, но также учет взаимного расположения элементов,
серьезное предварительное макетирование, разнообразные испытания.
Другими словами, мошные И ВЭП представляют собой класс элек­
тронных устройств с нетрадиционным подходом к схемотехнике. Тем
не менее и здесь в последнее время предпринимаются определенные
успешные попытки по созданию унифицированной элементной базы,
типовых схемных решений - по разработке все тех же «кирпичиков>> ...
Как показывает многолетний опыт, в наибольшей степени и про­
фессионалов, и радиолюбителей интересуют источники питания малой
мощности, именно они потребляются разработчиками электронной
техники более других. Традиционные маломощные ИВЭП, которые
более полувека применяются для питания электронной техники, пре­
дельно просты. В основе их лежит трансформатор, рассчитанный на
промышленную частоту питающей сети 50 Гц, диодный выпрям.итель,
регулирующий элемент (со схемой стабилизации или без нее) и фильтр
сетевых пульсаций (индуктивно-емкостной или емкостной). Десяток
элементов - собственно, вот и все, ч.то нужно для такого источника.
Отсюда высокая надежность и простота ремонта. Но вместе с тем не
стоит забывать о множестве недостатков, среди которых: большая мас­
са, знач.ительные габариты, низкий коэффициент полезного действия
(КПД). Тем не менее ИВЭП на_ основе непрерывного принципа стаби­
лизаuии продолжают широко использоваться как в промь11uJ1енной,
Глава 1. Приглашение к разговору
9
(.
· так и в бытовой аппаратуре. Тематическое направление этой книги ле­
жит в стороне от рассмотрения непрерывных ст�билизаторов напряже­
ния, поскольку литература об их устройстве и ri:'цнuипах рабо:rы име­
ется в достаточном количестве. Желающие познакомиться с основами
. моrут обратиться, например, к книге (8).
. В 60-х rr. ХХ века на рынке· вторичных источников питания появи­
лись импульсные стабилизаторы, работающие на высоких частотах
преобразования энергии (10 кГц и более) и обладающие лучшими по­
казателями в отношении массы, габаритов, КПД. Основная <<11зюмин­
ка» � них заключается в том, что их элементы работают не в непрерыв­
ном, а в так называемом ключевом режиме,. что позволяет значительно
уменьшить размеры и1Щуктивных, емкостных и охлаждающих состав­
ных частей ИВЭП. Об этом мы будем говорить по ходу нашей книги
подробно.
Платой за преимущество и�пульсных источников питания стало
усложнение схем их построения, что привело к уменьшению показате­
лей 14'адежности, увеличило стоимость. Выявилось также несовершен­
ство существовавшей на тот момент элементной базы - по своим ха­
рактеристикам она просто не поспевала за схемотехническими предло­
жениями. Диоды и транзисторы оказались слишком <<медленными�,
сильно грелись и часто выходили из строя. Ограниченная номенклату­
ра более-менее подходящих «кирпичиков)> также стесняла разработчи­
ков. Именно указанные обстоятельства породили большое количество
<<загруженных>> минными формулами книг о схемотехнике таких
ИВЭП. Это не удивительно: инженерам приходилось пускаться на раз­
ные ухищрения, чтобы решить поставленные задачи, улучшить эффек­
тивность и надежность.
Примерно десятилетие назад на рынке компонентов силовой элек­
троники произошла революция, воплотивu1ая в жизнь самые смелые
идеи разработчиков 60-х годов. Ведущие мировые фирмы начали мас­
совый выпуск комплектующих, по своим свойствам приближаюшихся
к идеальным. Появились специальные импульсные диоды с малым вре­
менем обратного восстановления, управляемые полупроводниковые
ключи (транзисторы MOSFET и IGBT), силовые полупроводниковые
модули, включающие в себя несколько согласованных по электриче­
ским свойствам ключевых и неуправляемых (вспомогательных) эле­
ментов, драйверы для управления силовыми ключами, элементы заши­
ты от опаснь� перенапряжений, микросхемы управления источниками
электропитания, комбинированные микросхемы, включающие в себя
силовые элементы и управление.
Сравнительно новыми устройствами, выполненными в интеграль­
ном исполнении, являются появившиеся на рынке корректоры коэф­
фициента мощности с импульсным принципом действия, эл_ектронные
,.
10
Глава 1. Приглашение к разговору
балласты для продления срока службы газоразрядных ламп д1:-1евного
света (ЛДС), преобразователи для _управления электродвигателями с раз­
личными принципами действия (преобразователи мя электроприво-­
да), интеллектуальные импульсные зарядные устройства для аккумуля­
торных батарей. Нестанлартное использование силовых импульсных
устройств уже сейчас в значительной степени экономит электроэнергию.
.
Как и в прежние времена, остается от.крытым вопрос применения
готовых индуктивных элемент()В. В подавляющем большинстве случаев
их приходится разрабатывать индивидуально под каждую схему, а за­
. · тем изготавливать. Но, к счастью, составные части этих изделий вы­
пускаются в достаточном ассортименте. Некоторые изделия, как, на­
пример, фильтры радиопомех, уже сегодня продаются в виде готовых
модулем.
В рамках этой книги невозможно охватить все, что включает сило­
вая электроника. Поэтому основное наше внимание будет уделено
стабилизаторам и преобразователям напряжения. Для них разработано
очень много микросхем, включающих в себя, как уже было сказано,
полноценные схемы управления с элементами обратной связи, сило­
выми клюL1ами, схемами зашиты от перегрузок и коротких замыканий
(КЗ). Такие микросхемы использовать очень просто - достаточно,
следуя рекомендаU)1ЯМ про11зво.nителя, подключить несколько навес­
ных элементов. Как показывает анализ элементной базы, стабилизатор
с выходным током до 5 А обычно содержит интегральный ключевой
элемент, а в исполнениях на более высокие токи приходится преду­
сматривать внешние силовые ключи.
Даже начинающие радиолюбители знают, что напряжение питания
радиоэлектронных устройств выбирается не произвольно, а приводит­
ся (как правило) к стандартному значению из ряда: 3,3; 5,0; 9,0; 12,0;
15,0; 18,0; 24,0; 27 ,О; 30,0 и т. д. Зная это, производители элементной
· базы выпускают готовые импульсные стабилизаторы с разными мощ­
ностями, разными комбинациями напряжений. Разработчику элек. тронного прибора остается только выбрать подходящее исполнение.
Иногда требуется иметь регулируемый источник питания или дистан­
ционно включаемый. В таком случае тоже несложно подобрать микро­
схему с соответствующим функциональным назначением.
Разработаны и массово производятся микросхемы управления для
всех широко известных импульсных схем стабилизаторов и преобразо­
вателей: понижающих (<<buck converter>>, <<чопnер>>), повышающих
(<<boost conve11er», <<бустер>>), инвертирующих (<<buck-boost converter» ),
прямоходовых ( <(forward converter>> ), обрат11оходовых ( <<flyback
converte·r», <<флай-бэк>>) однотактных стабилизаторов и преобразовате­
лей; двухфазных ( «push-pull», <<пуш-пул»), nолумостовых ( <<l1alf-bridge» ),
полномостовых («fuJI bridge)>) двухтактных конверторов. Встречаются
/()(
..,
1
Глава 1. Приглашение к разговору
11
также интересные виды микросхем, которые мoryr быть использованы
в любом включении. Все перечисленные импульсные схемы мы далее
подробно рассмотрим.
Ог ромной проблемой до настоящего времени был выбор хорошего
силового ключевого элемента. ·Биполярные транзисторы требовали дл�
своего управления большие затраты энергии, не позволяли повысить
рабочие част�ты. Сегодня от биполярных можно смело отказаться в
пользу полевых транзисторов MOSFET и комбинированных биполяр­
но-полевых транзисторов IG ВТ. В значительной степени все же, как
мы далее увидим, эти слова относятся к применению в составе ИВЭП
транзисторов MOSFEГ, поскольку транзисторы IGBT по це.пому ряnу
причин предпочтительнее использовать дл я схем управления электро­
приводом. Итак, транзисторы с полевым управµением сегодня заслу­
женно занимают свое место в качестве одного из основных <<кирпичи­
ков� силовой электроники. Увы, эти приборы достаточно отрывочно
описаны в русскоязычной технической литературе, поэтому об особен­
ностях применения транзисторов MOSFET и �·авт мы будем еще мно\
J
го говорить.
.
Другая проблема, беспокоившая инженеров многие ronы, - про­
блема управления ключевыми элементами. Биполярные транзисторы,
как .приборы с токовым управление��, требуют значительных затрат
энергии на свое управление. Кроме того, традиционная схемотехника
источников питания не всегда позволяла простыми методами согласо­
вать потенuиалы схемы уnравления и электродов ключа. Обычно про­
блема решалась применением капризных развязывающих трансформа­
торов. Сегодня «на поток)> поставлено производство так называемых
драйверных микросхем и модульных драйверов, на которые можно пода­
вать логический сигнал со схемы управления, подключив выходы к
управляющим электродам ключей. Драйвер устроен так, что он сам
<<разберется>> с потенциалами сигналов, а также не J)Озволит напряже­
нию на управляющих электродах выйти за безопасные уровни. Драйве­
ры обычно имеют дополнительные входы защитного отключения, при
помощи которых можно достаточно· простыми методами реализовать
защиту устройства от перегрузок и КЗ. Некоторые драйверы, предна­
значенные для работы в полумостовых и мостовых схемах, имеют
встроенный узел формирования защитной паузы ( <<dead time�, <<мертвое
время») при переключении силовых элементов.
Так как драйверные элементы являются сравнительно молодым на­
правлением разработки <<КИРПИЧИКОВ>> СИЛОВОЙ ЭЛеКТрОНИКИ, В мире
работает не так много фирм, которые заняты этим. J,Iз наиболее из­
вестных следует назвать фирмы lnternational Rectifier ( IR), Motorola,
Concept. Конечно, драйверы можно собрать и на «рассыпных>> элемен­
тах, но готовые мо.nули и микросхемы все более и более популярны у
профессиональных разработчиков и радиол1обителей, их стоимость
12
Глава 1. Приглашение к разговору
стремительно снижается. К сожалению, отечественные драйверные
микросхемы на рынке отсутствуют - они просто не разработаны. Как
справедливо отмечается ведущими специалистами-разработчиками
ИВЭП в статье о перспективах отечественной элементной базы [9J,
«создание отечественных драйверов - насущная, назревшая потреб­
ность>>. Какие. бывают драйверы, как их использовать в конкретных
схемах - тема соответствующего раздела нашей книги.
· Любое изделие силовой электроники содержит в своем составе по­
лупроводниковые диоды. Далеко не всякий диод, выбранный из ката­
лога по значению допустимого тока, поnоЙдет для использования в им­
пульсных схемах. Эти <<Кирпичики>>, используемые в высокочастотных
цепях, должны обладать особыми вентильными свойствами, то есть
быстро «ОТJ<рываться>> и быстро <<закрываться>>. Преимущества быстрых
диодов HEXFRED, производимых IR, очевиnны для профессионалов и
даже радиолюбителей: при достаточно больших допускаемых токах
диоды обладают временем обратного восстановления в десятки нано­
секунд. Здесь же уместно упомянуть диоды Шопки, которые рекомен­
дуется применять в низковольтных схемах для повышения их КПД и
быстродействия. Номенклатура быстрых диодов и диодов Шоттки ог­
ромна - разрабо�1ику остается только выбрать элемент, руководству­
ясь заранее рассчитанными параметрами. Не следует также забывать и
о традиционных выпрямительных диодах и диодных модулях, которые
по-прежнему используются в составе силовых импульсных устройств
во ВХОДНЫХ uепях.
С повышением частоты преобразования растет и опасность вредно. -го влияния всякого pona паразитных параметров. Например, индуктив­
ные выбросы, возникающие при переклюt.1ении силовых элементов,
легко могут вывести последние из строя, «пробить» их. Поэтому инже­
неры-разработчики силовой электроники уделяют достаточно много
вр�мени защите от опасных влияний. Достигнуты значительные успехи
в этой области: на рынке име1отся варисторы и более перспективные
ограничительные диоды-сапрессоры типа TRANSIL. Выбор защитного
элемента обычно осуществляется по критерию достижения напряже­
ния пробоя, а также по допустимой мощности рассеяния. Существуют
также пассивные методы защиты, выражающиеся в рациональном
проектировании монтажных жгутов, токоведущих шин, пеt.1атных про­
водников.
Значительно уменьшились габариты электролитических конденса­
торов, повысилась их надежность и устойчивость к климатическим
факторам. Сегодня можно-подобрать очень удобные для конструирова­
ния малогабаритные конденсаторы с· коаксиальным расположением
выводов и малой собственной индуктивностью. Но до сих пор насущ­
ной остается проблема создания электролитических конденсаторов с
рабочим напряжением более
. 450 В, что необходимо для. источников с
Глава I. Приглаш
, ение к разговору
13
трехфазным входом 380 В/50 Гu. Отечественная промышленность пока
не блещет. выпуском широкой номенклатуры конденсаторов для
ИВЭП, но кое-что уже выпускается, и мы упомянем эту продукцию по
ходу книги.
Отдельный разговор - конструктивное исполнение элемеfIТОВ. Не
будем забывать, что любой источник питания является основной «печ­
кой)> прибора. llедаром притчей во языuех стал раздражающий окру­
жающих звук вентилятора блока питания персонального компьютера.
Чтобы источни_к питания не вышел из строя, нужно рассчитать тепло­
вые режимы его элементов, спроектировать радиаторы охлаждения,
правильно разместить их. I,L далеко не последнюю роль здесь играет
корпус силового элемента. Здесь ,сегодня наблюдается великое разно­
образие исполнений, не только красивых, но и удобньtх.
Кстати - о тепловых расчетах. Несмотря на то, что принцип «дет­
ского конструктора» все более и более утверждается в области силовой
электроники, расчетные методы тепловых режимов элементов сохра­
няются в первозданном виде: необходимо предварительно построить
тепловую схему прибора, рассчитать ее. Тем не менее расчеты уже сего­
дня могут быть автоматизированы с помошью пакетов компьютерного
моделирования типа MathCAD или MatLab. Автору пока не известны
специализированные простые программы для выполнения тепловых
расчетов, но, может быть, что-то знают читатели и они _смогут сооб-·
щить об этом автору.
Внедрение новых принципов констру1:1рования ИВЭП требует от
профессионального разработчика нового подхода к организации этого
процесса. Принципы тридцатилетней давности далеко не всегда <<Сраба­
тывают» сегодня. Конечно, как и в прежние времена, разработчик
(впрочем, и радиолюбитель), должен обладать исчерпывающими зна­
ниями о том, как работает каждый <<Кирпичик» в схеме, суметь правиль­
но соединить <<кирпичики», выстраивая из них <<стенку)>. Но это - еще
не залог успеха. Тридцать лет назад разработчики находились в услови­
ях, когда вся элементная база лежала, как говорится, «на ладони» - то
есть держалась в памяти. Сегодня 'J< .нашим услугам сотни фирм-произ­
водителей по всему миру, что уж говорить о номенклатуре замечатель­
ных по своим свойствам элементов и изделий. При детальном рассмот­
рении, конечно, оказывается, что разными фирмами производится
пример1;10 одно и то же, разве что маркировка разная... Тем не менее
<<модульныц» подход предполагает большую работу по анализу рынка
комлонентов, выбора наиболее подходящих и доступных. Также нужно
стремиться по возможности использовать продукuию одной фирмы.
Например, ориентироваться на IR, Motorola, IXYS, STMicroelectronics,
которые производят всю необходимую гамму компонентов для ИВЭП,
за исключением, конечно, индуктивных элементов и элементарной
<<рассыпухи». Очень важное преимущество <<детского конструктора>> -
14
Глава 1. Приглашение к разговору
взаимозаменяемость компонентов, производимых разными фирмами.
Если, к примеру, н� удалось приобрести транзистор одной фирмы,
можно использовать элемент, производимый другой фирмой, с близки­
ми параметрами. Работать схема будет точно так же.
А теперь о том, какие <<Кирпичики>> прилется формировать само­
стоятельно - и эти вопросы тоже приходится часто решать разработ­
чикам-силовикам. Как уже было сказано, индуктивные высокочастот­
ны� силовые элементы плохо подпаются промышленной унификаuии.
В самом начале перед разработником остро становится проблема вьrбо­
ра материалов для проектирования трансформаторов и дросселей.
Нужно иметь четкое представление о том, какие электротехнические
материалы зд.есь используются, какими свойствами они обладают. Как
показывает практика, неправильный выбор материала может «на кор­
ню>> заrубить разработку. Следующий шаr - констр уктивное проекти­
рование индуктивного элемента: выбор магн и.опровода, •расчет коли­
чества витков, сведение к минимуму паразитных параметров.
Мы вкратце познакомились с тем кругом вопросов, ответы на кото­
рые. нашли отражение в книге . Нелишне также знать, что, играя в схе­
мо:rехнические <<конструкторы>>, не стоит слишком увлекаться ими и
видеть только в них од.них буду111ее силовой электроники. Принцип
модульного конструирования хорош только тогда, когд.а нужно быстро
и недорого решить тривиальную задачу . Нестандартные изделия требу1от, как правило, и нестандартных подходов. Другими словами, и в XXI
веке нужно «соединять голову с руками».
Глава 2
Феррит или альсифер - что лучше?
Магнитные материалы, используемые в изделиях
силовой электроники и их основные свойства
.
... Мне понадобился трансформатор штульсный, килогерц на 50. Взялся я его
рассчитать как классический 50-герцовь�й. Хорошо, что делать не стал! Откры­
ваю случайно одну сnеL{иальную книжку, а там - это нельзя, то нельзя. J/споль­
зуйте какие-то низкокоэрцитивные .материалы, потери в j�-rагнитопроводе счи­
тайте. Целая наука - разобраться бы ...
Из переписки
Хорошо бы дополнить раздел сведениями о квадратных магнитопроводах (оте­
чественные - тип КВ, зарубежные аналоги - тип RМ). Это уже не экзотика, и
лучших магнитопроводов для построения малогабаритных блоков питания мощно­
стью до 100 Вт, на мой взгляд, не придумано. Соответственно, потребуется упомя­
нуть о них в разделе о схемотехнике ИВЭП.
'
Из отзывов на 1-е издание
Так называемые <<моточные изделия», как уже было сказано, ямя­
ются одним из .основных компонентов силовой электроники. Даже те
читатели, которые имеют очень скромный опыт в этой области, на­
верняка видели внугренности компьютерного или современного теле­
визионного блока питания. Развязывающие трансформаторы и сгла­
живающие дроссели, установленные в них, невозможно спутать ни с
одним другим компонентом. Но нам таJ:(Же известно, что данные ком. поненты приходится проектировать самостоятельно. f[оэтому просто
необходимо познакомиться с «моточными изделиями» для импульс­
ной техники подробно.
2.1. Основные характеристики магнитного поля
Прежде чем рассказать, какие магнитные материалы подходят для
применения в изделиях импульсной техники, как их. правильно вы­
брать и правильно 11спользовать, давайте вместе вспомним кое-что из
курса физики. касающееся _электромагнетизма ( 1 О].
16
Глава 2. Феррит или альсифер - что лучше?
Впервые существование магнитного поля у проводника с током об­
наружил датский физик Х. Эрстед в 1820 году. Опыт Эрстеда (рис: 2.1)
нам знаком со школы: проводник располагается вблизи магнитного
компаса, и когда по проводнику пропускают ток, стрелка компаса от­
клоняется от своего первоначальноrо положения. Изменение направ­
ления тока заставляет поворачиваться стрелку в противоположную сто­
рону.
fис. 2.1. Опыт Эрстеда
Давайте пока забудем о проводнике с током как об источнике маг­
нитного поля, а представим себе помещение, в котором сушествует не­
кое магнитное поле в виде тонких нитей-линий, причем в данном слу­
чае нам совершенно неважно,_ чем создано это поле. Чтобы как-тG оха­
рактеризовать величину магнитного поля, было введено понятие
магнитной индукции (обозначается буквой В). Магнитная инду�ция в
общем случае - векторная величина. Это значит, что ее вектор в л10бой точке силовой линии магнитного поля направлен по касательной к
линии поля.
Существует еще одна характеристика магнитного поля, называе­
мая напряженностью маrнитноrо поля
(обозначается буквой Н). Об этой
.
характеристике можно и не вспоминать, пока мы рассматриваем сило­
вые линии свободного магнитного поля: физики говорят о таком поле
как о поле <<В вакууме>>. Но как только мы обратим внимание на осо­
бенности магнитного поля, силовые линии которого проходят в веще­
стве, мы будем удивлены - картина поменяется \коренным образом.
В этом случае необходимо ввести дополнительные характеристики.
Объясняется это тем, что л10бое вещ�ство, будь то металл, жидкость
или rаз, в той или иной мере является магнетиком, то есть способно
под действием внешнего поля намагничиваться, приобретать собственный магнитный момент.
Читатель вправе удивиться: <<Разве воздух, окружающий нас, тоже
может притягивать к себе предметы, подобно тому, как цритягиваются
железные предмет.ы к обыкновенному магниту?)> Да, л1обое вещество
Глава 2. Феррит или альсифер - что лучше?
17
может участвовать в магнитных взаимодействиях, однако в разной сте­
пен�, и об этом мы далее немного поговорим.
А сейчас вернемся к свободному магнитному полю, то есть пол10 в
пространстве. Вещество, будучи внесенным в это поле (обозначим его
В0), например, стальной стержень, начинает создавать свое собствен­
ное магнитное поле (обозначим его Вь), которое накладывается на
внешнее поле .. Оба поля в сумме дают результирующее поле !3:
(2.1)
Для объяснения явления намагничивания тел ученым А. Ампером
была предложена теория, согласно которой в молекулах вещества цир­
кулируют круговые микроскопические ток.и. Каждый такой ток созда­
ет в окружающем пространстве магнитное поле. При отсуrствии
внешнего поля молекулярные токи ориентированы беспорядочно,
вследствие чего результируюшее поле равно нулю. Под действием
внешнеrо поля магнитные моменты молекулярных токов, которые
можно представить похожими на детские волчки, ориентируются в од­
ном направлении. Вещество намагничивается, приобретает магнит­
ный момент, отличный от нуля. Магнитные поля отдельных микро­
скопических токов уже не компенсируют друг друга, поэтому и возникает поле Вь.
Меру намагничивания вещества характеризуют магнитным момен­
том единицы объема -. намаrниченностью (обозначается буквой J).
Теоретически намагниченность представляет собой понятную физиче­
скую величину. Казалос_ь бы, нужно измерить магнитный момент от­
дельного модекулярноrо тока, отнести его к малому объему, взятому в
окрестности рассматриваемого молекулярного тока, суммировать по­
лучившиеся величины по объему всего тела - и вот они, исчерпываю­
щие сведения о поле внуrри тела...
Однако в практических расчетах мы столкнемся с непреодолимым
затруднением. Чтобы определить индукцию В, нам необходимо иметь
исчерпывающую информацию не только о токах, создающих внешнее
поле, но и о молекулярных токах, ориентация которых, в свою очередь,
зависит от результирующей индукции В. Поэтому физики поступили
следующим образом: они нашли вспомогательную величину, которую
можно определить, пользуясь только информацией о внешних макро­
скопических токах, намагничивающих вещество. После несложных
преобразований- можно получить следующее выражение:
й = !!_ -1,
µо
где Н- уже известная напряженность магнитного поля;
� - магни rная постоянная;
(2.2)
18
Глава 2. Феррит или альсифер - что лучше?
В вакууме ] = О, поскольку намагничиваться flечему.
Поэтому
-
Ё
Н=-.
(2.3)
µо
Читатель может резонно заметить: <<Опять получен негодный для
практики результат! Каким простым способом можно вычислять на­
магниченность.? Работать с векторами? Это совсем не так просто,>. Не
стоит спешить с выводами: дело в том, что введение вспомогательной
величины Н позволяет воспользоваться хитрым математическим прие­
мом - так называемой «rеоремой о uиркуляuии вектора напряжецно­
сти магнитного поля» (рис. 2.2). Эту теорему читателю нужно запом­
нить, поскольку она постоянно будет выручать при расчетах конструк­
тивных параметров дросселей и трансформаторов.
i1
н
Рис. 2.2. Пояснение теоремы о uиркуляции вектора напряже1:1ности
магнитного поля
Звучит теорема следующим образом: «Uиркуляция вектора напря­
женности магнитного поля по некоторому контуру равна алгебраиче­
ской сумме микроскопических токов, охватываемых этим контуром»:
(2.4)
Вычисляrь интегралы интересно далеко не всем, мало того, нуж­
но уметь их вычислять, чтобы получить правильный результат. Как
же быть читателям, которые пока не на «ты» с высшей математи­
кой? Давайте осмыслим сложную на первый взгляд теорему, сдела­
ем некоторые допущения, и она покажется нам весьма подходящей
для практики.
•
19
Глава 2. Феррит или альсифер - что лучше?
Наверняка вы, уважаемый читатель, держали в руках ферритовое
колечко, широко использующееся в импульсной технике, а если не
держали, то в ближайшем будущем это сделаете. Если колечко окажет­
ся достаточно тонким, тогда длину его средней линии, примерно сов­
падающей с окружностью геометрического размера (диаметра), мы
имеем право обозначить через е.
Через колечко, как мы видим из рис. 2.2, проходят провода ·с тока­
ми i1 , i2 , ••• , ik· Теперь - внимание! Представим наше кольuо состоящим из маленьких «бусинок», нанизанных на линию f. В каждой <<бусинке>> мы можем определить величину вектора напряженности маг­
нитного поля Н, умножив его по соответствующим правилам на
маленький элемент длины бусинки df.. Оговоримся сразу, что интегри­
рование - это всего лишь суммирование вычисленных произведен_ий
по всем «бусинкам».
Если мы пробежимся по всему контуру f., то заметим, что от <<бу­
синки» к <(бусинке>> взаимное расположение вектора напряженности fl
и элемента длины _d.f, не меняется. Поэтому в данном частном случае
мы можем не вычислять подынтегральное выражение для каждой <(бу- синки)>, а просто записать:
•
1
(2.5)
.
Зная длину контура и силу токов i1 , i2, ... , ik, проходящих через этот
.
контур, мы легко вычислим напряженность магнитного поля в конту­
ре. Запомним этот результат.
Теперь нам нужно связать воедино намагниченность J, магнитную
индукuию В и напряженность магнитного поля Н так, чтобы отказать­
ся от необходимости вычислять намагниченность. Следует отметить,
что процессы, происходящие n маmетиках - веществах, восприимчи­
вых к магнитным полям, чрезвычайно сложны. Их анализу посвящены
тысячи фундаментальных научных работ, десятки тысяч научных ста­
тей. На практике нам не имеет большого смысла уrлубляться во все
премудрости электромагнетизма. Инженеров и радиолюбителей, как
правило, вполне устраивают простые допущения, позволяю1цие с дос. таточной точностью оценить ту или иную физическую величину, чтобы
на основе этих оuенок воплощать свои идеи <<В железе>>.
Намагниченность принято связывать не с магнитной индукцией В,
а с напряженнос·rью поля Н. Полагают, что в каждой точке магнетиика:
-·
(2.6)
J =хН,
-
где х - характерная для конкретного магнеrика величина, называе­
мая маmитной восприимчивостью.
20
Глава 2. Феррит или альсифер - что лучше?
Опыт показывает, что для магнетиков, при не слишком сильных
внешних полях, магнитная восприимчивость х не зависит от напря­
женности магнИТJ-!ОГО поля Н. С учетом этого:
-
в
H=----
(2.7)
µ = 1 + Х,
(2.8)
µo(l + х)
Обозначим:
где µ - относительная маmиmая проницаемость материала.
Окончательно запишем:
й = _!!__
µ
µо
(2.9)
Важный _вывод, который мы делаем из этого соотношения, таков:
напряженность магнитного поля Н есть вектор, имеющий то же на­
правление, что и вектор индукции магнитноrо поля В, но в µfJo раз
меньший. Этот вывод, впрочем, справедлив для однородных магнит­
ных сред и для наших инженерных расчетов вполне сгодится. В даль­
нейшем мы забудем о существовании J, х, а также о том, что магнит­
ные характеристики являются векторными величинами, и будем ис­
пользовать в расчетах «скаляры>> В, Н, µ, то есть в формулы будем
подставлять простые числовые значения.
2.2. Как вычислить поле в магнетиках
Задача вычисления поля в магнетиках, к которым относятся в том
(.1исле и материалы, из которых изготавливают сердечники и магнито­
проводы дросселей и трансформаторов, достаточно сложна. Но в не­
которых случаях можно сделать простые допущения, которые нам
пригодятся в наших практических целях. И так, пусть в знакомом 11ам
пространстве имеется однородное поле Во- Напряженность этого поля
определяется по формуле:
но--.
- Во
µо
(2. 1 О)
Внесем в это поле, как показано на рис. 2.3, длинный круглый одно­
родный стержень, изготовленный из магнетика, расположив его вдоль
направления силовых линий внешнего поля Во- Возникающая в стерж­
не намагниченность J будет наnравлена в ту же сторону, что и внешнее
поле. В ре3ультате поле внутри стержня будет определяться так:_
(2.11)
Глава 2. Феррит или альсифер.- что лучше?
21
в.н
Во.Но
Рис. 2.3. К вычислению в веществе напряженности магнитного поля
Теперь мы можем определить напряженность поля внутри стержня:
Н = !!_ - J = 80 = Н •
µо
µо
0
(2.12)
Оказывается, что напряженность поля внутри стержня Н равна на­
пряженности внешнего магнитного поля Н0 • Запомним этот вывод и
определим магнитную индукцию внутри стержня:
в
В = µcJ-LH = µ0µ __о_ = µВ0 •
µо
(2.13)
Теперь становится ясно, что характеризует магнитная проницае­
мость. Она показывает во сколько раз усиливается индукция магнитного
поля в магнетике.
До сих пор мы рассматривали длинные и тонкие стержни, находя­
щиеся во внешнем магнитном поле. Это допущение вполне подходит
для длинных сердечников, которые достаточно редко встречаются в
практических конструкци�х, а также для замкнутых маmитопроводов.
Но чаще всего бывают случаи, когда стержень имеет соизмеримые гео­
метрические размеры. в этом случае напряженность поля внутри маг­
нетика и вне его не совпадают:
(2.14)
где НР - так называемое размаrничивающее поле, которое полагается
пропорцио.J:-Iальным намагниченности:
(2.15)
где N- размагничивающий фактор, зависящий от формы· :магнетика.
Для многих rел простой формы (цилиндры, эллипсоиды и т. д.)
размагничивающие факторы определены точнQ. На основе этих зако­
нов строится расчет параметров индуктивных элементов, выполняе­
мых на стержневых сердечниках конечной длины: Размаn1ичивающее
поле снижает проницаемость такого сердечника, поэтому изготовлен­
ные из одного материала кольцевой магнитопровод и короткий сrерж--
22
Глава 2. Феррит или альсифер - что лучше?
невой сердечник мoryr иметь реальную проницаемость, отличаюшую­
ся друг от друга на 1-2 порядка. В соответствующей главе мы научим­
ся рассчитывать индуктивность с учетом размагничивающего фактора,
а сейчас присrупим к изучению свойсrв маmитных материалов.
2.3. Ферромагнетики
Начиная разговор о магнитных материалах, оговоримся сразу, что в
данном разделе нас должны мало интересовать свойства таких веществ,
как диамагнетики(µ< 1) и парамагнетики(µ> 1). У одних проницае­
мость чуть меньше единицы, у других - чуть больше. Конечно, эти ма­
териалы находят применение в силовой электронике: например, в ис­
пользовании меди и алюминия для обмоточных проводов, латуни для мощных токоведущих шин. Но разработчик силовой техники едва
ли будет проектировать магнитопровод трансформатора из латуни,
меди, золота или платины. С равным успехом можно было бы вообще
отказаться от магнитопровода, то есть намотать обмотки на пластмас­
совый каркас.
Нас, как .практиков, в этом разделе должен заингересовать класс
материалов, называемый ферромаmетиками. Ферромагнетики являются сильномагнитными вещества­
J
ми - их намагниченность может
до 10 10 раз превосходить намагни­
Jнас
ченность диа- и парамагнетиков!
Из физики извесгно, что на­
магниченность слабомагнитных
вещесгв изменяется с напряжен­
носrью внешнего поля линейно.
к сожалению, намагниченность
ферромагнетиков зависит от ttа­
пряженности поля Н сложным
100
200 Н, Аlм
образом. Обратим внимание на
Рис. 2.4. Кривая намагничивания
основную кривую намагничива­
ферромаrне�;ика
ния ферромагнетика, изображенную на рис. 2.i.
Первоначальный магнитный момент образца, изготовленного из
ферромагнитного материала, был равен нулю. После того как образец
nомесrили в магнитное поле, начался процесс его намагничивания приобретения магнитного момента. В данном случае при величине
внешнего поля до 100 А/м намагниченносгь J возрастает почти линей­
но, но· после значения 100 А/м наступает так называемое состояние на­
сыщения, когда с увеличением внешнего магнитного поля магнитный
момент (а значит, и J1амаrничен1-1ость) перестает расти, устанавливаясь
Глава 2. Феррит или альсифер - что лучше?
23
на определенном уровне. Этот эффект говорит о нелинейности магнит­
ных характеристик ферромагнетика. Забегая вперед, скажем, что при
разработке трансформаторов и дросселей чаще всего стремятся обеспе­
чить их работу именно на линейном участке кривой нам�rничивания, и
т�лько в единичных случаях полезным оказываеrся также состояние
насыщения.
Кроме нелинейной · зависимо­
сти между Н и /, а следовательно,
и между Ни В, для ферромаrнети­
кqв характерно наличие гистерези­
са. Давайте подробно рассмотрим
это фундаментальное свойство
ферромагнитного материала, гра­
фически изображенное на рис. 2.5.
Итак, предположим, что имеет­
ся нейтральный, то есть полностью
размагниченный, ферромагнетик.
Мы будем постепенно намагничивать его, следя за внутренним со- 4
стоянием. Результаты поместим на
Рис. 2.5. Петля гистерезисного
график, no горизонтальной оси ко:..
uи.кла ферромагнетика
тороrо отложим напряженность
внешнего 'поля Н, а по вертикальной оси - магнитную индукцию В внуrри ферромагнетика.
Первоначально процесс намагничивания ферромагнетика до насы­
щения пройдет по кривой 0-1. После этого мы должны убрать внешнее
поле, то есть снизить напряженность до нуля. Каздлось бы, индукция
должна вернуться 1оже в нулевую точку... Однако реально ферромагне­
тик размагничи·вается по кривой 1-2, сохраняя в отсутствии внешнего
поля магнитный момент, харакrеризующийся величиной магнитной
индукции В,., называемой остаточной индукцией. Запомним название
этого очень важного параметра.
Индукция обращается в нуль лишь под действием ·внешнего поля
Нс , имеющего направление, противоположное полю, вызвавшему на­
магничивание. Напряженность Нс называется коэрциmвной силой. За­
помним и это название�·
При действии на ферромаrнетик переменного магнчтноrо поля
индукция будет изменяться согласно кривой 1-2-3-4-5-1, которая но­
сит название петли rистерезнса. Если максимальные значения напря­
женности внешнего поля · Н таковы, tоло намагниченность достигает
насыщения, ферромаrнет11.к перемаrничивается по предельной петле
mстерезиса. Все петли. нах9дящиеся внутри предельной петли, назы­
ваются часmымн циклами (рис. 2.6). ·
24
Глава 2. Феррит или альсифер·- что лучше?
Теперь 'JИтателю должно стать
понятно, почему ранее мы особое
внимание обратили на такой пара­
метр как магнитная проницае­
мость. Магнитная индукция внут­
ри ферромагнетика усиливается,, и
н
тем больше, чем больше µ, следо­
вательно, мы сможем узнать, при
какой величине внешнего поля
ферромагнетик окажется в состоя­
нии насыщения. К сожалению,
Рис. 2.6. Семейство петель
наличие гистерезиса не позволяет
гистерезиса
однозначно определить, какой будет индукция В при приложении
внешнего поля с напряженностью Н - здесь важно также учитывать
«предысторию>> ферромагнетика, то есть направление и величину оста­
точной намагничс1-1ности. Следует запомнить, что понятие магнитной
проницаемости, приводимое в справочниках по техническим ферро­
магнетикам, определяется только .по основной кривой намагничива­
ния. Мало того, величина магнитной проницаемости не постояннr., а
зависит от напряженности внешнего поля, как показано на рис. 2. 7.
Из рис. 2. 7 видно, что максимальное значение µтах проницаемости
µ достигает nри приближении к области. насыщения, после чего, при
дальнейшем увеличении напряженности 11, начинается ее стремитель­
ное падение. Какой практический вывод можно сд�лать из этого?
Во-первых, проектируя индуктивный элемент, нужно строго следить за
индукuией насыщения, чтобы магнитопровод трансформатора или
сердечник дросселя· не потерял своих полезных магнитных свойств.
И, во-вторых, uелесообразнее использовать в расчетах значение нав
Насыщение
µ,В
µ=1
В(Н)
..::;;.___,._____,____,_____._____._____,___� н
Рис. 2.7. 'Зависи�осrь прониuаемости ферромаrнеrика от нзnряженносrи
внешнего поля: µн - начальная магнитная проницаемость;
µтах - максималь ная магнитнан nрониuаемость
Глава 2. Феррит или альсифер - что лучше?
25
чальной магнитной проницаемо­
в
сти, а не максимальной (обе вели­
чины, тем не менее, в справочни­
ках приводятся).
Величины Вг и Нс являются ос­
новными техническими характери­
·стиками ферромагнетика. Но чаще
всего разработчику индуктивного
н
элемента интересен не столько вид
петли гистерезиса для конкретного
материала, сколько остаточной ин­
дукции, индукции насыщения и
коэрцитивной силы. Если Нс вели­
ка, ферромагнетик называется же­
стким (кривая 1 на рис. 2.8). Такой
Рис. 2.8. Гистерезисные циклы
материал подойдет для изготовле­
ферромагнетиков:
ния постоянных маrнито�, по­
1 - жесткий; 2 - мягкий
скольку будет иметь высокое значе­
ние остаточной индукuии, однако для магнитопроводов и сердечников
индуктивных элементов он не годится совершенно. Для этих uелей
можно использовать только материалы с мягкой петлей гистерезиса
(кривая 2 на рис. 2.8). Почему? Об.этом мы поговорим дальше - в гла­
ве, посвященной остаточной индукции и методам ее снижения.
Еще один немаловажный параметр, который следует учитывать, -·
это так называемые потери на гистерезис. В пере�енном магнитном
поле часть энергии всегда уходит на перемаrничи_вание, в результате
чего сердечник или магнитопровод нагревается. Потери на гистерезис
однозначно связаны с площадью петли гистерезиса - чем больше пло­
щадь, тем больше потери. Расчет этих потерь обязательно производится при проектировании индуктив­
ного элемента.
А теперь нам пора вспомнить,
как конструктивно устроен обык­
новенный низкочастотный транс­
форматор. Напоминаем, что кон­
струкция очень простая: на замк­
нутом стальном магнитопроводе
расположены обмотки. Что может
li � ,_}1 ;·1t j fi!'
быть проще и безотказнее обычно­
j1 1 • '1 1 '
I i i 11;f!:1
11
го трансформатора?! Но взгляните
• �- . ,j 1 . ;
• :
на рис. 2.9, на котором показан
разрез сечения такого трансформа­
Рис. 2.9. Разрез сеч:ения
магнитопровода трансформан,ра
тора. Xopo1uo видно, что магнито­
со стальным сердечником
провод 11е сплошной, не сделан и:з
•
1
11111
i
1
1
26
Глава 2. Феррит или альсифер - что лучше?
цельного куска железа, а набран из тонких пластинок, отштампован­
ных из специал,ъной холоднокатаной электротехнической стали.
·
К чему такие сложности?
Взглян�м на рис. 2.1 О. Переменное магнитное поле B(t), порождае­
мое первичной обмоткой_, замыкается в магнитопроводе и наводит на­
пряжение во· вторичных обмотках. Однако, поскольку магнитопровод
· трансформатора изготавливается из электропроводящего материала, в
ero толще возникают микротоки i(t), которые называют токаМJi Фуко
или вихревыми токами. Электрическое сопротивление стали, как и вся­
кого металла, мало, а значит, вихревые токи мoryr достигать больших
значений. Неприятностей от токов Фуко достаточно много: они вызы­
�ают разогрев магнитопровода, снижают КПД трансформатора в це­
лом. Чем выше частота преобразования, тем, согласно закону электро­
магнитной индукции, выше эти микротоки. Для борьбы с вихревыми
токами стальные сердечники набирают из тонких пластин (Ш-образ­
ный тип) или намать1вают из ленты (тороидальный тип). Типичная тол­
щина материала для трансформаторов на частоту 50 · Гц составляет
0,35 мм, а для трансформаторов на частоту 400 Гц - 0,08 мм. Появление
ферритов и маrнитодиэлектриков сделало возможным вьп1олнять маг­
нитопроводы высокочастотных трансформаторов и дроссе,!Iей �nл�ш­
ными, потому как сопротивление этих материал�в в десятки раз больше
сопротивления стали.
Рис. 2.10. Вихревые токи в трансформаторе
Но не только в магнитопроводе возн11кают вихревые токи. Как это
ни кажется парадоксальным, но токи Фуко присутствуют и в обмоточ­
ных проводах. В этом случае они вытесняют основной ток ближе к по­
.верхности провода, и в результате токи высокой частоты окаJываются
неравномерно распределенными по сечению проводника. Это явление
часто дает о себе знать в силовой электронике и называется скин-эф-
Глава 2. Феррит или альсифер - что лучше?
27
фектом. Из-за наличия скин-эффекта центральная часть проводников
становится i:ipocтo бесполезной; растет его сопротивление, причем чем
выше частота тока, тем выше становится сопротивление проводника.
Понятно, что увеличение сопротивления чревато дополнительным разогревом обмотки. Но довольно об этом! Нам еще предстоит вернугься
к скин-эффекту в одной из глав, где мы научимся рассчитывать его
·вклад в общие тепловые потери и узнаем о методах снижения.
2.4. М�гнитные материалы,
их свойства и методы выбора
Теперь, совершив краткий экскурс в теорию намагничивания веще­
ства, пора познакомиться с реальными ферромагнитными материала­
ми, используемыми в силовой импульсной технике. Далеко не всякие
ферромагнетики подойдуr для изготовления трансформа:горов и дрос­
селей, тем бол�е высокочастотных. Наиболее подходящие свойства, ко­
торыми должны обладать эти материалы, таковы:
• материал должен легко намагничиваться и размагничиваться, то
есть быть маrнитомяrким - обладать узкой петлей гистерезиса,
малой коэрц.J:Iтивной силой, большими значениями начальной и
J,
максимальной магнитной лрониuаемости;
• материал должен обладать большой индукuией насыщения, что
позJЗолит разработчику уменьшить габариты и массу электротех­
нических изделий;
• материал должен иметь возможно меньшие потери на перемаrни­
чивание и вихревые токи;
• материал должен иметь слабую зависимость магнитных свойств
'от механических �аnряжений типа растяжения и сжатия;
• материал должен в максимальной степени сохранять магнитные
характеристики при изменении температуры, влажности, с тече­
нием времени.
В большинстве справочников магнитные материалы классифици­
руются по трем основным группам:
а) проводниковые - электротехнические стали и сплавы (пермал.тiои);
б) полупроводниковые - ферриты;
в) диэлектрические - магнитодиэлектрики.
Применение материалов, относящихся к разным группам, имеет
свои особенности. При изготовлении электромагнитных элементов,
работающих на частотах от 50 Гц до 10 кГц, используют электротехни­
ческие стали, на частотах от 5 ... 10 до.20... 30 кГц - электротехнические
сплавы, на частотах от нескольких килогерц и выше -· ферриты и маr­
нитодиэлектрики. Отдельные виды электротехнических сплавов так
28
Глава 2. Феррит или альсифер - что лучше?
на:зываемого микронного проката работают на частотах до нескольких
сотен килогерц. Но в любом случае надо помнить, что верхняя частота
материала ограничена потерями в нем на гистерезис и вихревые токи.
Мы не будем подробно рассматривать достоинства и недостатки
электротехнических сталей, поскольку они в основном используются в
низкочастотной силовой технике - в сетевых трансформаторах и сгла­
живающих дросселях фильтров, рассчитанных на частоту 50 и 400 Гц.
Стали не годятся для проектирования высокочастотных индуктивных
элементов. Электротехнические сплавы т11па пермаллоя, имея зна(.1и­
тельную чувствительность к механическим ударам, до недавнего вре­
мени были непопулярны у большинства ра�работчиков маломощ1--1ых
источников �итания. Однqко теперь технология изготовления изделий
на основе пермаллоя сделала значительный прогрессивный шаг, поя. вились доступные магнитопроводы для изготовления изделий на их ос­
нове. Поэтому подробный рассказ о материалах, входяших в названные
выше группы, мы начнем именно с электротехнических сплавов.
,
Электротехнические сплавы
В отличие от электротехнических сталей, в составе которых содер­
жится небольшое количество кремния (не более 4%), пермаллои пред­
ставляют собой сложные по структуре сплавы с примесью хрома, нике­
ля, кобальта и других металлов, что и обуславливает их замечательные
свойства. Наиболее известны так�е марки пермаллоев, как 79НМ,
81 НМА. Эти м�териалы выпускаются в виде ленты толщиной от 0,005
до 2,5 мм, обладают начальной магнитной проницаемостью порядка
10000, максимальной магнитной проницаемостью около 200000, индукция насыщения составляет О, 75 Тл. Главная проблема применения
названных ·пермаллоев в радиолюбительской практике состоит в том,
что промышленность не выnу9кает готовые сердечники и магнитопро­
воды из этих материалов. Сложно также применять эти марки и про­
фессиональным разработчикам - далеко .не всякое предприятие сего­
дня обладает необходимым оборудованием для изготовления магнито­
проводов из пермаллоевой ленты.
Но это не означает, что нужно отказаться от использования элек­
тротехнических сплавов. Сегодня стремительно возрастает nопуляр­
нос rь интересной разновидности �лектротехнических сплавов, назы. ваемых аморфными маrнитомяrкими сплавами. Они отличаюrся от кри­
_сталлических, к которым относятся пермаллои, улучшенными
магн·итными и механическими свойствами, высоким собственным
электрическим сопротивлением, малыми потерями на гистереэис, вих­
ревые токи - в среднем в 3 ... 5 раз меньше, чем у кристаллических
сплавов.· И, что немаловажно, промышленность выпуск�ет u1ирокую
номенклатуру изделий из аморфных сплавов.
29
Глава 2. Феррит или альсифер - что лучше?
Ведушим отечественным предприятием по производству изделий
�з этих сплавов является НПО «ГаммамеТ>>. Подробную информацию
чигатели смогут получить на интернет-сайте предприятия ( J 1 ), а мы
кратко расскажем о производимых изделиях.
Наиболее распространенная номенклатура предприятия - кольце­
вые магнитопроводы с наружным диаметром до 600 мм, высотой, кратТаблица 2. 1. Параметры аморфных сплавов типа ГМ
Марка-
µн , о.в.
ГМ412А
1,12
ГМ414
1,15
ГМ440А
1,5
ГМ501
ГМ503А
..
ГМ515А
ГМIJДС
ГМ14ДС
ГМ32дС
ГМ33ДС
ГМ42ДС
ГМ43ДС
ГМ45ДС
ГМ54ДС-1000
ГМ54ДС-700
ГМ54ДС-500
ГМ54ДС-350
ГМ54ДС-250
ГМ54ДС-200
-·
.
Вм ,Тл
ГМ54ДС-140
ГМ54ДС-90
ГМ54ДС-60
ГМ54ДС-40
-----·
--
.
ГМ54ДС-30
=
0,8
0,75
10000
60000
600000
300000
1,2
5000
600000
150000
0,8
140
---90
- --·-----60
-- -----·=
40
30
- =- -==:,:_
0,4
2,0
2,0
0,5
2,0
40000
1250
0,5
2,5
1100
3,0
760
540
3,0
3,0
260
215
3,0
370
350
250
200
-
1,5
600000
25000
700
--- 500
0,8
0,2
50000
200000
1000
-
4,0
0,15
250000
150000
3000
20000
35000
1200
0,4
0,7
1,0
200000
20000
7000
0,4
0·75
'
0,8
0,8
0,8
0,8
0,8
Нс , А/м
]50
70000
0,95
0,32
0,8
0,8
µmaxt о.е.
1000
150000
0,43
0,58
0,8
0,8
-
150
96
-
64
-- 42
31
3,0
----
3,0
3,0.
---4,0
-- ·-----.·-- --4,0 ------0
4,-----4,0
--
--=-=
30
Глава 2. Феррит или альсифер - что лучше?
ной 5 мм. Выпускаются также П-образные магнитопроводы и магнито­
проводы прямоугольного (стержневого) типа. Изделия из аморфного
сплава марок ГМ работают в диапазоне температур от -60 до + 125 °С.
В,Тл �
0,6
ГМ32ДС
0,4
0,2
-20
Н,А/м
о
-10
10
20
02
,,
04
06
),_
'
Рис. 2.11. Кривая намагничивания материала ГМ32ДС
1
«
19,(
-,,- -
,,
�
.,,. ,,
"
,,
V
V
,,
6 ,,,V ..� / V /
""
;
/
_,,
,1
,,1
VV
,, , #
#
,# ,
/
/ ,, 1
1/'
,. :, ; / ,. ,..,,. l/ .,
',1" /
;
,1 ;
/,,,,_.
/,,/ V ,,;
;
/ V
/ ;;"
,.
�
/
· 0,01 # #
#
,, ,
,.
, , .,#
,
1/
/ / ,.
""
,,
,
«- - V/- ,,
V
!,�
,;'
�
;"��
��
0,1
11"'"
;
V
., " /
/,.V V .,.;
V /
// ,,V
0,001
10
100
1000
Н,А/м
10000
Рис. 2.12.
·. Семейство кривых намаrничивания материала ГМ54ДС
с проницаемостью 30 ... 1 ООО
Глава 2. Феррит или альсифер - что лучше?
31
Имеются две разновидности изделий - помещаемых в защитные кон­
тейнеры из полипропилена и комбинированные контейнеры, а также
поставляемые без контейнера. Верхняя граница рабочей частоты мате­
риала, как указано в технических условиях, составляет 200 кГц.
Магнитные свойства наиболее распространенных марок сплава ГМ
приведены в табл. 2.1.
На рис. 2, 11 и 2.12 приведены кривые намагничивани,1 материалов
марок ГМ32ДС и ГМ54ДС.
Особое внимание читателю следует обратить ·на ма1 н1-rrопроводы из
материала ГМ54ДС. Эти магнитопроводы, имеющие �оздушный зазор,
могут быть использованы дпя намотки мощных дросселей, «работаю­
щих� в режиме подмагничивания постоянным током и с меняюu1ими­
ся однополярными токами. О том, как воздушный зазор влияет на маг­
нитные характеристики, мы подроб1:10 поговорим позже.
Ферриты
Эти материалы наиболее часто используются в силовой импульс­
·ной технике. Они представляют собой поликристаллические много­
компонентные соединения, изготавливаемые ·по особой технологии,
общая химическая формула которых MeFe 203 (где Ме - какой-либо
ферромагнетик, например, Mn, Zn, Ni). Являясь полупроводниками,
ферриты обладают высокими значениями собственного электрическо­
го сопротивления, превышающего сопротивление сталей.в 50 раз и бо­
лее. Именно это обстоятельство позволяет применять ферриты в ин­
дуктивных элементах, работающих на высоких частотах, без опасения,
что моrуг резко повыситься потери на вихревые токи:
Наибольшее распространение· в силовой технике по.[Iучили отечест­
венные марганец-цинковые ферриты марок НМ и никель-цинковые
ферриты марок НН. При выборе между этими марками предпочтение,
конечно, следует отдать ферритам марок НМ, поскольку они имеют бо­
лее высокую температуру Кюри (температура, при которой ферромаr-;
нети:ки теряют свои ферромагнитные свойства), что позволяет эксплуа­
тировать их при более высоких температурах перегрева. Потери на гис­
терезис у марганец-цинковых ферритов на порядок меньше, чем у
никель-цинковых. Ферриты марок НМ обладают высокой стабильно­
стью к воздействию механических нагрузок. Однако электрическое со­
противление ферритов марок НМ меньше, чем ферритов марок НН,
поэтому· последние могут эксплуатироваться на более высоких частотах.
Отметим из наиболее часто встречающихся никель�uинковые фер­
риты марок 2000НН, 1000НН, 6ООНН, 200НН, I00HH. Верхней грани­
цей· рабочей области частот для них является 5... 7 МГц. Марганце­
во-цинковые нетермостабильные высокопроницаемые ферриты марок
6000НМ, 4000НМ, ЗОООНМ, 2000НМ, 1500НМ (рис. 2.13), l000HM -
32
Глава 2. Феррит или альсифер - что лучше?
В,Тл
0,5 ...------.------,------,
] -60 °С
0,4 t------t--f---,,;'"'-+---f:::.----i
]
о.з �---J�::.�t:::::==-�
о
?5° С
�--____._____.___,_____. Н, А/м
80
160
24·0
Рис. 2.13. Кривая намагничивания феррита 1500НМЗ при различных
· температурах и частотах: 1 - 20 кГц, 2 - 50 кГц, 3 - 100 кГц
используются в частотном диапазоне до нескольких сот килогерц в ин­
тервале температур -60 ... + 100 °С, когда термостабильность не является
определяющим параметром. В противном случае следует использовать
ферриты
термостабильные
В,Тл
2000НМЗ, 2000HMJ, 1500НМЗ,
0,5
1500НМ1, lОООНМЗ, 700НМ.
20° С
Вдобавок к термостабильности
ферриты этих марок обладают
0,4
меньшими потерями на вихре­
вые токи и большим диапазо­
135°С
ном частот (0,3 ... 1,5 МГц). Для
импульсных источников термо­
стабильность не является опре­
деляющим фактором.
В средних и особенно,
сильных полях (В > О, l Тл) хорошо применять ферриты марок 4000НМС, ЗОООНМС,
2500HMCI; 2500НМС2. Ре­
зультаты исследований, приве­
о-----__.______..____.
160
80
240
денные в [ 12J, показывают, что
Н, А/м
лучшими представителями в
Рис. 2.14. Кривая намагничивания
этой группе являются ферриты
феррита 2500НМС1 при частоте 20 кГц
25001-ll.'vtCI и 25\)0НМС2.
33
Глава 2. Феррит или альсифер - что лучше?
Таблица 2.2. Параметры
ферритов марок 2500НМС1 и 2500НМС2 [18]
�Параметр
�..,;;�.2,,1---
Обозначение
------- ---
Начальная магнитная
прониuаемость при
В - 0,2 Тл, f - 16 кГц
Критическая частота
Ед. иэм.
2500НМС1
------·-------
4500
(при 20 ·с)
4100
(при 120 °С)
µн
-fc
2500НМС2
·-
4500
(при 20 °С)
4100
(при 120 °С)
МГц
0,4
0,4
мкВт
см3Гц
10,5
(при 25 °С)
8,7
(при 100 °С)
8,5
(при 25 °С)
6,0
(при 100 °С)
Удельные объемные
маrнитн�е потери при
В - 0,2 Тл, f - 16 кГц
Psp
Магнитная и1-Шукuия при
Н = 240 А/м
в
мТл
290
330
ИJ-Шукuия насыщения
Вм
мТл
450
470
Остаточная магнитная
индукция
Br
мТл
100
90
Температура Кюри
Те
·с
>200
>200
r/см3
1
1
Плотность
1
Удельное электрическое
сопротивление
р
Ом-м
4,9
4,9
Коэрцитивная сила
Нс
А/м
16
16
�
]Jрим_енение. ферритов марок 2500НМС и 2500НМС1 (рис� 2.14)
позволяет уменьшить массу и габариты трансформатрра соответствен­
но на 8 и 15%, а при сохранении прежних типоразмеров - увеличить
МОЩНОСТЬ на 20%.
В табл. 2.3 приведены параметры наиболее часто встречающихся
ферритов марок НМ и НН.
В настоящее время у разработчиков силовой импульсной техники
становятся все более популярными импортные изделия из ферритов.
Они в достаточном количестве присутствуют на отечественном рынке.
Как показывает практика, ферриты, выпускаемые фирмой <<EpcoS>>
[13], превосходят по своим характеристикам отечественные ферриты,
главным образом, в отношении пониженных потерь на rистер�ЗJ:IС и на
вихревые токи. Кроме тоr·о, номенклатура конфигураций магнитопро­
водов, изготавливаемых из этих ферритов, значительно более широка.
Правда, пока стоимость импортных изделий больш�, чем отечествен­
ных, поэтому читателю предоставляется возможность самостоятельно-
34
Глава 2. Феррит или альсифер - что лучше?
Таблица 2.3. Параметры наиболее часто встречающихся
ферритов марок НН и НМ500
--
Марка
µн,
о.е.
µmax,
о.е.
Вм ,Тn
fc,
МГц
те , ос
В,, Тл
2000НМ3
1700-2500
3500
0,35-0,4
0,5
200
0,12
2000НМ1
1700-2500
3500
0,38-0,4
0,5
200
о,12
1500НМ3
1200-1800
3000
0,35-0,4
1,5
2Q0
0,08
------·
16
1500НМ1
1200-1800
3000 · 0,35-0,4
0,7
200
-
16
2000НМ
2000
3500
0,38-0,4
0,45
200
О,12
l00HH
80-120
850
-
7 ,о.
120
-
24
15
400НН
350-500
1100
0,25
3,5
·11 О
64
600НН
500-800
1600
0,31
1,5
но
о,12
0,14
32
I000HH
800-1200
3000
0,27
0,4
110
о, 15
20
Нс,
А/м
-----25
··----·-25
--
-
Таблица 2.4. Параметры импортных ферритов фирмы uEpcos»
Материал
µн, о.е.
Вм ,Тn
Нс, А/м
Ni-Zn
80
0,31
380
мзз
Mn-Zn
750
0,4
80
N22
Mn-Zn
2300
0,28
18
N27
Mn-Zn
2000
/ 0,5
22
N41
Mn-Zn
2800
0,49
22
N48
Mn-Zn
2300
0,42
26
N49
Mn-Zn
1300
0,46
18
N67
Mn-Zn
2100
0,48
22.
N72
Mn-Zn
2500
0,48
N87
Mn-Zn
2200
--16
---==--
Марка
Kl
-
--
0,48
15
го выбора между стоимостью и качеством. В табл. 2.4 приведены пара­
метры наиболее популярных марок, выпускаемых <<Epcos)).
Еще одно обстоятельство в пользу применения импортных ферри­
тов фирмы <<Epcos>> - наличие
свободно распространяемой
программы
.
.
Глава 2. Феррит или альсифер - что лучше?
35
Ferrite Magnetic Design Tools, которая визуализирует магнитные харак­
теристики всех предлагаемых материалов, позволяет построить множе­
ство графиков, отражающих поведение ферритов в разных условиях,
например, при разной температуре, рабочей частоте (эти данные мож­
но получить при нажатии на кнопку Material Properties). Для материала
N27 результаты отображения кривой намагничивания и расчета rепло­
вых потерь приведены на рис. 2.15, а, 6.
--- s
-�
• -
)С -
--
lt.. -
'1 "
о ..
А
а)
.1
1
-- -- ·-
[Jl .....,,.,...,J):nC...... ..
j..
,
13
-WC
� � Ot
б)
1��
D
-•
1
Е]
--
Рис. 2.15. Представление характеристик
маrериала N27 в программе Ferrite Magnetic Design Tools:
а) кривая намагничивания; б) тепловые потери
36
Глава 2. Феррит или альсифер - что лучше?
Дополнительные возможности программы раскрываются при на. жатии кнопки Core Calculation. В этом режиме производится выбор ти­
пономинала маrнитопровода и материала, после окончания выбор� от­
ражаются основные rеометрические и маrнитные характеристики вы­
бранного магнитопровода, тут же можно рассчитать тепловые потери,
знач·ение рекомендуемой рабочей величины магнитной индукции, ко­
личество витков в типовых включениях.
Получить свежую версию программы можно с сайта фирмы. Кроме
того, версия 3.0 находится на прилагаемом к книге компакт-диске.
Магнитодиэлектрики
Маrнитодиэлектрики включают в свой состав мелкопомолотые· по­
рошки, обладающие магнитными свойствами, и связующий диэлек­
трический материал на основе полистирола. Частицы магнетика отде­
лены друг от друга диэлектрической средой, явля�щейся одновремен­
но электрической изоляцией и механической связкой всей системы.
Магнитная проницаемость маrнитодиэлектриков невелика (от не­
скольких единиц до сотен). Благодаря большому размагничивающему
эффекту параметры магнитодиэлектриков мало зависимь1 от внешних
полей. Распространены три основные группы магнитодиэлектриков:
альсиферы, карбонильное железо, пресспермы.
Карбонильное железо применяют в основном для индуктивных ка­
тушек малой энергоемкости. Начальная магнитная проницаемость
карбонильного железа составляет 10...15, максимальная рабочая часто­
та ДЛЯ марки МР--10 составляет 10 мrц, для МР-20 - 20 МГц, ДЛЯ
МР-100 - 100 МГц. Ввиду того что карбонильное железо вообще не
ветречается в силовой импульсной технике, мы не будем подробно рас­
сматривать этот вид ферромагнитного материала.
Альсиферы - широко применяемый в силовой импульсной технике
вид магнитодиэлектриков. Основу магнитного наполнителя альсифе­
ров составляет тройной сплав Al-Si-Fe (алюминий, кремний, железо).
Отечественной промышленностью· выпускается 6 марок альсиферов с
относительной проницаемостью от 22 до 90, предназначенных для ра­
боты в интервале температур от -60 до + 120 °С. Буквы в названии ма- .
рок означают:
• ТЧ - тональная частота:
• ВЧ - высокая частота;
• К J с компенсированным температурным коэффициентом маг­
нитной проницаемости. ·
Основные параметры альсиферов приведены в табл. 2.5. На графи­
ке рис. 2.16 приведены кривые намагничивания альсиферов марок
ТЧ-60, ТЧ-32, ВЧ-22.
37
Глава 2. Феррит или альсифер - что лучше?
Таблица 2.5. Параметры отечественных альсиферов
....
Марка
ТЧ-90
µ
·--
3
Sн ·10
79-91
3,0
56-63
2,0
ТЧК-55
48-58
2,0
ВЧ-32
28-33
1,2
ВЧ-22
19-24
2,0
ВЧК-22
19-24
2,0
ТЧ-60
----
Бн - коэффиuиент потерь на гистерези,с
f,
·-
.,.,_
Гц
М
·---------
Маркировка
0,02
иний
0,07
Красный
0,20
Белый
···------- -- С
Черный
0,07
-· -----·
·-------·--
-
-0,70
-0,70
Зеленый
�-
Желтый
Коэффициент потерь на гисте­ !3, Тл
резис у альсиферов остается посто­ 0,5 ��-�---�---� 1
янным лишь при слабых полях.
При повышении напряженности
поля он снижается и в полях поряд­
ка 15�-2000 А/м снижается до О, 1
2
своего начального значения. Такая
3
зависимость объясняется тем, что :в
слабых полях площадь петли гисте­
резиса альсифера растет пропор­
ционально третьей степени напря­
о
о·
о
женности внешнего поля (Н 3 ), а в
о
о
Н,А/м
о
N
ао
Ф
.....
м
"'it
сильнь!х - медленнее.
Пресспермы - маrнитодиэлек­ Рис. 2.16. Кривые намагничивания
альсиферов:
трики, производимые на основе
1 - ТЧ-60·' 2 - ТЧ-32·. 3 - ВЧ-22
Мо-пермаллоя. Изготовляют их из
мелкого металлического порошка
на базе высоконикелевого пермаллоя, легированного молибденом.
Пресспермы обладают повышенной магнитной проницаемостью, низ­
ким уровнем гистерезисных потерь. Оrечественной промышленностью
разработаны 10 марок пресспермов (5 нетермокомпенсированных и
столько же термокомпенсированных). Параметры некоторых предста­
вит�лей приведены в табл. 2.6. В обозначении термокомпенсирован­
ных пресспермов добавляется буква <<К>>. Цифра в обозначении мар­
ки - это номинальная магнитная проницаемость. Верхняя рабочая
частота МО-пермаллоевых сердечников составляет 100 кГц.
На рис. 2.17 приведены кривые намагничивания пресспермов наи­
более распространенных марок.
38
Глава 2. Феррит или альсифер - что лучше?
Табли�а 2.6. Параметры отечественных nрессnермов
Марка
МП-60
-
·с
f0 , кГц
-·-
----·-
МП-100
ню
·-60... +85
-60... +85
>---·
100
-60... +85
МП-250
100
-60... +85
В,Тл
0,8
гт-т-т--т::;;;;�;.--�
.
0,7 1----lf-----f-��-+�.-,:+�� 3 ·
280
0,6
240
4
200
0,4
160
0,3
120
0,2
80
0,1
40
о
о
....
о
о
N
(\')
о
о
..,.
·«>
а)
о
о
v
(О
Н,Nм
1,5
-----
2,0
140
2,0
250
3,0
·-
µ
1
,____.,,__, 2
0,5
·-
10
--
МП-140
·--·---·- -
55'
--·
·IOO
бн·103
µ
·-·
�
,,:_...о
....
""-------- -�
о
о
..,.
(Х)
о
о
�
1
2
з
4
Н, А/м
б)
Рис. 2.17. а) кривые намагничивания пресспермов;
б) кривые
изменения проницаемости от напряженности внешнего поля:
.
1 - МП-250; 2 - МП-140; 3 - МП-100; 4 - МП-60
2.5. Изделия из ферромагнитных материалов
Эти изделия, изготавливаюu1иеся на основе ферромагнитных мате­
риалов, упомянуrых выше, исполь.зуются в качестве полуфабрикатов
для намотки трансформаторов и дросселей. Номенклатура выпускае­
мых электротехнических изделий столь широка, что в рамках данной
книги вряд ли удастся рассказать обо всех типономиналах. Впрочем,
Глава 2. Феррит или альсифер - что лучше?
39
такой необходимости и нет - существует достаточное количество
справочников, например, [14-20J. Здесь же коротко напомним основ­
ные виды изделий, с которыми мы в основном будем иметь дело при
разработке импульсных устройств: кольцевые магнитопроводы (ring
cores), стержневые сердечники круглого сечения (rod cores), стержне­
вые сердечники прямоугольного сечения (plate cores), броневые ча­
шечные магнитопроводы (pot cores), броневые Ш-образные магнито­
проводы (Е cores), броневые магнитопроводы типа КВ (RM cores).
В табл. 2. 7 приведены основные виды магнитопроводов, упомянутые в
этом разделе.
Эти типы освоены отечественной nромыщленностью, налажено их
массовое производство. Несколько подробнее следует сказать о магни­
топроводах типа КВ, недавно появившихся на отечественном рынке.
КВ-магнитопроводы внешне напоминают броневые чашечные магни­
топроводы с вырезанньiми секторами. Чем удобна такая конструкция?
Дело в том, что в классических магнитопроводах типа «Ч» предусмотре­
ны узкие прорези для проволочных выводов, которые впаиваются в пе­
чатную плату. Это не должно смущать радиолюбителей, которые изго­
тавливают единичные образцы, а вот в промышленном производстве
очень важно экономить трудозатраты -. ведь они напрямую связаны со
стоимостью продукuии! Оказывается, что для КВ-маrnитопроводов не­
сложно изготовить методом литья полистироловый каркас с выводами
(такие каркасы сегодня можно приобрести), намотать на нем обмотки,
установить катушку в магнитопровод и просто впаять собранный эле. мент в установочное место. Нет-необходимости зачищать выводы, ис­
кать нужное отверстие (если выводов много). Но это еще не все: сектор­
ный вырез для выводов дополнительно вентилирует катушку, снижая ее
температуру. Изготовителей магнитопроводов привлекает сниженная
материалоемкость no сравнению с другими аналогичными типами.
· Стоит также упомянугь о типах, которые пока не nроиз�дятся оте­
чественными предприятиями. Магнитопровод типа ETD (ETD core) в
значительной степени напоминает Ш-образный магнитопровод
(Е core), но является развитием такой конструкuии (рис. 2. 18).
В чем ее преимущество? Как известно,. наиболее плотно обмотка
ложится на каркас цилиндрического типа. Классический Ш-образный
магнитопровод заставляет выполнять каркас с острыми гранями, из-за
чего образуются пустоты, не заполненные обмоткой (обмотка как бы
«разбухает>>). Из рис. 2.18 видно, что центральный керн ETD магнито­
провода имеет круглое сечение, а в боковых кернах сдел.аны выемки
под обм9'Гку.
Конструктивными разновидностями ЕТD-типа является тип EG
(отличается способ стяжки половинок) и тип ER. Последний на1ывает­
ся низкопрофильным, так как позволяеr изготовить индуктивный эле­
мент малой высоты.
40
Глава 2. Феррит или альсифер - что лучше?
Таблица 2. 7. Основные виды магнитопроводов и сердечников
==-========---=--==- ====='?""'=======
Внешний в ид
Название
Основные
Шифр
изделия · размеры
---------1-------··----· ··---·-- +------а
1 -.L-.IW
--1 · ---L----J-�
i
uiuнI
Кольuевой
магнитопровод
(ring core)
к
D·d·h
Стержневой серлеч­
ник прямоугольного
сечения (p\ate core)
п
b·S·L
Стержневой серлеч­
ник круглого сечения
.(rod core)
с
D·L ·
Броневой Ш-образный магнитопровод
(Е core)
ш
fo • S
Броневой
чашечный
маrнитопровод
(pot core)
ч
Рис. 2.18. Магнитопровод типа ETI>
Глава 2. Феррит или альсифер - что лучше?
41
Продолжение табл. 2. 7
======= __,. :::Ji.U·--=--�=====;z=-�=� •--- �----=··=.=•=====
Внешний вид
---------··-·-----
Название
Шифр
·изделия
Броневой маг�
нитоnровод
типа КВ
(RM core)
кв
----·- . .
Основные
размеры
---
--1
Еще один оригинальный тип магнитопровода, приведенный на
рис. 2.19, имеет наименование-ЕFD (EFD core). Эrо тоже разновидность
Ш-образного типа, но позволяющая конструктивно расположить ин­
дуктивный элемент горизонтально, а значит, сэкономить на высоте, раз­
работать компактное изделие. Встречается ЕFD-тип в основном в им­
пульсных источниках питания, рассчитанных на небольщую мощность
(единицы ватт).
И последний интересный тип магнитопровода показан на рис. 2.20.
Он обозначается буквами ЕР и обладает компактной конструкцией, от­
личается высоким заполнением ферромагнетика, гарантирует мини­
мальное рассеяние магнитного потока силовых линий. И, конечно,
конструкция ЕР магнитопровода позволяет использовать его в про­
мышленном производстве с применением автоматической сборки.
В заключение этой главы стоит рассказать об одной интересной
конструктивной идее, которую, конечно, в радиолюбительской прак­
тике едва ли имеет смысл реализовывать, но профессиональному раз­
работчику она может пригодиться. Речь идет о малогабаритных мало­
мощных импульсных И(.,"Точниках питания с минимальной высотой.
Например, такие источники могут потребоваться для встраивания в
42
Глава 2. Феррит или альсифер - что лучше?
Рис. 2.19. Магнитоnровод типа EFD
Рис. 2.20. Магнитопровод тиrm ЕР
мобильный телефон, компьютер типа notebook, цифровой фотоаппа­
рат. Вот для таких· устройств было предложено [211 не мотать обмотки
проводом, а вы110ш1Ять их в виде спиральных печатных проводников,
как показано на рис. 2.21.
Глава 2. Ф�ррит или альсифер - что лучше?
43
Рис. 2.21. Обмотка в в�ще печатных nроводникоu
Особенно целесообразно такую конструкцию применять на много­
слойных печатных платах, когда слои разделяются между собой слоями
диэлектрика. Как показывает опыт разработки «печатных,> преобразо­
вателей, однослойный печатный проводник «держит» нагрузку до 12 А,
однако ее можно повысить, включив параллельно несколько слоев. Ра­
бочая частота «печатных>> источников питания составляет около
500 кГц - именно на таких частотах можно ограничиваться нескольки­
ми витками. И, кроме этого, производство данных источников пита­
ния оказывается дороже производства классических импульсных пре­
образователей. Но кому нужно снизить габариты, должен платить за
это удовольствие.
ГлаваЗ
О холостом ходе, габаритной мощ·ности,
зазорах. и не только
Как работают
высокочастотные дроссели и трансформаторы.
Остаточная индукция и методы ее снижения
... Задумался: а чем же вообще трансформатор от дросселя отличается? Ска­
жем, взял я два одинаковых маг11и1J1оnровода, намотал на них обмотки с одним и
тем же количеством витков, в сеть включил, измеряю ток «первички». Пока
«вторичка» никуда не подключена, все одинаково, все понятно. Но как только я,
скажем, «вторичку» на сопротивление нагружу, сразу.картинка меняется, ток в
первичной обмотке подскакивает. Я никак не могу понять - оба включены в одну и
ту же сеть, оба в одинаковых условиях. Так почему трансформатор - это совсем
не дроссель?
Из переписки
... В запасе у меня есть ферритовые кольца. Возможно ли cдl?llamь пропил для
создания зазора или разделить кольцо пополам, создав таким образом зазор? Мож­
но, конечно, попробовать самому проверить идею, но это - и время, и средства...
Из отзывов на первое издание
Вопрос о том, как устроен трансформатор и, главное, как он рабо­
тает, неизменно вызывает прилив веселого настроения у самых разных
людей. В студенчес�ой среде обычно вспоминается их незадачливый
коллега, который, как повествуется в известном анекдоте, ответил на
вопрос экзаменатора о работе этогv электротехнического изделия ко­
ротко и просто: «У-у-у-у-у ... >>. А люди с житейским опытом иногда
сравнивают с трансформатором отца некоего семейства, который, за­
рабатывая 380 условных единиu, отлает в семью 220 условных единиц,
а на оставшиеся единиuы усиленно <<.гудит>> ... Конечно, для людей, да­
леких от электронной техники, такие познания в трансформаторах
простительны, но для разработчиков импульсной техники этих знаний
явно недостаточно. Поэтому нам предстоит. вместе _разобраться, как
все-таки работает трансформатор.
Глава З. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
45
3. 1. Что такое магнитный поток?
Можно было бы сразу начать с ответа на поставленный вопрос, но
прежде нам понадобятся некоторые сведения из теории электромаг­
нитных процессов. Поставим нашу предварительную задачу еще более
конкретно: что такое магнитный поток и зачем он нам вдруг понадобился?
"''Т �I
Из предыдущей главы нам извест­
но, что если в некотором пространстве
существует магнитное поле, его можно
определить в каждой точке через маг­
нитную индукцию В. Поместим в это
поле поверхность S произвольной фор­
мы. Для наглядности представим, что
мы вырезали из пластиковой бутылки
прозрачный сегмент S, как показано на
рис. 3.1, и внесли этот кусочек пласти­
ка в магнитное поле. Силовые линии
Рис. 3.1. Произвольная
как бы <<протекут» сквозь эту поверх­ поверхность в магнитном поле
ность подобно тому, как вода протекает сквозь решето или дуршлаг.
Теперь давайте фломастером разобьем нашу поверхнос�:ь на мно­
жество маленьких площадок dS, которые за своей малостью будуг ка­
заться нам плоскими.- Напомним, что именно так·ое представление о
поверхности нашей планеты имели древние люди, считая ее плоской и
бесконечной. Теперь мы знаем, что это далеко не так, но, как ни стран­
но, <<Первобытные» представления помоrуr нам понять важные вещи.
Если бы поле в пространстве было однородным, тогда через каждую
элементарную площадку dS протекало бы одинаковое количество «ру­
чейков». В реальности поле далеко не всегда однородно, то есть через
каждую площадку dS проходит разное количество силовых линий. Река
же из ручейков может сложиться, когда мы сложим все ручейки вместе.
Поскольку площадок на поверхности dS очень много, мы переходим от
суммирования к интегрированию индукции по поверхности S:
Фм = J BdS,
s
(3.1)
где Ф м - поток индукции В через поверхность S.
Читателю, не знакомому с высшей математикой, пока не очень по­
нятно, что такое на самом деле поток. Давайте упростим задачу, перей­
дя к магнитному полю в замю1утом сердечнике (рис. 3.2). Мы будем
считать, что поле в сердечнике однород»о, то есть любую сколь угодно
малую площадку поперечного сечения пронизывает одинаковое :коли-
46
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
чество силовых линий индукции В. Поэтому для наших практических
расчетов мы всегда будем определять поток как:
Фм = BS,
(3.2)
. где S - площадь поперечного сечения магнитопровода;
В - магнитная индукuия в сердечнике.
Теперь мы можем вспомнить еще
один важный закон физики - это за­
кон электромагнитной индукции,
в
или, как его · называюr реже, закон
Фарадея. Явление электромагнитной
.индукции, как известно, состоит в
том, что в проводящем контуре, нахо­
дящемся в переменном магнитцом
поле, возникает электродвижущая
сила индукции (ЭДС). Если мы по­
Рис. 3.2. Магнитный поток
местим в переменное магнитное поле
в замкнуrом магнитопроводе
виток из провода (рис. 3.3), то на
клеммах 1 И 2 ВОЗНИКНСТ разНОСТр ПОТеНЦИЗЛОВ - напряжение Еи , а в замкнутом контуре потечет ток.
Звучит закон так: ЭДС электромагнитной индукции Еи, возникаю­
щая в контуре, численно равна и противоположна по знаку скорости
изменения магнитного потока Фм сквозь поверхность, ограниченную
этим контуром. В математическом виде закон Фарадея записывается с
помощью операции дифференцирования так:
1
Еи = _
dФ,.,
dt '
1
(3.3)
где dt - малый промежуток времени.
Дифференцирование по времени - это отношение величины изме­
нения одной величины к короткому отрезку времени, на котором это
изменение произошло. Другими словами, чем быстрее будет изменять­
ся поток Ф м, тем болыuее значение ЭДС мы сможем получить на клем­
мах l и 2.
Теперь мы готовы в первом приближении ответить на вопрос, вы­
несенный в наименование раздела. В трансформаторе, включенном в
сеть переменного то1<а, меняется напряжение на первичной обмотке,
вследствие чего меняется индукция в сердечнике, а значит,. и поток.
Переменное магнитное поле, рожденное сетевой (первичной) обмот­
кой, замыкается в магнитопроводе, одновременно пронизывая витки·
вторичной обмотки. На контактах вторичной обмотке появляется ЭДС
индукции.
Глава З. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
47
Очевидно, что мы не в состоя­
нии повлиять на скорость измене­
ния сетевого напряжения - частота
изменения потока фиксирована и
составляет 50 Гц. Изменение ЭДС
индукции эквивалентно снижени-'°
или повышению частоты. Как же
выйти из создавшегося положения,
чтобы получить требуемое- значение
Рис. 3.3. Электромагнитная
напряжения на вторичной обмотке?
индукция в проводящем контуре
Оказывается, контур можно выполнить состоящим из некоторого количества w витков, и тогда под пото­
ком Фм следует понимать полный магнитный поток сквозь поверхно­
сти, ограниченные всеми w витками. В электротехнике эту величину
называют потокосцеплением:
'1' = L�.
i= 1
(3.4)
Расчет потокосцепления в общем случае - задача довольно слож­
ная, требующая знания методов высшей математики. В случае необхо­
димости расчета наших элщсrротехнических изделий мы будем считать,
что, . поскольку все витки обмоток приблизительно одинаковы, пото­
косцепление равно:
, '1' = wSB.
(3.5)
Закон электромагнитной индукции с учетом (3.3) и (3.5) запишется
так:
Еи = - w d Ф м = - wS dB.
dt
dt .
(3.6)
Мы пришли к известному практическому выводу: наматывая необ­
ходимое количество витков во вторичной обмотке трансформатора,
можно получать требуемые выходные напряжения.
Отметим очень важное обстоятельство: ЭДС индукции может воз­
никать в цепи в результате изменения тока в этой же самой цепи. Эта
ЭДС называется ЭДС самоиндукции. Для дроссел.я, как частного случая
трансформатора, именно ЭДС самоиндую1ии является главным факто­
ром, определяющим его параметры.
3.2. Как рассчитать индуктивность?
Раз уж мы заговорили о дросселях, нам необходимо наметить пуги
решения двух важнейших практических задач: определения электриче­
ских параметров по геометрическим размерам и определения геомет-
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
48
;
рических размеров по электри­
ческим параметрам. Наш расчет
мы построим на основании тео­
ремы о циркуляции вектора Н и
закона электромагнитной ин­
дукции.
Тороидальный дроссель, ус­
ловно показанный на рис. 3.4,
равнqмерно намотан на кольце­
вом магнитопроводе из ферро­
магнитного материала. Сейчас
Рис. 3.4. К расчету параметров
для нас совершенно не важна
тороидального дросселя
конкретная разновидность мате­
риала, существенна лишь его магнитная проницаемость - она в нашем
случае на 2-3 порядка выше проницаемости воздуха. Следовательно,
практически весь магнитный поток замыкается в магнитопроводе.
Дроссель имеет следующие конструктивные, магнитные и электри­
ческие параметры: число витков катушки - w, длина средней линии
магнитопровода - icp, площадь поперечного сечения магнитопрово­
да - S, магнитная индукция в сердечнике - В, активное сопротивле­
ние провода обмотки - r.
По закону Ома приложенное к катушке переменное напряжение Ее
и наведенная в ней ЭДС самоиндукции Еуравновешиваются падением
напряжения на активном сопротивлении r обмотки:
r
Ее+ Е, = ir.
(3.7)
dB
Ее::::: wS-.
dt
(3.8)
Будем считать, что сопротивление провода катушки ничтожно
мало, поэтому по закону электромагнитной индукции:
..
В течение той части периода, коrда напряжение Ее положительно,
индукция возрастает. При отрицательных значениях напряжения вели­
чина индукции уменьшается.
Считаем также, что переменное напряжение, приложенное к ка­
'JУШКе, симметрично (отрицательная и положительная полуволны оди­
наковы по форме), а индукция изменяется от -В до +В, не доходя до
насыщения.
Таким образом, индукция меняется на удвоенную ампли гуду:
J Ecdt = ws J dB = 2wSB.
Т/2
<-В
О
-В
(3.9)
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
49
Интеграл, стоящий в левой части полученного равенства (3.9), оп­
ределяет среднее за nолупериод значение переменного. напряжения Ее,
умноженное на л_олупериод.
Обозначим это среднее значение Еср, связав его с Ее соотношени­
ем:
(3.10)
Следовательно, поставляя (3.1) в (3.9) и учитывая, что частота/яв­
ляется величиной, обратной пери·оду Т:
4wSB
Ecj, = -- = 4 wfSB.
(3.11)
т
Как · показывает практика, более удобным в электротехнических
расчетах является не среднее, а действующее значение напряжения Е,
определяемое:
1 т
Е = -JE;_nt.
(3.12)
То
Связь между действующим и средним значениями напряжения оп­
ределяется коэффициентом формы kФ:
Е
kф = -.
(3.13)
Еср
Для разных форм сигналов коэффициент формы различный. Наи­
более часто встречающиеся на практике коэффициенты приведены в
табл. 3.1.
Таблица 3. 1. Коэффициенты формы
для р�спространенных электрических си·гналов
1
Форма
наприжении
----
kф
Г\ Г\
л
л
7--V \
1, 1 1
), 16
.RтLR ГV\
1,0
Мы пришли к очень удобной записи закона электромагнитной ин­
дукции, которая широко используется для расчета дросселей с магни­
топроводом:
(3.14)·
Как мы знаем из предьщуrцей главы, рабочий участок кривой на­
магничивания магнитопровода простираете� вплоть до индукции на-
50
Глава З. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
сыщения Вм. Исследования показывают, что с достаточной степенью
точности можно считать этот участок линейным для материалов с уз­
кой петлей гистерезиса. Тогда напряженность магнитного поля Нбудет
повторять во времени закон изменения иНдукции В, влияние гистере­
зиса окажется минимальным и допустимо· пренебрежение им в расчет­
ных соотношениях:
-H(t) =
-
B(t)
µµо
_
(3.15)
По найденному значению H(t) легко определиrь ток i, проходящий
по обмотке дросселя. Воспользуемся упрощенной формой записи тео­
ремы о циркуляции вектора напряженности магнитного поля (2.5), вы­
веденной нами в предыдущей главе. С учетом этого:
H(t)R.,cp = i(t)w.
(3.16)
Ток во всех витках обмотки одинаков, поэтому мы имеем право ум­
ножить его величину на количество витков w.
С учетом соотношения (3.15) ток в обмотке:
i(t) =
_B(_t)_l ,p
.,.a,_
µµoW
(3.17)
повторяет по форме кривые H(t) и B(t).
В то же время, принимая во внимание (3.11) и (3.13), изменение
индукции ·(амплитуда индукции) в магнитопроводе:
(3.18)
При синусоидалън�м характере напряжения Ec(t) изменение ин­
дукции тоже будет носить синусоидальный характер, но с отставанием
по фазе на тr./2. Ток в обмот�е дросселя, совпадающий по фазе с индук­
цией, будет иметь, на основании (3.17) и (3.18), амплитуду:
Е(;,
/ =
4µµJcфJSw2.
т
(3.19)
На основании закона Ома для амплитуды синусоидального тока
имеем:
/
т -
Ет
2 тr.JL'
(3.20)
где L - индуктивность дросселя .
. Теперь давайте сравним формулы (3.19) и (3.20). Проведя с этими
формулами простейн1ие математические операции подстановки, мы
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
51
сможем получить nрактическую формулу для расчета индуктивности
кольuевой катушки. Замечательное свойство этой формулы состоит в
том, что на практике мы сможем распространить ее и на дроссели, мя
которых используются все остальные типы маrнитопроводов, назван­
ных в главе 2. Итак, после подстановки.:
.fi.E
(3.21)
Окончательно расчетная формула для определения индуктивноСПt
дросселей с замкнутыми магнитопроводами выглядит так�
(3.22)
На этой странице вы сразу можете сделать закладку, чтобы впо­
следствии быстро находить формулу (3.22), а еще лучше запомнить ее.
Проана_.т1изируем полученное соот�ошение. Во-первых, мя опре�
деления индуктивности дросселя необходимо знать сечение магнито­
провода S и длину его сред.ней линии icp· Длина средней линии кольце­
вого магнитопровода определяется как полусумма длин окружностей
внутреннего и внешнего контуров. А вот для Ш-образноrо, броневого
и других типов маrнитопровод(?в определение средней линии сложнее.
Но для практических инженерных расчетов с погрешностью около 3%
оба конструктивных параметра обычно приводятся в технической до­
кументации по конкретным магнитопроводам.
Во-вторых, сразу можно сказать, почему нельзя допускать, чтобы
дроссель работал с �заходом» в область насыщения. Помните, что в об­
ласти насыщения начинает резко падать проницаемость сердечника,
следовательно, индуктиnность · дросселя в этой области· существенно
уменьшится. Насколько падение индуктивности опасно для силовой
·части импульсных устройств, мы поговорим в следующих главах.
Иногда в технической и.справочной литературе, как правило, зару­
бежной, можно встретить разновидность формулы (3.22), выrлядя1цую
следующим образом:
(3.23)
Коэффициент AL носит название коэффициента индуктивности и
обычно его размерность приводится в наногенри/виток2 . Действитель'­
но, этот коэффиц11ен r можно сопоставить магнитопроводу конкретно­
го типономинала, изготовленного из конкреn1оrо материала, что на
практике очень удобно.
52
Глава З. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
3.3. Поговорим о потерях в магнитопроводе
При работе любого индуктивного элемента всегда выделяется энер­
гия в виде тепла - попросту говоря, трансформатор или дроссель в ра­
бочем режиме разогревается. Причем источником тепла служат как
омические сопротивления обмоточных проводов, так и потери в маг­
нитопроводе на перемагничивание, а также на вихревые токи. В этом
разделе мы поговорим о потерях тепла в магнитопроводе.
Вновь обратимся к рис. 3.4 и определим энергию тепловых потерь в
магнитопроводе за один цикл перемагничивания. В общем виде энер­
гия (в Дж) вычисляется так:
.
.
W,, = J Ec(f) · i(t)dt.
(3.24)
t=T
Читателю эта формула должна напомнить определение работы
электрическою тока, которое знакомо еще со школы. Правда, в щколь­
ном курсе физики рассматривается работа постоянного тока, когда и
ток, и напряжение одинаковы.-В данном же случае меняется и напря­
жение, и ток, поэтому мы опять разбиваем общую работу на элемен­
тарные участки со временем протекания dt, на которых условно пола­
гаем постоянство тока и напряжения, затем суммируем эти элементар­
ные участки.
Теперь перелистаем книгу на несколько страниц назад и вспом­
ним� что у нас в запасе имеются закон электромагнитной индук­
ции (3.8) и теорема о циркуляции вектора напряженности магнитного
поля (3.16). Кроме этого учтем, что мощность потерь Рт выделяемая в
магнитопроводе, определяется как работа в единицу времени. Выпол­
нив несложные преобразования и подставив результаты в форму­
лу (3.24), мы получим следующий интересный результат:
W,, = S · (:р f H(t)dB(t)
,,,.7
(3.25)
или, что более близко к практическим расчетам,
Р,, =
S-l
Тер
J H(t)dB(I) = S · fcp · / J H(t)dB(t),
t=T
(3.26) · _ ..
t=-T
где/- частота перемагничивания магнитопровода.
Произведение длины средней линии магнитопровода на его пло­
щадь имеет размерность <<кубические метры>> - меры объема. Как по­
казано в книге (22), это произведение действительно отражает объем
магнитопровода и для кольцевых типов, и для броневых, и для Ш-об­
разных� А вычисление интеграла в данном случае есть определение
53
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
в
J H(t)dB(t)
t=T
н
Рис. 3.5. Физический смысл удельных потерь на перемагничивание
удельных потерь, измеряемых в Вт/см3 ·Гц. На рис. 3.5 показан физиче­
ский смысл вычисления удельных nотерь - это определение площади,
ограниченной гистерезисом. Шире гистерезис - меньше потери, и на­
оборот.
В практической деятельности читателю рекомендуется пользовать­
ся следующей формулой для определения тепловых потерь в магнито­
проводе:
(3.27)
где
Psp - удельные суммарные потери в магнитопроводе;
vm - объем сердечника;
/- частота перемагничивания.
Данные по удельным потерям обычно приводятся в справочниках
по электротехническим материалам. К примеру, для ферритов
2500НМС и 2500НМС1 в табл. 2.2 книги удельные суммарные потери
приведены именно в таком виде.
Читателю также может встретиться и другой, более трудоемкий,
способ расчета потерь в магнитопроводе. Все зависит от наличия или
отсутствия необходимых справочных данных. Иногда в справочниках
приводятся удельные потери, измеряемые в Вт/см3 (удельнь1е объем­
ные потери) или в Вт/кг (удельные массовые потери). В первом случае
тепловые потери в магнитопроводе определяются по формуле:
(3.28)
где Psv - удельные объемные потери, Вт/см3 .
54
Глава 3. О холостом ходе, габар�тной мощности, зазорах...
Во втором случае определение-тепловых потерь может быть прове­
дено по формуле:
(3.29)
где Psm - удельные �ассовые потери, Вт/кг;
р - плотность материала, кг/см3.
'
Особо нужно сказать об остальных переменных, входящих в формулы (3.28) и (3.29). При расчетах задается ра�очая. частота магнито­
провода/ и величина магнитной индукuии В. Частота/,, и магнитная
индукuия В I называются базовыми расчетными параметрами. Базовые
параметры постоянны, в формулы подставляются следующие числовые
· значения:jj = 1 кГц, В1 = 1 Тл. Значения степенных параметров а и р за­
висят от марки конкретного материала, их значения можно найти в
справочниках. В табл. 3.2 приведены данные по некоторым . распро­
страненным ферритам для расчета тепловых потерь по формулам (3.28)
и (3.29).
Таблица 3.2. Параметры для расчета потерь в магнитопроводах
P5v , Вт/см�
Psm • Вт/кг
а
J3
2000НМ-А
0,142
35,5
1,2
2,4
2000НМ-17
0,272
69,0
1;2
2,8
3000НМ-А
0,208
52,0
1,2
2,8
1500НМЗ
0,093
23,2
1,2
2,2
2000НМЗ
0,178
44,6
1,3
2,7
Материал
Используя приведенные в этом разделе соотношения, следует
помнить, что до сих пор мы говорили о расчете потерь в магнитопро­
воде при условии приложения к индуктивному элементу синусои­
дального (гармонического) напряжения. В силовой импульсной тех­
нике обычно приходится иметь дело с неrармоническими токами и
напряжениями, поэтому вычисление потерь здесь сложнее - в общем
случае приходится «раскладывать>> форму напряжения или тока· на
гармоники, проводить математические операции по формулам (3.27),
(3.28), (3.29) для каждой гармоники, результаты суммировать. Про­
цесс этот достаточно сложный и долгий, но, к счастью, для Иli)Кенер­
ных целей задачу значительно упрощают, в�дя коэффициент несину-
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
55
Ун
.....
2,0
'1
1,8
.
1,6
\
'
1,4
1,2
1�
\
\
i"'---....
'
. о.о о, 1
0,2
о.з о,4 o,s o,s о.1
'.
_,./
о.в о,9
у
1,0
Рис. 3.6. Зависим.ость коэффициента несинусоидальности сигнала
от коэффиuиента заполнения
соидалъности (Ун). Для импульсов прямоугольной формы типовая за­
висимость Ун от скважности (коэффициента заполнения) для ферри­
тов марок НМ показана на 'рис. 3.6.
О том, что такое коэффициент заполнения, мы поговорим дальше,
пока же просто запомните, что рассчитанные по приведенным в этом
разделе формулам потери нужно умножить на коэффициент несину­
соидальности с учетом режима работы импульсного устройства по па­
раметру коэффициента заполнения импульсов.
Расчет потерь в магнитопроводах из импортных ферритов оказыва­
ется более простым по причине очень подробных справочных данных.
Например, для феррита типа
Pv
N27, производимого Epcos, семейство графиков,. отражаю,
,, оЬ"
З1J11r:i
щих удельные потери, показа­
//
но на рис. 3.7.
.10)rQ'
,,
По горизонтальной оси от­
.,, ,,, � '/
.,.,
ожена
частота
работы
индук­
л
,, jj lf т
тивного элемента, по верти­
�
,,
,,
2fir Т
кальной - удельные объемные
, .,,
,
, �.1" �· потери (W) в кВт/м3 • Графики
/•
приводятся для разной велич·и­
-..
,'
ны индукции В (0,25 Тл;
, /,'
0,05 Тл; О, 1 Тл; 0,2 Тл; 0,3 Тл),
а также для разной температу­
,, '
ры окружающей среды (20 и
f
100 °С). Поэтому достаточно,
1
5 10 2 kHz
10
исходя из режима работы дрос­
5
Рис.
3.
7.
Данные
для расчета потерь в
�еля или трансформатора, оп­
маrнитопроводе для феррита N27
ределить реальные объемные
.
1, /.
1,'
56
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
потери по вертикальной оси, а 1атем вычислить потери в магнитопро­
вод� rio формуле:
(3.30)
Конечно, можно вообп1е обойтись без графиков, воспользовав­
шись программой для расчета магнитных характеристик, упомянуrой
в главе 2.
3.4. Дроссели идеальные и реальные
Обычно принято считать, что катушка индуктивности имеет только
одну характеристику - индуктивность, - а значит, лишена паразит­
ных (вредных) параметров. В маломощных устройствах силовой элек­
троники типа стабилизаторов и модульных источников питания пара­
зитные параметры правильно изrотоменных индуктивных э11ементов
пренебрежимо малы. Но когда разрабатывается достаточно мощное
устройство (более I кВт), резонансные колебания, 1:}ызываемые пара­
зитными параметрами, могут сильно ухудшить надежность схемы или
даже вывести ее из строя. Начинающему разработчику не стоит сразу
браться за разработку мощной техники, но если он твердо решил это
сделать, ему не обойтись без всесторонней проработки реальных ин­
дуктивных элементов и поиска rуутей снижения негативных последствий из-за наличия мешающих параметров.
В последнее время широко nрименяют�я компьютерные. методы
моделирования внуrренних схемотехнических процессов с помощью
программ PSpice, MicroCap, De.signLab, OrCAD и других математиче­
ских пакетов. Пользоваться ими не очень сложно, в то же время они за­
частую позволяют обойтись без дорогостоящего «живого>> макетирова­
ния. Для схемотехнического моделирования уже не существует препят­
ствий в виде множества неучтенных параметров. Поэтому в этом
разделе имеет смысл рассмотреть реальный дроссель, что называется,
�во всем многообразии характеристию>.
Магнитная проницаемость µ реального ферромагнитного материа­
щ1, как мы уже успели выяснить, конечна, поэтому магнитный поток
замыкается в магнитопроводе не полностью - часть потока проходит в
воздухе, как показано на рис. 3.8. Эту часть магнитного потока Фs на­
зывают потоком рассеяния. Несмотря на то, что поток рассеяния не за­
мыкается в магнитопроводе, он все равно пронизывает витки катушки,
· а значит, начинает «работать» закон Фарадея, появляется-дополнитель­
ная индуктивность.
Действительно, если мы взглянем на рис. 3.9, то кроме собствен­
ной (полезной) инлуктивности реального· дросселя Lo обнаружим па­
ра:Jиrную индуктивность рассеяния Ls, которая включена последова-
Глава З. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
57
Катушка
Фо
J
.,
Рис. 3.8. Поток рассеяния в реальном дросселе
ls
i
ia
Ее
Со
gc
iµ
Lo
Рис. 3.9. Эквивалентная схема дросселя
с учетом паразитных nарам�тров
тельно с Lo- Кроме того, _имеется активное сопротивление r обмоточ­
ного провода, проводимость gc, характеризующая тепловые потери в
магнитопроводе и межвит�овая емкость обмотки С0• Хорошо видно,
что ток в реальном дросселе имеет две составляющих: индуктивную iµ ,
отвечающую за намагничивание магнитопровода и создающую маг­
нитный поток Ф0, и активную i0 , учитывающую тепловые потери в
магнитопроводе.
Элементы схемы замещения, показанной на рис. 3.9, моrут быть
рассчитаны следующим образом:
а) собственная индукmвность L0 определяется по ранее выведен­
ной формуле (3.22) д;1я индуктивности идеального дросселя, с учетом
того, что при наличии высокой магнитной прониuаемости магнито­
провода изменение его конфигурации (замена тороидальноr·о типа на
Ш-образный) rури ·неизменных длине средней линии /ер и площади
поперечного сечения S практически не сказыва�тся на величине маг­
нитного потока;
58
Глава З. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах ...
б) проводимость потерь & определяется по величице суммарной
мощности потерь, рассчитанной по формулам (3.28), (3.29), (3.30), из
выражения:
Рп
(3.31)
g, = Е2'
. с
при расчете не следует забывать, что проводим.ость - это величина, об­
ратная электрическому сопротивлению;
в) активное сопротивление обмотки r в омах определяется исходя из
длины провода катушки; ее подсчитывают приближенно, умножая
число витков в катушке на длину ее среднего витка:
(3.32)
rде Рт - удельное сопротивление материала провода (меди), Ом·м;
- длина среднего витка катушки, м;
Snp - площадь поперечного сечения провода, .м2 ;
,.,
z;
r) индуктивность рассеяния Ls в генри рассчитывают, пользуясь
рис. 3.10, по приближенной оценочной формуле:
L
z;
2
S. = µo-W
Л,
h
(3.33)
н
где hн - высота намотки, м;
л - толщина намотки, м;
д) межвитковую емкость обмотки С0 в фарадах подсчитывают также
по приближенной формуле:
С0 = 1,6 · J.0- 11 }jv!,
rде
(3.33)
Vm - объем магнитопровода, см 3 .
-
Рис. 3.10. К расчету индуктивности
рассеяния дросселя
Рассчитав по приведенным
формулам реальные паразит­
ные параметры, читатели смо­
rут убедиться в их малости. Тем
не менее в правильно спроекти­
рованном индуктивном эле­
менте эти паразитные парамет­
ры сведены к минимуму плот­
ным прилеганием обмоток к
магнитопроводу, ·достаточным
поперечным сечением провода
обмотки.
Глава З. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
59
3.5. Как работает трансформатор
.
.
Рассказ об этом важном электротехническом устройстве мы начнем
с рис. 3.11, на котором условно показан двухобмоточный трансформа­
тор. К первичной обмотке J (клеммы 1-2) с числом витков w1 , актив­
ным сопротивлением провода r1 и собственной индуктивностью L 1
прикладывается переменное напряжение U1 , создающее ток i1 • На вто­
ричной обмотке II (клеммы 3-4) с числом витков w2, сопротивлением
провода r2 и собственной индуктивностью L2 посредством изменяюще­
гося магнитного потока в сердечнике наводится ЭДС, создающая во
вторичной цепи ток i2 и падение напряжения U2 на нагрузке Z · Между
обмотками wI и w2 действует взаимная индукция, обусловленная пото­
ком Ф0 • Мерой взаимной индукции слуЖит так называемая взаимная
индуктивность М. Именно взаимная индуктивность отвечает за основ­
ное свойство трансформатора - преобразование переменного элек­
трического тока. Она зависит от размеров обмоток, их взаимного рас­
положения, проницаемости магнитопровода. Кроме того, в нашем
трансформаторе имеются потоки рассеяния Ф1s и Ф2s, сцепляющиеся
только со своими обмотками.
r2
1
L2
II
м
з
l
u,
z
1.
W2
2
4
w,
Рис. 3.11. Двухобмоточный трансформатор
Чтобы получить основные законы работы трансформатора, посту­
пим так, как· это делается в электротехнике, - запишем уравнения:
и = 'i 1. + L di
1
1
1
1 - -
dt
di
М -d 2 '
t
di2 - М di1
о = и 2 + Гi'2. · t L2 -.
.
dt
dt
(3.35)
(3.36)
· 60
Глава З. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
Введем понятие коэффициента трансформации, которым впоследст­
вии будем постоянно пользоваться в наших расчетах:
w
п = -l.
(3.37)
Wz
Сделаем и некоторые другие обозначения, приведенные в табл. 3.3,
преобразуем уравнения (3.35) и (3.36) к виду:
di
и = . + L di + Lo-
(3.38)
di; - L di0
о = и,2 + '2,.,12 + L2' Оdt
dt
(3.39)
1
'i/ 1
0
1
sl -
dt
dl
и обратим внимание на рис. 3.12, на котором показана так называемая
эквивалентная схема ·tрансформатора с параметрами вторичной обмот­
ки, приведенными к обмотке· первичной.
Таблица З.З. Фор�улы приведения к эквивалентной схеме
Формула
приведения
Номер
формулы
Индуктивность рассеяния первичной
обмотки
L11 = L1 -пМ
(ЗАО)
Приведенная индуктивность рассеяния
вторичной обмотки
L;2 = L 2 n 2 - пМ
(3.41)
. L :::nM
0
.
-·
(3.42)
Наименование
приведенного параметра
Индуктивность намаrничивания
i2
Ток намагничивания магнитопровода
1 0 = 11 - -
-
Приведенное сопротивление вторичной
обмотки
·-··---
,
2
Г2 = r2n
� !i
'2 =
Приведенный ток вторичной обмотки
--
Приведенное напряжение вторичной
обмотки
,..,.....,..,.
.....
· ·--
•
·-·--·-·
и;= U 2n
(3.43)
(3.44)
(3.45)
(3.46)
Изучая эту эквивалентную схему, мы встречаем знакомые парамет­
ры, которые рассма гри вались в разделах, посвя1денным дросселям: ин­
дуктивность намагничивания L0 , проводимость активных потерь в маг­
нитопроводе &, собственные межвитковые емкости обмоток Со 1 и С02 ,
61
Глава З. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
1
С112
1
r,
;,
Ls1
/2
io
ia
С'о2
90
г
з
r'2
iµ
Со1
2
L's
Lo
r
4
Рис. 3.12. Эквивалентная схема трансформатора,
приведенная к первичной обмотке
И1Щуктивности рассеяния Ls1 и Lsl · Новый параметр - это межобмо­
точная емкость С12 •
Наверняка у читателей уже появились вопросы, самый существен­
ный из которых такой: «Зачем нужна эквивалентная схема?» Все дело
в том, что если бы коэффиuиент трансформации (3.37) всегда был ра­
вен 1, такой•·необходимости бы не возникло. Но подавляющее боль­
шинство трансформаторов имеет коэффиuиент трансформации, от­
личный от 1 (как меньше, так и больше), а в таком случае анализиро­
вать нагруженный режим трансформатора в чистом виде, с реальными
напряжениями и токами крайне неудобно. Тем более что сутью иссле­
дования трансформатора является изучение влияния вторичной об­
мотки на первичную. Выручает прием приведения параметров эквива­
лентной схемы к одной из обмоток. Здесь параметры первичной об­
мотки остаются неизменными, а вот параметры вторичной обмотки
требуют пересчета по формулам, обозначенным в,табл. 3.4. Этими
формулами читателю придется пользоваться достаточно часто в прак­
тических расчетах.
Пора разобраться в физическом смысле параметров эквивалентной
схемы. Вначале положим нагрузку вторичной обмотки равной беско­
нечности, то есть отключим ее от обмотки. Также забудем на это время
о существовании межобмоточной емкости С12 и собственной емкости
вторичной обмотки �02 , полагая их пренебрежимо малыми. 4то у нас
получилось? Не правда ли, схема стала такой же, как и показанная на
рис. 3.9. Делаем вывод: трансформатор с разомкнутой вторичной об­
моткой представляет собой обыкновенный дроссель. Ток первичной
обмотки i 1 в таком случае называется током холостого хода трансфор­
матора. 4ему он равен?
По правилу баланса токов в цепи, которое е1це называется первым
законом Кирхгофа; для схемы рис. 3. 12 в общем случае работы транс­
форматора в нагруженном режиме мы можем записать:
(3.47)
62
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
Таблица 3.4. Формулы пересчета параметров вторичных обмоток
в первичную обмотку
;::::=,.---�-�...:.
Наименование
приведенного параметра
\
�·--··----·
-·----
Привеленный ток вторичной обмотки
------·-
Формула
приведения
;1
.,
1
2
=
Номер
формулы
-·--
-
(3.48)
_Приведенное наnряжение вторичной обмотки
и; = U2 · п
Приведенное соnротивление вторичной
обмотки
.
,
2
Г2 =r2 -n
(3.50)
Приведенная емкость вторичной обмотки
_ Со2
С'02 -
п2
-
(3.51)
Приведенный имnеданс наrрузки вторичной обмотки
Z' = Z · п 2
(3.52)
Приведенная индуктивность рассеян_ия
вторичной обмотки
L;2 = Ls2 . п
(3.49)
2
.... (3.53)
. В режиме холостого хода трансформатора, когда ток i2 вторичной
обмотки отсугствует:
(3.54)
Поэтому в таком режиме ток первичной обмотки трансформатора
предстамяет собой ток, состоящий из тока iµ намагничивания магни­
топровода и тока i0 активных тепловых потерь на п�ремаrничивание.
· Нагрузим вторичную обмотку сопротивлением с импедансом Z Как .
только это произойдет, ток i1 начнет увеличиваться, становится больше
тока i0 - к нему начинает добавляться ток i2, пересчитанный в первич­
ную обмотку в соответствии с формулой (3.48). Вообще в реальном на­
груженном трансформаторе невозможно отделить ток холостого хода от
тока первичной обмотки. Нам в данном случае удобно считать, что ток
холостого хода в нагруженном режиме никуда не пропадает, просто к
нему <<В компанию)> добавляется ток реакции вторичной обмотки.
З.6. Трансформаторы идеальнь1е и реальные
А можно t;tue проще показать работу трансформатора? Можно, но
rош этого мы должны упростить его эквивалентную схему, как показа­
но на рис. 3.13, приведя ее к идеальному виду. Мы исключаем паразит­
ные емкосrи, потери на перемагничивание и сопротивления обмоток, а
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
1
ul ,
i1
i2
••
1
L1
2
а)
'--""
м
L2
з
1
tr
,l
ul ,
z
4
2
i1
63
u ·,
1 z·
i'2 З
io
Lo
4
б)
Рис. 3.13. Идеальный трансформатор (а) и его эквивален.ная сх�ма (6)
индуктивность намаrничивания полаrаем бесконечной. Если вновь за­
писать математические выражения, пользуясь таким же принципом,
каким мы воспользовались при составлении уравнений (3.35) и (3.36),
то в результате получим семейство очень полезных формул, приведен­
ных в табл. 3.4.
Таблица 3.4. Основные соотношения в идеальном· трансформаторе
Наименование
Соотношение токов
Соотно.
. wение
I
i2
=-
(3.55)
п
Соотношение мощностей
и. =·и •n
и, • i, = U l · i
Соотношение собственных
индуктивностей
L 1 = L1 • п
Соотношение напряжений
Взаимная индуктивность
Номер формулы
2
2
2
M=�li-�
(3.56)
(3.57)
(3.58)
.
(3.59)
. Вообще-то идеальные трансформаторы встречаются только в кни­
гах. Реальные же трансформаторы изготавливаются из реальных мате­
риалов, имеющих и потери на перемагничивание, и омическое сопро­
тивление, да и избавиться от паразитных емкостей не удается. Но это
не значит, что табл. 3.4 приведена <<для красного словца». Оказывается,
что соотношениями (3.55)-(3.59) в практических расчетах пользуются
постоянно - просто-напросто в инженерной·практике применяют из­
вестные типы конструкций трансформаторов, выбирая из ряда ту,. ко­
торая 1:1аиб<?лее подходит для решения конкретной задачи. Разрабqтчик
заранее знает, что паразитные параметры получатся незначительными,
ими в ряде случаев можно просто пренебречь, иногда - отде:льно рас­
считать и скомпенсировать. О то�, какими методами достигается ком­
пенсация, мы поговорим далее, а сейчас наметим способы расчета па­
разитных параметров трансформатора.
,..
64
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах... .
Общая индуктивность рассеяния трансформатора, приведенная к его
первичной обмотке, рассчитывается по приближенной
· ·формуле, согласно рис. 3.14:
(3.60)
где Л 12 - толщина зазора между первичной и вторичной обмотками;
Л 1 , Л2 - толщина соответственно первичной и вторичной обмо­
ток;
hокн - высота окна магнитопровода;
Сокн - ширина окна магнитопровода.
1
1
1
1
1
1
1
Л2
hн
Л 12
Рис. 3.14. К ра�чету индуктивности рассеяния
двухобмоточного ·трансформатора
Общая емкость обмоток трансформатора, приведенная к первичной
обмотке:
Объем магнитопровода Vm нужно подставлять в смЗ, тогда емкость
получим в фарадах.
Определение межобмоточной емкости С, 2 в общем случае пред­
ставляет собой достаточно непростую задачу, поэтому в этой книге
бьu10 решено не приводить методики расчета. Если- читателю понадо­
бится рассчитать ее, он может обратиться к книге ( 12), где этот вопрос
изложен подробно.
Когда можно, а когда нельзя пренебрегать паразитными параметра­
ми? Здесь все очень индивидуально, то есть зависит от режимов, в ко­
тором трансформатор работает, от материалов, из которых он изготов­
лен, и от ero конструктивного исполнения. Конкретные рекомендации
в стиле «делай так, как. написано>> дать очень сложно. Тем не менее ,об-
Глава 3. Охолостомходе, габаритноймощносrи, зазорах...
65
}
щие подходы, достаточно неплохо изложены в [51, [121 и [231 и кратко
приводятся здесь.
В подавляющем больu1инстве случаев нет смысла учиrывать индук­
тивности рассеяния и емкости обмоток в импульсных преобразовате­
лях с-рабочими частотами до 100 кГц и напряжениями до 100 В, вне за­
висимости от того, в понижающем или повышающем режиме работает
преобразователь. Для снижения индуктивности рассеяния необходимо
добиваться как можно лучшей связи между первичной и вторичной об­
мотками - использовать тонкие изоляционные материалы, вести на­
мотку как можно плотнее к магнитопроводу. Для снижения паразит. ной емкости необходимо наматывать обмотки «виток к.витку>>, равно­
мерно распределяя их по каркасу или маrnит<?nров�ду.
3. 7. О фаэировке обмоток трансформаторов
Хорошо известно, что фаза напряжения на выводах дросселя и фаза
тока через его обмотку разнесены вQ времени на четверть периода
(нуль напряжения совпадает с максимумом тока и наоборот) - индук­
тивный элемент <<крутит фазу». В трансформаторе все иначе. Хотя в ос­
нове работы трансформатора лежит закон электромагнитной индук- ·
ции, в отношении фаз сигналов здесь все иначе.
Попробуем провести простой эксперимент: нагрузим вторичную
обмотку трансформатора чисто активным сопротивлением. Мы заме­
тим, что для нашего идеального трансформатора напряжение на актив­
ной нагрузке U2, а значит, и ток i2 будут совпадать по фазе с напряже­
нием, приложенным к первичной обмотке. Эквивалентная схема дает
нам понять, что происходит в этом случАе: мы как бы увеличили наше
активное сопротивление в.п2 раз в соответствии с правилами пересчета
(табл. 3.4) и включили его непосредственно к клеммам 1-2, на которые
подается первичное напряжение и,.
На принципиальных элек­
1 i1
1 i1
з
трических схемах всегда обозна­
чают <<начала>> и «концы>> обмо­
ток трансформаторов. Начало
принято помечать точкой, как
4
2
2
показано на рис. 3.15. Эти гочки
обозначают «плюс>> ЭДС, при­
Рис. 3.15. Фазировка обмоток
ложенных к обмоткам или воз­
трансформатора
никающих в них. Вообще фази­
ровка обмоток - важное дело, с
которым нам придется е1це не раз столкнуться <•лицом к лицу>>.
Двухобмоточный трансформатор - лишь один из возможных кон­
струкций трансформаторов. Достаточно часто встречаюrся мноrообмо-
1 лава .j. u холостом ходе, гао.аритнои мощности, зазорах...
оо
1
з
5
7
ia
iµ
Lo
8
u
u,l ,1
u,1 z.
-Z:з
Z:2
6
4
2
Рис. 3.16. Эквивалентная схема многообмоточного трансформатора
точные варианты, у которых несколько вторичных обмоток. Мноrооб­
моточный трансформатор можно представить на эквивалентной схеме
(рис. 3.16) как множество параллельно соединенных нагрузок, пере­
считанных в первичную обмотку, причем каждая - через свой коэф­
фициент трансформации.
3.8. О габариtной мощности и КПД
Первый шаг к конструированию трансформатора - это ·расчет
электрической мощности, которая должна быть передана из первичной
обмотки no вторичную. Идеальный трансформатор, который, как мы
знаем, является математической абстракцией, предполагает передачу
бесконечной электрической мощности из обмотки в обмотку без по­
терь. Реальный трансформатор не может передавать бесконечную
мощность, и, более того, появляются потери, которые следует вычесть
из полезнqй мощности во вторичной обмотке. В этом разделе нам .
предстоит выяснить, каким образом обеспечить передачу необходимой
мощности в реальном трансформаторе .
. Формула (3.57) для реального трансформатора должна быть скор­
ректированз введением потерь пр» трансформации электрической
мощности:
rде
и� .;1 = и2 .;2 + IP,,,
I Р,, - суммарные потери в_ трансформаторе.
(3.62)
Очень важно определить габариты трансформатора так, что_бы его
наружная поверхность оказалась достаточной для передачи мо1цности
потерь, выделяемых в виде тепла,. в окружающую среду. Пока будем
считать, что потери невелики.
· Глава З. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
67
И rак, полная мощность, подводимая к первичной обмотке транс­
форматора, без учета потерь в нем, определяется, с учетом (3. 18):
(3.63)
Полная мощность, отдаваемая трансформатором в нагрузку, есть
сумма полных мощностей всех вторичных обмоток:
(3.64)
Введем понятие rабариmой мощности трансформатора, определяе­
мой как полусумма полной мощности, подводимой к первичной об­
мотке, и полной мощности, отдаваемой в нагрузку:
Pz = О,5(Р, + Р2 ) = 2kфfSBf wJ,.
(3.65)
i=I
Введем е ще одну величину, с которой в силовой электронике при­
ходится часто иметь дело: плотность тока (/). Плотность тока численно
равна току, приходящемуся на l мм2 поперечного сечения проводника
К примеру, для проводника площадью 5 мм2 , через который протекает
ток 25 А, плотность тока рав,-�а 5 А/мм2 . Во всех обмотках трансформа­
тора, включая первичную и вторичные, принято выбирать плотность
тока примерно одинаковой:
. = s; . .
1,
пр),.
(3.66)
где S�I' - сечение провода i-й обмотки.
Таким образом, формула (3.65) с учетом (3.66) значительно упро­
щается:
(3.67)
\
где Sm - площадь «меди>> в окне магнитопровода.
В окно, имеющее площадь S0 , можно заложить провод общей пло­
. щадью Sm < S0, что показано на рис. 3.17. Поэтому имеем право ввести
коэффициент заполнения окна медью:
sm
O'=-
S'
о
· (3.68)
где S0 - площадь окна магнитопровода.
Значение коэффициента а никогда не может стать единицей уже в
силу того, что проводники имеют круглое сечение. Но, кроме того, сле­
дует учесть тол1цину межслоевой и межобмоточной изоляции, пустоты,
связанные с неравномерностью намотки. С учетом приведенных об-
68
Глава З. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
Рис. 3.17. К расчету rабаритной мощности
стоятельств коэффициент заполнения окна медью составляет
о, 15...0,40.
Окончательно формула для габаритной мощности заоосывается
так:
(3.69)
Как видно из формулы (3.69), габаритная мощность для конкрет­
ного типа магнитопровода не может быть выбрана бесконечно боль­
шой 1 поскольку ее ограничивают величина максимальной магнитной
индукции В и плотность тока в обмотках j.
Если с величиной магнитной индукции все понятно, то почему мы
вынуждены ограничивать плотность тока в обмотках? Дело в том, что
поскольку обмоточные провода имеют пусть и небольшое, но активное
сопротивление, ток, протекающий по ним,' выделяет на активном со­
противлении тепло и разогревает трансформатор. Чтобы не происхо­
дил разогрев обмоток выше допустимых норм, плотность тока нужно
ограничить на уровне 3 ... 5 А/мм2 . ПР.актически это означает, что разра­
ботчик должен выбрать соответствующее сечение провода или набрать
в виде пучка жил меньшей площади.
Еще одна интересная особенность габаритной мощности - ее зави­
симость от частот��. При повышении частоты масса трансформатора,
питающего одну и ту же нагрузку, снижается. Поэтому при проектиро­
вании импульсного силового устройства, если позволяет элементная ·
база, лучше стремиться к повышению рабочей частоты преобразования.
В то же время поднимать частоту слишком высоко не рекомендуется с ростом частоты, как мы знаем, растут nотери в магнитопроводе, силь­
нее проявляется эффект вытеснения тока к поверхности проводника
(скин-эффект).
Размер магнитопровода выбирается из стандартного ряда с помо­
щью условия, являющегося следствием соотношения (3.69):
ss > 2k Р,,/Bjcr'
0
где Рн - мощность нагрузки.
-
ф
(3.70)
Глава З. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
69
Произведение SS0 - важный параметр, приводимый во многих
справочниках для ускорения практических расчетов. Мы видим, что
одному значению габаритной мошности могут соответствовать разные
значения S и S0 • Трансформатор с большим окном и маленьким рабо­
ч�м поперечным сечением потребует для выполнения обмоток много
медного провода, а трансформатор с малым окном и большим попе­
речным сечением получится громоздким. По опыту, наиболее удачны­
ми получаются трансформаторы с примерно равными S0 и S.
Оговоримся: расчет габарит­
в
ной мощности по формуле (3.69)
«работает» в условиях, когда перемаrничивание магнитопровода
происходит двуполярным током.
В области силовой электроники
существует огромный класс уст­
ройств, индуктивные элементы
которых перемагничиваются од­
нополярными токами. При этом
н
индукuия В изменяется в преде­
лах (Вг - Втах), но - обратите
внимание - она не может стать
Рис. 3.18. Перемагничивание в
меньше значения остаточной ин­
условиях однополярных токов
дукuии (рис. 3. 18).
Размеры магнитопровода пля
такого трансформатора определяются из соотношения:
(3.71)
Импульсные источники электропитания характеризуются высоким
(порядка 90... 95 %) коэффициен'n?м полезного действия (КПД) По этой
величине можно легко оuенить качество источника, определить его те­
, пловой режим. Разработчику импульсной техники важно уметь оцени­
вать КПД составных частей устройства.
Для трансформатора КПД определяется по формуле:
.., =
рн
Р,, +
IP,,
(3.72)
КПД мноrообмоточноrо трансформатора:
(3.73)
70
Глава З. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
flотери в обмоточных проводах суммируются как в первичной, так
и во вторичных обмотках - это нужно учитывать.
При правильном выборе материала магнитопровода, его типораз­
мера, аккуратной намотке КПД должен получиться высоким ( около
95 ...98% ), поэтому радиолюбите.J:Iю можно только «для интереса>> рас­
считать КПД. Профессиональному разработчику расчет КПД транс­
форматора может потребоваться для указания его в технических усло­
виях, а также для расчета теплового режима трансформатора.
На этом закончим наше первое знакомство с индуктивными эле­
ментами. Мы вернемся к их расчету в главе, посвященной собственно
проектированию преобразователей. А сейчас разберем еще один нема­
ловажный специальный вопрос.
3.9. Зачем зазор в магнитопроводе?
,
Мы посвятили вопросу работы иНдуктивных элементов в условиях
однополярных токов отдельный раздел, поскольку начинающие разра­
ботчики импульсной техники, взявшись за проектирование так назы­
ваемых однотактных схем, проясняют его зачастую слишком поздно,
когда дым от сгоревшего источника питания уже рассеялся.
1
i1
.fо,:; l'cp
w1
U1
Фо
т
So
2
о
t
t=O
s
Рис. 3.19. К расчету влияния немаrнитноrо зазора
В данном случае неважно, что исследуется - трансформатор или
дроссель В любом случае рассуждения будут аналогичны. Итак, рас­
смотрим замкнутый магнитопровод, показанный на рис. 3.19, на кото­
ром раэмещена обмотка w 1 • Обмотка возбуждается напряжением U. в
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
11
виде однополярных импульсов частотой/и длительностью lи. Попереч­
ное сечение магнитопровода обозначено традиционной буквой S, ма­
териал - ферромагнетик.
По закону электромагнитной индукции, напряжение, приложен­
ное к обмотке w 1 , уравновешивается возникающей в ней ЭДС самоин­
дукции:
dФ
· dB
U, = w1 --0 = w,S-.
(3. 74)
dt .
dt
Выразим из этой формулы приращение индукции:
t
dB = - U 1dt.
(3. 75)
w, 5
Проинтегрируем выражение (3.75) .по времени:
-f
1
B(t) = - U,dt + В(О).
w,S 0
(3.76)
Как это и должно случиться, в формуле (3.76) появляется началь­
ное значение индукции В(О), соответствующее моменту времени t = О.
Нам интересно оценивать не само значение индукции 1 а ее приращение, то есть относительное изменение:
.
ЛВ(t) = B(t) - В(О)
· =
1 ,
-J
U,dt.
w,S
(3.77)
0
Поскольку напряжение U1 имеет форму однополярных прямо­
угольных импульсов, интегрирование этого выражения приводит к
очень простому результаrу:
ЛВ(t) = Ui t .
w1 S
(3. 78)
Оказывается, индукция в момент действия импульса линейно на­
растает, и к моменту окончания импульса ее величина будет следую­
щей:
ЛB(tu) = U\ tu.
w,S
(3. 79)
Теперь -наглядно рассмотрим процесс намагничивания магнито­
провода по рис·. 3.20.
Пусть до подачи первого импульса магнитопровод находился в
полностью размагниченном состоянии (В= О, Н = О). При воздействии
первого импульса точка А переме1цается по основной кривой намагни­
чивания, и в момент окончания импульса индукuия достигает значе-
72
Глава З. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
в
.
дВ
''
'
дВ
-Нс
О
+Нс
н, Н:2
..
д
в:
НА
н
Рис. 3.20. Цикл перемагничивания ферромагнетика
в условиях однополярных токов
ния В 1, равного ЛВ. По достижении индукции значения В 1 напряжен­
ность достигает знач�ния Н1• После окончания импульса напряжения
намагничивающий ток в первичной обмотке и напряженность внешне­
го магнитного поля упадуr до нуля. Однако вследствие наличия mсте­
резиса точка Ан� вернется в начало координат. Двигаясь по нисходя­
щей ветви некоторого частного гистерезисного цикла, она достигает
положения, определяемого остаточной индукцией В,1•
При воздействии следующего импульса индукция в магнитопрово­
де должна увеличиться снова на величину ЛВ и к моменту окончания
в1:ороrо импульса будет иметь новое значение В2 = В,1 + ЛВ. Поэтому
при воздействии второго импульса точка А перемещается сначала по
восходящей ветви частного гистерезисного цикла на участке В,1 - В1 , а
затем - по основной кривой намаrничивания до точки В2•
По окончании импульса, с уменьшением намагничивающего тока,
точка А по нисходящей ветви нового частного гистерезисного цикла
В2 - В,2 займет положение В= В,2• При этом В,2 > В,1, В2 > В!.
Процесс будет продолжаться до тех пор, пока точка А не достигнет
положения В= Br При воздействии всех последующих импульсов точ­
ка А будет перемещаться по ветвям частного предельного несиммет­
ричного гистерезисного ц икла, отмеченного на рис. 3.20 штриховкой.
Именно этот цикл и характеризует электромагнитные процессы в маг­
нитопроводе, протекающие под воздействием однополярных импуль­
сов напряжения. О чем это говорит? Чем выше дЛЯ конкретного мате­
риала величина остаточной индукции при равной величине индукции
насьнцения, тем меньше возможное приращение индукции, тем менее
эффективно .используется магнитопровод.
Для работы в данном режиме следует выбирать материалы, обла­
дающие как можно меньшей остаточной 11,ндукцией и как можно боль-
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах...
73
шей индукцией насыщения. К сожалению, характеристи� реальных
материалов таковы, что даже у самых лучших представителей класса
ферромагнетиков остаточная индукция примерно равна половине ин­
дукции насыщения. Поэтому необходимо полыоваться другими мето­
дами снижения остаточной индукции-.
Еще раз обратим внимание на рис. 3.19. Теперь мы разрезали маг­
нитопровод, то есть ввели в него воздушный зазор о, достаточно малый
по сравнению с длиной средней линии еср, а также с линейными разме­
рами сечения магнитопровода. Поскольку величина зазора небольшая,
магнитное поле в нем можно считать однородным. В силу закона не­
прерывности магнитного потока (сколько силовых линий «вошло>>,
столько и «выйти» должно):
(3.80)
rде Ф0 - магнитный поток в зазоре.
Считая поперечное сечения маrnитопровода S0 равным поперечно­
му сечению немагнитной вставки S0 , а также исходя из определения
магнитного потока:
(3.81)
Мы получили чрезвычайно важный закон: магнитная индукция и в
зазоре, и в магнитопроводе остается постоянной, следо·вательно, долж­
на меняться напряженность поля, созданная индукцией В. Чтобы на­
глядно увилеть это, воспользуемся теоремой о циркуляции вектора на­
пряженности:
i, w1 = H0f0 + Hr,
о,
(3.82)
где Н0 - напряженность магнитного поля в магнитопроводе;
Hr, - напряженность магнитного поля в зазоре;
о - величина зазора;
f. 0 - протяженность ферромагнитной части магнитопровода
Напряженность магнитного поля в магнитопроводе може_т быть оп­
ределена через индукцию по соотношению (3.15), из этого же соотно­
шения также найдется и напряженность поля в зазоре с учетом прони­
цаемости немагнитного материала µ 1.
После подстановки в формулу (3.81) получаем:
=
= Bio (_!_ + --°-).
i,w,
µо
µ
lo
(3.83)
Упростим полученную формулу, используя наши знания о прони­
цаемости реальных ферромагнетиков, а также о. геометрических разме­
рах стандартных магнитопроводов. В практических расчетах в качест-
74
•
Глава 3. О холостом ходе, габаритной мощности, зазорах.. :
ве f 0 можно брать мину средней линии fcp прямо из справочника, не
вычитая цз нее длину зазора. Погрешность такого допущения будет
крайне маленькой. Итак, для �1 > 1ООО и отношений протяженности зазоров к длине средней линии магнитопроводов не более 1 :200 мы при­
ходим к весьма интересному выводу:
.
w
Bf 0
( 8)
,, , ::::: � lo .
(3.84)
Обозначим как µ,. величину, называемую эквивалентной проницае­
мостью магнитопровода с зазором:
(3.84)
Мы приходим к важному выводу, широко использующемуся на
практике: введе�ие зазора снижает эквивалентную проницаемость маr­
нитопровода, и она становится приблизительно равной отношению
длин средней линии и протяженности зазора.
Что происходит с гистерезисным циклом магнитопровода, в кото­
ром введен зазор? Воспользова·вшись результатами расчетов, приве­
денных в [24); построим качественную картину. Как мы видим из
рис. 3.21, гистерезисный uикл без воздушного зазора - это линия 1.
Преобразованный цикл магнитопровода с зазором - линия 2. Мы как
бы растягиваем петлю гистерезиса в направлении стрелок. При растя­
жении она разворачивается ВОКJ?УГ точки «0>>, а остаточная индукция Вг
спускается вниз, занимая положение ·вrt, что значительно·меньше вr.
Вообще, как показывают исследования, можно выбрать протяжен­
ность зазора таким образом, что проницаемость µс не снизится на по­
рядок по сравнению сµ: Такие зазоры принято называть оптимальны­
ми. Однако размеры оптимальных зазоров составляют сотые доли мил­
лиметра, что, конечно, вызывает значительные трудности при их
изготовлении, да и температурная ст&бильность таких крохотных зазо­
ров невысока. Нагреваясь, сердечник расш�ряется, поэтому зазор на­
чинает «плавать>>. В реальных индуктивных элементах зазор снижает
проницаемость сердечника, и с этим приходится мириться. Принято
считать, что во сколько раз снизилась проницаемость благодаря введе­
нию зазора, во столько же раз упала и величина ОСТflТОчной индукции.
Ра:1работаны и более эффективные методы снижения остаточной
индукции ·без потери проницаемости, например, введение дополни­
тельной ра:3маrничива19щей обмотки, называемой рекуперационной.
Это техническое решение можно увидеть в блоках строчной развертки
телевизQров. Поскольку для нормального функционирования элек­
тронно-лучевой трубки необходимо иметь напряжение величиной в де­
сятки киловольт, разработчики вынуждены бороться за сохранение вы-
1 лава :з и холостом ходе, гаоаритнои мощности, зазорах...
в
-Bs =-Bs1
1�
Bs1
н
�
-Bs1
-Bs
ии
укц
Рис. 3.21. Влияние зазора на величину остаточной инд
'о трансформатора,
сокой проницаемости магнитопровода стро 1ног
ионный метод хо­
чтобы снизить общее количество витков. Рекуnерац
ся cмoryr разобрать­
рошо описан в литературе, поэтому интересующие
принцип рекупе­
ся в нем самостоятельно. Мы не будем рассматривать
х электропитания
рации, поскольку он редко используется в источника
тной базой. Сущест­
и не слишком хорошо поддержан массовой элемен
ной индукции, та­
вуют еще более сложные методы снижения остаточ
оток, специальных
кие, как, например, введение симметрирующих обм
бандажей.
опроводы, в ко­
Промышленность выпускает специальные магнит
ения с воздушны­
торых уже есть магнитный зазор. Например, исполн
опроводы. Менее
ми зазорами величиной 0,2 ... 0, 7 мм имеют КВ-магнит
зазорами, но их при
распространены Ш-образные и кольцевые типы с
отметить, что немаг­
желании тоже можно найти и приобрести. Важно
ъемных магнитопро­
нитный зазор можно сделать самостоятельно у раз
ую пленку, стекло­
водов, проложив между половинками фторопластов
текстолит, слюду.
,.
Глава4
Одножильный - хорошо,
многожильный - лучше!
Скин-эффект и эффект близости проводников.
Их влияние на потери мощности в индуктивных
элементах
...Я слышал. что лучше наматывать трансформатор многожильным прово­
дом - вроде бы меньше греться будет. Решил взять монтажный провод - там
много луженых жил, да и по площади сечения подходит...
Из переписки
...В развитии какой-либо темы есть смысл либо охватить ее полностью, либо
сориентировать читателя, дав ссылки на опускаемые фрагменты. Например, в
конце главы о многожильных проводах неплохо указать на источники сведений,
чтобы �итатель обратился к ним за подробностями:.:
Из отзывоl! на первое издание
В этой небольшой главе мы опять будем говорить о потерях мощ­
ности, возникающих в составных частях силовых высокочастотных
преобразователей электрической энергии, а именно - в обмоточных
проводах индуктивных элементов и монтажных соединительных про­
водниках. Точнее, об увеличении потерь при прохождении по провод­
никам переменного тока высокой частоты по сравнению с потерями
постоянного тока. Также мы поговорим и о том, как снизить эти поте­
ри. Учитывая пожелания читателей, автор счел необходимым привести
немного теории.
4. 1. Скин-эффект J-1 борьба с ним
.
.
Обратите внимание на рис. 4.1, на котором схематически показан
проводник, по которому проходит переменный ток i(t). Этот ток в тол­
ще проводника образует переменный магнитный поток Ф(t), который,
в свою очередь, индуцирует вихревые токи. Эти вихревые токи вытес­
няют основной ток ближе к поверхности, полезное сечение проводни-
I Jfёft:Jёf ч. U,ЦHUЖVIJIЬHЫVI - ;i.uµuwu, ммu, UA\tnnoпo,.-, - пу,ид:;:
, ,
Рис. 4.1. Распределение плотности тока по сечению проводника
ка уменьшается, растет· его сопротивление, активные потери увеличи­
ваются. Явление носит название скин-эффекта. Плотность токаj, рас­
пределенная по сечению проводника, показана на том же рисунке:
хорошо видно, что сердцевина провода вообще не задействуется для
протекания тока.
Сопротивление проводника при протекании через него переменно­
го тока, вычисляется по формуле:
(4.1)
где R - сопротивление проводника постоянному току;
kg - коэффициент добавочных потерь.
Соответственно, задача определения Rэ сводится к двум шагам: оп­
ределению сопротивления проводника при протекании через него по­
стоянного тока и определению коэффициента добавочных потерь при
протекании переменного тока частоты/.
Плотность тока на любом расстоянии z от поверхности проводника
определяется из выражения:
j(z) = j/>. sin(rot - �}
_...
(4.2)
где je - плотность тока у поверхности проводника;
ro - круговая частота тока.
Введем понятие эквивалентной rлубинь1 пронJ1кновения тока в
толщу проводника, условно считая, что по всей глубине проникнове-
1о
. 1 лава 4. uдножильный - хорошо, многожильный - лучше!
ния плотность тока остается неизменной. Эта глубина определяется из
выражения:
(4.2)
где µ0 - абсо�ютная магнитная проницаемость материала проводника;
р - удельное сопротивление проводника, Ом·м.
Глуби на проникновения л зависит от температуры: при првышении
температуры она уменьшается, как показано на рис. 4.2, а значит, рас­
туг добавочные потери. Тем не ме-нее, это увеличение добавочных по­
терь незначительно, поэтому им обычно пренебрегают.
л. 0,1
См
- --..
- - ..
........�
-..._;:,-........ 1Ооо
,..
0,01
0,001
10 кГц
��
f::::::�....
100 кГц
f
1 МГц
Рис. 4.2. Эквивалентная глубина проникновения л.
Как известно, наиболее часто в качестве материала для выполнения
обмотки индуктивных элементов служит медный провод. С учетом это­
го, мы сможем упростить формулу (4.2) следующим образом:
(4.3)
Подставляя частоту в Гц, мы получим глубину проникновения
в мм. Расчет ведется для температуры окружающей среды 25 °С.
· А теперь рассмотрим варианты, которые могут встретиться на
практике. Приборный монrаж зачастую представляет собой множество
так называемых уеди11ен11ых проводов, которые связывают составные
части устройства, например, тра�сформатор и силовые транзисторы.
Эти провода могут быть как одножильными, так и состоять из несколь­
ких жил. Если проводник (одножильный или многожильный) разме­
щен в магнитопроводе, го для расчета добавочных потерь, строго гово­
ря, нужно пользоваться другой методикой, добавляя потери, связанные
Глава 4. Одножильный - хорошо, многожильный - лучше!
79
с эффектом близости проводников. Об эффекте близости мы поrрво­
дальше.·
рим
·
Итак, для одножильного уединенного проводника круглого сече­
ния диаметром d"P коэффициент добавочных потерь рассчитывается по
формулам:
а)� случае dnp < 2л. (что соответствует низким частотам):
4
kg =1+0 '0013(d"P] ·
(4.4)
л '
. .
б) в случае dnp > 2л. (что соответствует высоким частотам):
k8 = 0,25 + 0,25 dnp + 0,188 ./:-.
.
л
.
.
dпр
(4.5)
.
Чтобы уменьшить коэффициент добавочных потерь, обмотки мощных индуктивных элементов наматывают многожильным проводом,
каждая жила которого изолирована от остальнъ1х. Отдельные жилы не­
обходимо скруrить по всей длине провода. Изоляция отдельных про­
водников приводит к тому, что сечение многожильного провода запол­
нено медью не полностью, а лишь частично, с коэффициентом запол­
нения меньше единицы.
При общем числе проводников в проводе N между диаметром
жилы ds и диаметром многожильного провода d"P существует приближенное соотношение:
(4.6)
Коэффициент добавочных потерь многожильного провода:
2 )4
..
)
i � 0,002( ) .
kg = l + 0,001 d/
�
\
d
:
d
(d
{
•
(4.7)
В практических расч�тах удобнее пользоваться заранее рассчитан­
ными значениями коэффици�нта kg. Обшая рекомендаuия заключается
в выборе для намотки провода из проводников _с k8 для данной частоты
не более 1, 1. Методика здесь может быть такой: во-первых, опреде­
литься со значением рабочей частоты импульсного устройства; во-вто­
рых, опр�делить диаметр одиночного"проводника в соответствии с ре­
комендацие�; �-третьих, определить число жид многожильного прово­
да, разделив требуемую площадь проводника на плошадь выбранного
провода и округлив полученное значение в ·болыную сторону.
В табл. 4.1 приведены расчетные значения k8 для разных рабочих
частот и диаметров d"P одиночных проводников.
Глава 4. Одножильный - хорошо, многожильный - лучше!
80
Таблица 4.1. Значения коэффициента добавочных потерь
для одиночных проводников
.&;а.-�,,,.
�--.,�·�r•.-..;IC'
�--------�=
Значение kg дnя одножильного проводника диаметром dnp• мм
Частота
. кГц
-
- ··-
- -----�-·-··--··-
0,5
0,4
0,3
1,85
1,59
1,32
1.,13
1,026
1,93
1,67
1,46
1,21
1,083
1,9
l,7
1,48
1,3
l,14
1,06
1,0
·- ------
1,76
1,57
1,38
1,23
1,1
1,034
1,0
1,6
1,43
1,27
(,083
1,03
1,0
1,4
1,28
. 1,11
1,2
1,072
1,0
1,0
1,0
100
1,3
1,24
1,08
1,025
1,0
1,0
1,0
75
1,24
1,097
1,06
1,0
1,0
1,0
1,0
50
1,065
1,0
1,0
1,0
1,0
1,0
1,0
20
1,014
1,0
1,0
1,0
1,0
1,0
1,0
0,8
0,7
0,6
2,37
2, 12
---· 2,16
-·------
500
400
300
.
250
200
150
-
-----
--·
0,2
1,0
Кроме того, что дробление проводника на изолированные жилы
позволяет снизить потери, связанные со скин-эффектом, многожиль­
ный провод лучше поддается изгибам, с ним удобнее работать при на­
мотке любых трансформаторов и дросселей, наконец, он менее дефицитен.
;
4.2. Немного об «эффекте близости»
Этот эффект имеет те же причины, что и скин-эффект - воздейст­
вие высокочаст9тноrо переменного магнитного поля, вызванного пе­
ременным током большой частоты. Но проявление его иное: оно за­
ключается в том, что вытеснение тока к поверхности происходит не в
собственном проводнике, а в соседнем. Эффект блйзости приводит к
появлению дополнительны� потерь мощности, которые отсутствовали
в уединенных проводниках, и характерен для иНдУктивных элемен­
тов - дросселей и трансформаторов.
Обратим внимание на рис. 4.3, на котором показан разрез много­
слойной обмотки индуктивного злеменrа, по которой протекает ток
· i(t) большой частоты. Условно считаем, что диаметр провода dnp, кото­
рым обмотка намотана, много больше эквивалентной глубины про­
.никновения тока 'А..
Глава 4. Одножильный - хорошо, многожильный - лучше!
81
z
ЗФ
@ @ @ з;
® ®
-2i
2Ф
@ @ 2i
® -i
ф
@
j
1
j
ект ли о ти в мо ках индуктивных элементов
об т
б з с
ф
Рис. 4.3. Эф
Слой 1 наиболее близко прилегает к магнитопроводу, соответст­
венно, следующие слои все более и более от неrо удаляются с ростом
номера слоя. Плотность тока в слоях j распределяется так, как показа­
но на рис. 4.3.
Оценка тепловых потерь в обмотке индуктивного элемента, намо­
танного одиночным проводом на магнитопроводе из ферромагнитного
материала, производится по коэффициенту добавочных потерь и вычисляется по формуле:
\
k � 1 + О '067
g
d4пр • т 2
').._4
'
(4.8)
где т - чис:л.о слоев провода в обмотке.
Для вычисления степени влияния эффекта близости многожильно­
го провода, состоящего из N изолированных жил круглого сечения, не­
обходимо во<;пользоваться следующей формулой:
N . т • d:
1
О
1
1
�
k
'
+
g
.
2
').._4
(4.9)
В заключение добавим, что более подробно о скин-эффекте и эф­
фекте близости (1итатели cмoryr узнать из книг (12], (25], [26], (27].
Глава 5
Старый добрый биполярный
•
11
Осо(iеннрстп работ1;,1 биролярн1;,1х транзи�7;орQв
в ключевом. режим(). перспективы их применения
в изделиях силовой электроники
... Что-то 11икак не могу я понять, что происходит: база мощпого транзисто­
ра управляется хорошими прямоугольниками с ровными фронтш.ш и спадами, а 110
выходе получаю еру11ду - фро11т завален, спад здорово затянут. То ли транзистор
открываться не хочет быстро, то ли закрыться ему что-то не дает ...
Из переписки
...Я из Болгарии и прошу простить за плохой русский. Попробал сделать .мощ­
ней ключ с транзистором по подобие импульсных выпрш.штелы и генераторы
строчной развертки, но после того как «прогорел» несколько КТ837 я отказался...
Из отзывов па первое издание
Еше. совсем недавно биполярный транзистор занимал ведушее по­
ложение в области силовой электроиик11, наряду с тиристррами. Он
явился основой схемотехнических решений, по�тому именно с учетом
его особенностей строились все известные преобразователи электриче­
ской энергии мошностью от единиц ватт до единиu киловатт и питаю­
шим напряжением от 3 до 380 В. Ныне биполярный. тран�истор - вче­
рашний день силовой электроники. Во всем мире идет стремительный
отказ от этого элемента и переход к использованию новых полупровод­
никовых СИЛQВЫХ приборов. Однако <<биполярники>> еще встречаются в
современных профессиональных и радирлюбительских констр}'КЦиях.
Поэтому нелишне рассказатt> в этой главе {) биполярных транзисторах,
а также назвать при 1-1ины, по которым их использование в силовой
электронике сегодня стало бесперспективным дел.ом.
5. 1. Ключевой режим биполярного транзистора
Идеальных электронных компонентов не бывает, однако часто та-­
кие идеальные модели используют в литературе, чтобы показать досw­
инсrва и н�достатки р�альпых компонентов. ИмnуJ1\>�ная с�щрвая тех­
ника иногда называется. ключевой, поскольку регулирующие силовые
.
Глава 5. Старый добрый биполярный
83
элементы работают в так называемом ключевом режиме. Это означает,
что сопротивление ключа становится то бесконечно большим, то близ­
ким к нулевому. Для работы в ключевом режиме важно, чтобы элемент
как можно б�стрее переключался из одного состояния в другое, не вы­
ходил из строя в любых режимах работы устройства, включая аварий­
ные, имел возможность легко управлять своим сопротивлением.
Биполярные транзисторы на протяжении нескольких десятилетий
используются в роли ключевого элемента. Однако, как любой неиде­
альный элемент, биполярный транзистор имеет ограниченные возмож­
ности. Чтобы спроектировать надежную схему импульсного источни­
ка, нужно хорошо nредставл�ть себе эти ограничения. Мь� не будем
подробно рассматривать особенности работы биполярного транзисто­
ра в ключевом реж1:1ме, а кратко пробежимся по необходимым для
практики сведениям.
. Биполярный транзистор в электронных схемах выполняет функ­
цию усиления тока. Степень его управляемости описывается следую­
щим известным выражением:
(5.1)
rде h21 - коэфф ициент усиления по току;
i6 - ток базы (ток управления);
i},: - ток' коллектора ' ( ток силовой цепи).
.
.
Формула (5.1) представляет так называемый линейный режим рабо­
ты, широко· использующийся во всевозможных усилителях сигналов.
Линейная область работы биполярного транзистора хороша тем, что
позволяет, управляя сравнительно небольшим током. базы, регулиро­
вать значительный ток нагрузки, подключенной к коллектору. Макси­
мальный ток коллектора ik_max, который мо�но получить в классиче­
ской схеме � активной коллекторной нагрузкой, равен:
(5.2)
где
Un - напряжение питания силовой ц епи;
Rн - сопрот11вление активной нагрузки.
Максимальному току коллектора соответствует максимальный ток
базы i6_max, что следует из (5.1 ). Дальнейшее увеличение тока базы не
приведет к увеличеНИJ? тока коллектора, лоск�льку rранзистор уже на­
ходится на грани своего насыщения.
Что такое состояние цасышения? Лучше всего характеризовать этот
режим, представив транзистор в виде двух диодов, �ак. показано на
рис. 5.1. Согласно рис. 5.1, а, на котором показано ненасыщенное со­
стояние транзистора, диод VD 1 закрыт, так как потенциал коллектора
84
Глава 5. с;тарый доЬрый Ьиполярныи
закрыт
Un
+
Un
+
Rн
Рис. 5.1. Биполярный транзистор в ключевом режиме
а) транзис-rор ненасышен; б) транзистор насыще,н
выше потенциала базы. В состоянии насыщения (рис. 5.1, б) транзи­
стор можно перевести, <<подняв>) потенциал базы выше потенциала
коллектора с помощью, например, соответствующего включения ис­
точника напряжения U6 в цепи базы. В этом случае произойдет отпира­
ние диода VD 1, через коллекторный переход проЙдет ток и транзистор
войдет в насыщение. Если потенциал базы сравняется с потенuиалом
коллектора, что эквивалентно простому замыканию базового вывода
на коллекторный вывод, диод VDl открыт не будет, однако такой ре­
жим транзистора имеет особое название - пограничное состояние.
В принципе, пограничное �остояние используется в силовой импульс­
ной технике, но реже, чем состояние насыщения, поскольку потери на
ключевом элементе в пограничном режиме растуr, а значит, общий
КПД преобразователя снижается.
Степень насыщения транзистора принято оценивать коэффициен­
том насыщения - отношением максимального тока базы в погранич­
ном режиме i6 тах к реальному току i6, подаваемому в базу в насыщен­
ном состоян1:1и. Разумее,:ся, его значение всегда больше единицы. Ко­
эффициент насыщения принято нормировать на стадии разработки
схемы импульсного устройства; так как от его величины зависят дина­
мические характеристики схемы, о чем мы скажем ниже. Обычно зна­
чение коэффициента лежит в пределах 1,5... 2,0.
(5.3)
Чем значительнее будет насыщен транзистор, тем меньшее напря­
жение «коллектор-эмиттер>) удастся получить у него, тем меньше будут
тепловые потери. Однако чрезмерное насыщение с коэффициентом
более 2,0 чревато неприятностью: в т_;�ком состоянии глубокого насыще­
ния база транзистора накапливает большое количество неосновных но­
сителей, которые задерживают выключение транзистора.
85
Глава 5. Старый добрый биполярный
Чтобы удобно было анализироваrь работу транзистора в области
насыщения, заменим его эквива­
лентной схемой, показанной на
рис. 5.2. Покажем идеальную часть
транзистора в виде идеального
ключа Кл, введем. сопротивление
R
нас, на котором падает небольшое
напряжение, определяемое током,
проходяшим через ключ. Напряже­
ние на насыщенном ключе в экви­
валентной схеме определяется следуюшим образом:
Коллектор
Кл
Эмиттер
Рис. 5.2. Эквительная схема
транзистора в режиме насыщения
Uкз_нос = ikR,,oc + Е,.,,
где
(5.4)
активное сопротиgление насыщенного ключа;
Ек, - источник ЭДС напряжением О, 1 ...0,5 В.
R
нас -
Оговоримся, что в справочниках по параметрам транзисторов при­
нято приводить не параметры элементов эквивалентной схемы, а инте­
гральный параметр - значение напряжения насыщения Uк,-нас при за·
данном токе коллектора.
Еще один режим работы тран- зистора, относяшийся к ключево­
му, носит название режима отсеч­
+
ки. Перевести транзистор в режим
Un
отс.ечки Можно приложением меж­
ду базой и эмиттером обратного
Rн
. напряжения U6, тем самым «под­
пирая>> диод VD2, как показано на
рис. 5.3.
Рис. 5.3. Биполярный транзистор
В режиме отсечки также можно
в режиме отсечки
построить эквивалентную схему,
заменив транзистор разомкнутым
идеальным ключом·, как показано на рис. 5.4. В данном случае транзи­
стор имеет близкое к бесконечному сопротивление Romc и небольшой
ток утеч� р-n-перехода iym· В справочных данных для режима отсечки
приводятся обратный ток базы iкбо и обратный ток коллектора iкзо. Об­
ратный ток базы, стекая по базовой цепи управления (рис. 5.5), может
приоткрывать транзистор, поэтому рекомендуется «подтягивать» базу к
эмиттеру с помошью сопротивления Rкбо номиналом несколько со­
тен Ом. В промышленных схемах источников питания эти резисторы
всrречаются часто. Иногда их вводят внутрь транзисторов на стадии
изготовления.
86
Глава 5. Старыйдобрый.бип_олярный
к
iут
Кn
к
--------
,' .-----1
1
1
1
1
Rотс
�
э
i._эо
R� ·
э
Рис. 5.5. Способ исключения
самопроизвольного открытия
Рис. 5.4. Эквивалентная схема
транзистора в режиме отсечки
Рассмотрим ситуацию, когда транзистор, включенный по схеме с
обшим эмиттером (рис. 5.6), переводится из состояния отсечки в со­
стояние насыщения прямоугольным импу!}ьсом U63 с идеальным фрон­
том, включенным в момент времени t0 • После подачи импульса ток
базы i6 нарастает также мгновенно. Но ток коллектора достигает уста­
новившегося значения i" нас не сразу же после появления тока базы:
Как видно из рис. 5.6, в, проходит некоторое время, называемое време­
нем задержки включения f д, по истечении которого ток коллектора iк
начнет нарастать. Причина задержt<.И включения кроется в инерцион­
ности носителей электрического заряда - требуется затратить время,
чтобы эти носители «раскачать». После окончания «раскачки>> ток кол­
лектора плавно нарастает и, после истечения времени fнар, называемого
временем нарастания, достигает установившегося значения iк_нас· Сум­
мируя эти временные интервалы, мы получим время включения транзи­
стора:
зо
fвкл
где
= fзад + fнар ,
1
(5.5)
время включения транзистора.
В справочниках по конкретным типам транзисторов ·обычно не
разделяют время задержки включения и время нарастания, а приводят
время включения.
При выключении транзистора на его базу в данном случае подается
отрицательное напряжение, в результате чего·ток базы меняет свое на­
правление (рис. 5.6, б). Пока происходит рассасывание неосновных но­
сителей заряда в , базе, напряжение 4:база-эмиттер»- сохраняется неизменным, ток коллектора также практически не меняет своего значения. Эrот процесс занимает некоторое время, которое называется
временем рассасывания tpuc· После окончания процесса рассасывания
происходит уменьшение тока базы и тока коллектора за время спада fсп·
Спад тока коллектора начинается одновременно со спадом тока базы и
fвкл -
Глава 5. Старый добрый биполярный
87
t
а)
1 to
1
ение
1
1
1
р ж
ап - я ип
"бНаэа эм ер"
1
iб
1
1
1
1
iб
+Un
1
1
1
1
t
1
б)
Токбаэы
1
1
1
1
1
1
1
1
1 tcn
iк
iк_нас
-----+--
�:ок
коллектора
1
1
1
1
1
в)
t
tна
1•
Uкэ
1:
1'
1:
н е
и
ж
а пр я е - и п
Н
"коллектор эм ер"
t
г)
:Рис. 5.6. Временные диаграммы коммуrационных процессов
в биполярном транзисторе
заканчиваются они почти одновременно. Суммарное время называется
временем выключения транзистора:
f,п11к
где
= fpoc + fсп ,
(5.6)
lвык - время выключения транзистора.
В справочных данных обычно приnодят времена спада и рассасы­
вания, измеряемые при выходе транзистора из пограничного режима.
Запирание транзистора при измере�иях этих параметров всегда пас-
88
Глава 5. Старый добрый биполярный
сивное, то есть обратное напряжение не прикладывается, а база про­
сто замыкается .на эмиттер. _Как показывает практика, при пассивном
запирании время рассасывания увеличивается, но с этим мирятся, по­
скольку этот режим не требует для своей реализации ;дополнительных
элементов, а потому широко используется в импульсной силовой схе­
мотехнике.
В табл. 5.1 приведены параметры скорости коммутации для -наибо­
лее часто встречающихся отечественных силовых биполярных транзи­
сторов. Если у читателя возникнет желание более подробно познако­
миться со справочными данными, он может заглянуть в книгу [28].
Таблица 5. 1. Примеры отечественных биполярных силовых
транзисторов
Тип
Проводи о
м сть
КТ812А
n-p-n
КТ841А
КТ847А
КТ856А
КТ878А
2Т885А
КТ8127А
n-p-n
n-p-n
n-p-n
n-p-n
n-p-n
n-p-n
t...ui, мкс
С
tpac, МК
lcn, МКС
J
,о
0,22... 1,3
0,8... 1,0
0,06...0,5
3,0
1,5
0,08...0,5
2,0
0,5
0,17... 0,4
0,8 ... 2,5
o,i5 ... o,5
о, 1 ... 0,5
2,0
0,25...0,5
о, 1
0,08...0,3
0,5
-
.
-
0,7...1,0
Как уже было сказано, _величина времени рассасывания сильно за­
висит от степени насыщения транзистора. Минимальное время вы­
ключения транзистор имеет в режиме работы, близком к пограничному
насыщению. Для ускорения рассасывания иногда используют рассмот­
ренный нами режим инверсии управляющего напряжения, когда при­
кладывается отрицательное напряжение (рис. 5.6, а). Однако _прикла­
дывать к переходу qбаза-эмитrер>> транзистора большое обратное на­
пряжение опасно, так как может произойти пробой р-n-перехода.
Максимальное обратное напряжение «база-эмиттер� указывается в
справочниках и обычно не превышает 5 ... 6 В.
А если под рукой нет справочника или сведения в нем далеко не
блещут полнотой? Тогда можно воспользоваться некоторыми эмпири­
ческими формулами, по3воляющими, подставив в них граничную час­
тоту работы транзистора .fгР и коэффициент насьпцения qнас, определить
время включения, выюrючения и рассасывания для режима пассивного
запирания.
Глава 5. Старый добрый биполярный
89
Расчет·времени включения производится по формуле:
t,к.л
] - ln q_нас
= -2n. hp qнос -1
(5.7)
Время выключения можно определить по формуле:
f8кл
]
= 0,7--21t. hp
(5.8)
Время рассасывания рассчитывают по формуле:
-
1 }
2n · f�P
q
+]
нос
tрас - --- n --.
2
(5.9)
Какие выводы можно сделать, прочитав этот раздел? Их достаточ­
но много, и все они - не в пользу биполярных транзисторов. Во-пер­
вых, что означает наличие у транзистора значительного времени вы­
ключен_ия, составляющего, как видно из табл. 5.1, величину порядка
4... 5 мкс? То, что <<биполярники>> плохо «работают>> в так называемых
двухтактных схемах, о которых мы будем говорить позже. Затяжка вы­
ключения приводит к разного рода трудностям при повышении часто­
ты преобразования выше 30 кГu. Малый коэффиuиент усиления мощ­
ных транзисторов и высокий его технологический разброс, составляю­
щий у разных партий до 10, заставляют при проектировании схемы
задавать избыточные базовые токи, что требует мощной схемы управ. .пения, снижает КПД преобразователя в целом..
Специфика работы биполярного транзистора в импульсных схемах
такова, что реальная коллекторная нагрузка практически никогда не
бывает чисто активной, а значит, она по-разному нагружает транзи­
стор в разные моменты времени. Из формул (5. l) и (5.3) следует, что
уменьшение коллекторного тока вводит транзистор в состояние еще
более глубокого насыщения, а это - причина дополнительного увели­
чения времени выключения. Поэтому схемы управления биполярны­
ми транзисторами всегда имеют с.ложный и запутанный вид, с обили­
ем диодов, трансформаторов, резисторов и конденсаторов, поскольку
требуется обеспечивать форсирование процессов рассасывания и за­
крывания. В конечном итоге усложнение схемы всегда приводит к по­
нижению надежности.
Работа с импульсными преобразователями, построенными на би­
полярной элементной базе, часто вызывает разочарование у радиолю­
бителей. Как правило, преобразователи с низким входным напряжени­
ем сильно нагреваются, а над сетевыми источниками питания прихо­
дится <сколдовать>> очень долrо, отправляя в мусорное ведро транзистор
за транзистором, прежде чем схема начнет работать более-менее устой­
чиво. Доказательством тому служит оч:ень ограниченное количество се-
90
Глава 5. Старый добрый биполярный
тевых импульсных источников питания, разработанных радиолюбите­
лями и опубликованых в радиолюбительской литературе, - эти схемы
на основе <<биполярников» можно пересчиtать по пальцам .. Низко­
вольтные радиолюбительские импульсные стабилизаторы встречают.ся
чаще, но .ненамного. В профессиональной технике импульсные преоб­
разователи используются достаточно давно. Мало того , существуют
технические области, где отказ от их использования влечет за собой невозможность выполнения поставленной задачи, к примеру, в авиации,
космонавтике, в разработке малогабаритной автономной аппаратуры.
Поэтому <<биполярники>> все.равно трудились в промышленных преоб­
разователях, правда, их схемотехника часто являла собой насто.пъко
«накрученные>> решения, что разобраться в них могли лишь сами разработчики.
Существует, пожалуй, единственный случай, когда импульсные
источники электропитания на основании чисто биполярной базы �ы­
пускались и продолжают выпускаться, не снижая темпов, десятками
миллионов. Речь идет о питании массовых персональных компьюте­
ров. Эти блоки, входЯшие в состав <<пентиумов», настолько отработа­
ны, что их схемотехника претерпела лишь незначительные изменения
на протяжении десятка лет. Познакомиться с ними можно, например,
в книге [29].
5.2. Мараллепьное включение транзисторов
. Параллельное включение однотип�ых элементов для увеличения
их общей нагрузочной способности - давно известный в �хемотехнике
прием. Так поступают с резисторами, конденсаторами, дросселями,
вторичными обмотками трансформаторов и во многих других случаях.
Точно так же можно включать параллельно биполярные транзисторы,
однако это включение .имеет некоторые особенности, о которых мы
сей'-lас будем говорить.
В мощных импульсных источниках питания, в коллекторных цепях
которых проходят токи, непосильные для одиночных транзисторов,
широко пользуются преимуществами параллелъноrо включения тран­
зисторов. В этом случае общий ток распределяется между отдельными
транзисторами nриблизительно одинаково.
Однако t,ешение зад�чи <<В лоб», то есть непосредственное соедин
_ е­
ние электродов <<база к базе», �коллектор к коллектору», <<эми rтер к
эмиттеру» не проходит - токи распределяться равномерно в этой схеме
не буд уr, и вот почему. Разберем на примере.
Предположим, что мы соединили параллельно транзисторы VГ1 и
VГ2, как показано на рис. 5.7, а.
91
Глава 5. С!арый добрый биполярный
к
imax
к
imin
.,
Uкэ
Eminт
1--.
б
!э
э
а)
б)
Рис. 5.7. Параллельное соединение транзисторов (а)
и эквивалентная схема (6)
Проанализируем эквивалентную схему этого соединения (рис. 5.7, б)
в режиме насыщения.· Пусть транзистор VТI имеет минимально воз­
можный параметр Ет;т равный О, l В, а VГ2 - максимально возмож­
ный Етах, равный 0,5 В. Сопротивления транзисторов в открытом со­
стоянии считаем примерно одинаковыми, напряжение Uкэ в состоянии
насышения можно узнать из справочника - оно одинаково.для обоих
транзисторов. К примеру, для транзистора КТ812 напряжение насыше­
ния составляет 0,6 В (типовое значение). Составляя матем_атические
выражения для данной эквивалентной схемы, мы можем · получить
формулу:
jmax
1min
=
Uкэ - Emin
Uкэ - E x
(5.10)
ma
Если в полученное выражение подставить все числовые значения,
ro окажется, что ток через транзистор VГ 1 будет примерно в 5 раз боль­
ше, чем ток через транзистор VГ2. Другими словами, мошность, рас­
сеиваемая транзистором VТl, будет в 25 (!) раз больше, чем мощность,
рассеиваемая тран·зистором VТ2. Предполагая разделить токи- пополам,
в результате мы получили пятикратный небаланс токов, что, вне всяко­
го сомнения, приведет к выходу из строя транзистора VТl.
Чтобы избежать неприятносtей, связанных с небалансами токов, в
эмиттерные цеп� транзиС7оров включают выравниваюшие резисторы с
небольшим сопротивлением, как показано на рис. 5.8, а.
Эквивалентная схема параллельного включения двух транзисторов
приведена на рис. 5.8, б. В ней нет смысла раскрывать «внутренноС7и»
так, как это бЪ1ло сделано на �эис. 5.7, б, а взять из справочника макси­
мальное и минимальное значения напряжения насыще�ия Uнac_min и
U" 0c тах в предпо ложении, что мы соединяем <<наилучший» и <<Н аихуд­
ший» транзисторы. Резисторы R3 устана�ливаются одинаковыми.
92
Глава 5. Старый добрый биполярный
..
к
-
Uнac_m�
�нас_mах
Rэ
50--..,_--+-__,
imln
imax
Rэ
э
э
а)
б)
·Рис. 5.8. Выравнивание токов с помощью дополнительных резисторов
Значение максимального тока imax определяется так:
1max
U кэ -U кэ min
т --Rэ------­
(5.11)
Значение минимального тока iт;п:
1min
=
UKJ
.- иК3 max
Rэ
(5.12)
Разбаланс токов· в эмиттерных цепях:
U кэ max -Uкэ_mю.
д l· -_ 1· x _ 1·min _- --=--R" -=--ma
(5.13)
Сопротивление выравнивающих резисторов:
R =
3
U к1 max - U кэ_min •
д·/
(5.14)
Расчет сопротивления выравнивающих резисторов необходимо на­
чинать с определения допустимого разбаланса токов Лi в эмиттерных
цепях транзисторов. Эта величина может составлять около 10% от но­
минального среднего тока,. прохо.[lящеrо через транзистор. Скажем, для
двух транзисторов при обшем токе l О А средний ток через каждый
транзистор будет 5 А, допустимый разбаланс - 0,5 А. Затем по форму­
ле (5.14) вычисляется сопротивление R3• Для упомянутого транзистора
КТ812 в данных условиях сопротивление составит l Ом .
Преимущества такого метода очевидн�1: во-первых, он позволяет
провести расчет JUIЯ любого количества транзис�:оров, а во-вторых, что
Глава 5. Старый добрый биполярный
93
не менее важно, - не нужно подбирать в каждый эмиттер свой рези­
стор, как это иногда предлагается в литературе.
Следует отметить, что на выравнивающих резисторах рассеивается
дополнительная мощность, а значит, снижается КПД преобразовате­
ля. Однако с этим приходится мириться. В силу того, что в расчетах
приняты «наихудшее» и «наилучшее» значения напряжения насыще­
ния, токовыравнивающий резистор рассчитывается как бы с запасом
· сопротивления. Реально, взяв партию транзисторов, измерив это на­
пряжение при протекании постоянного рабочего тока, определив мак­
симальный разбаланс напряжений и рассчитав сопротивление по фор­
муле (5.14), возможно несколько уменьшить величину эмиттерных ре­
зисторов. Подробно такая �ч�тодика пр1:1ведена в книге [30].
Существуют и более сложные методы симметрирования токов, ис­
пользующие в качестве выравниваюших элементов специальные соrла­
суюшие трансформаторы, включаемые в эмиттеры соседних пар тран­
зисторов. Эrот способ, по мнению его изобретателей, более эффекти­
вен с точки зрения КПД, но в силу сложности расчета остается за
рамками данной книги. Интересуюшиеся могут познакомиться с ним в
книге [31), поскольку в планы автора этой книги не входит подробный
рассказ об особенностях проектирования импульсных устройств на би­
полярных транзисторах.
5.3. Так ли хорош составной транзистор?
Составной или так называемый «дарлингтоновский» транзистор
часто встречается в технике линейных усилителей, поскольку обладает
рядом существенных преимуществ по сравнению с одиночным транзи­
стором, среди которых главным является высокий коэффициент уси­
ления. Великий соблазн для разработчика импульсной техники состоит
в желании использовать этот замечательный элемент в качестве сило­
вого ключа, ведь большинство одиночных силовых транзисторов имеет
-коэффициент усиления по току порядка 10... 20. Если, скажем, в сило­
вой цепи необходимо получить ток порядка 10 А, нужно обеспечить
протекание в цепи <<база-эмиттер» тока поряд�а 0,5 ...1 А. То ли дело со­
ставной транзистор - в этом случае, казалось бы, можно обойтись и
десятками миллиампер. Схема управления источником значительно
упрощается, повышается ее КПД, надежность...
Такое решение проблемы с обеспечением мал()затратного управле­
ния силовы�и транзисторами лежит, что называется, «на поверхно­
сти», и начинаюший профессиональный разработчик, равно как и ра­
диолюбитель, не минует этой идеи. Не миновала она в свое время и ав­
тора книги. Правда, в данном случае приu1лось всерьез разбираться с
последствиями воплощения идеи в жизнь. Заключалась проблема в
94
'
Глава 5. Старый добр_ый биполярный
следующем: при параллельном соединении составных биполярных
транзисторов типа КТ834А выравнивающие рез·исторы были рассчита­
ны по правилам, однако все равно происходил крайне неравномерный
прогрев корпусов транзисторов и даже выход наиболее нагретых экзем­
пляров из строя.
Чтобы уяснить себе причины столь печального результата, нам не­
обходимо вернутся к модели транзистора, состояшей из двух диодов,
как показано на рис. 5.9. Транзистор Vfl легко можно перевести в со­
стояние насыщения,
задав потенциал его . базы, как полаrаеrся, выше
.
потенциала ·коллектора. В то же время потенциал базы транзистора
VГ2 не может стать nыше потенциала коллектора: в процессе открытия·
транзистор VТI только «подтягивает» базу транзистора VТ2 к коллекто­
ру, следовательно, его коллекторный переход не открывается и транзи­
стор VГ2 не переходит в состояние насыщения.
Более того, в данном случае нельзя пользоваться приведенной выше
методикой для расчета выравнивающих резисторов. Более тонкий рас­
чет, основанный на анализе разброса ко�ффициентов усиления· по
току, показывает, что величина этих резисторов должна составить не­
сколько десятков Ом, что, конечно, неприемлемо для мощной схемы.
к
iб
б
Uкб
Uкэ
Uб3
э
•
Рис. 5.9. Модель составного транзистора в ключевом режиме
-
Вывод из всей этой истории такой: если разработчик решил создавать схему на основе силовых биполярных транзисторов, ему необхо­
димо с предельной аккуратностью отнестись к р�зработке управляю­
щих цепей, поскольку именно от их качества зависит работоспособ­
ность всего устройства.
А еще один вывод диктует разнообразная современная элементная
база. Раньше, когда речь шла о преобразовании больших мощностей, у
инженера не было особого выбора, и он пускался на различные ухищ­
рения,. чтобы использовать биполярные транзисторы. Теперь, с появ­
лением альтернативы в виде силовых полевых приборов, о биполярных
транзисторах можно вообще забыть ... Но об этом мы поговорим в следующеи главе.
v
.
•
, J1dt:1d ..J. \.,10µы111 диuµь,и оиполярныи
5.4. Предельные режимы биполярного
tранзисtора
Последнее в данной главе, на что хотелось обратить внимание чи­
тателя, касается перечня причин, по которым биполярные транзисто­
ры, работающие в импульсной технике, выходят из строя. Как-показы.. вает практика, при разработке электрической схемы импульсноrо уст­
ройства очень важно определиться .с максимально допустимыми
напряжениями и токами, максимальной рассеиваемой мощностью и
допустимой температурой корпуса транзист<?ра.
Любой радиоэлемент имеет область·-доnустимых рабочих парамет­
ров, превышение которых приводит 1< выходу его из строя. Биполярные
транзисторы подвержены трем видам пробоя р-n-пере�одов:
·а) токdвого - при превышении максимально допустимого тока
коллектора;
б) лавинного - при превышении максимально допустимого напря­
жения <<Коллектор-эмиттер»;
в) теплового - при превышении максимально допустимой темпе­
ратуры р-n-лерехода.
Существует два вида пробоя: nервичныii и вторичный. Первичные
токовые, лавинные и тепловые пробои обратимы, то есть после их воз­
никновения, диагностики и снятия причины возникно�ения работо­
способность биполярного транзистора может быть восстановлена, так
как транзистор в данном случае не теряет управляемости: его можно
перевести в режим отсечки, снять питающее напряжение, включить
средства охлаждения, например вентилятор. Вторичный пробой тран­
зистора происходит спустя некоторое время (объ1чно 10... 100 мкс)
после развития первичного пробоя. Этот процесс характеризуется
· стремительным неуправляемым нарастанием тока коллектора, управ- •
ляемость транзистора теряется, происходит проплавле1�ие полупровод­
ника. После воздействия вторичного пробоя биполярный транзистор
можно смело отправить в мусорное ведро - восстановлению он не
подлежит.
Несколько слов о названных тип�х первичного пробоя и о способах
их предотвращения. Лавинный nробой связан с быстр!j>IМ размножени­
ем носителей заряда в обратносмещенном р-n-перехоле �коллек­
тор-база» при превышении допустимой величины напряжения «кол­
.лектор-эмиттер», обозначаемой в справочных данных под рубрикой
�предельные параметры>>.
· В схемах импульсных преобразователей базовые электроды сило­
вых транзисторов практически всегда соединяются с эмитгерными
электродами через небольшие резисторы сопротивлением 50 ... 100 Ом
_ Этот схемот�хнический прием повышает напряжение лавинно10 про-
96
Глава 5.· Старый добрый биполярный
боя, поскольку образующиеся в результате развития пробоя носители
заряда скапливаются в базовой области, вызывая приток заряда из об­
ласти эмиттера, что в конечном ито.rе увеличивает ток коллектора. Но
упомянуrый резистьр обеспечивает удаление заряда из области базы,
предотвращая лавинное нарастание величины заряда. Кстати, обычно
в справочниках предельная величина напряжения. <<Коллектор-эмит­
тер» ук-азывается с оговоркой в виде величины сопротивления резисто­
ра «база-эмиттер>) (R63), при котором измерение проводилось. Читате­
лю нужно запомнить, что при уменьшении сопротивления этого рези­
стора напряжение лавинного пробоя увеличивается и достигает
максимума при подЮiючении базы непосредственно к эмиттеру ..
Причина теплового пробоя кроется в наличии вьщеления тепловой
мощности на р-n-переходе. ·Этот процесс в нормальном ре�ме работы
идет медленно, однако с ростом температуры кристалла внуrри полу­
проводника образуется все больше подвижных носителей заряда, рас­
туг токи уrечки и в какой-то момент полупроводник становится обыч­
ным проводником - в нем исчезает р-n-переход. Если не принять мер
к снижению температуры кристалла, произойдет его проплавление в
режиме вторичного пробоя. В основном эти меры сводятся к расчету
охладителя и будуr рассмотрены нами в следующих главах. В справоч­
ных данных обычно принято указывать предельную рабочую темпера­
туру кристалла или окружающей средь�.
. Особенностью импульсных схем является работа силовых биполяр­
ных транзисторов в режимах, близких к предельным, особенно в части
температуры р-n-переходов. Чтобы транзисторы не выходили из строя,
в справочниках приводятся так называемые графики области макси-
())
lк,А
15
10
1
/
�
(!)
/
........
......
�
""
1
11
1 1
J Cм кc
\
.........
...... �с-..:: o'Jt
r-.............. 10
��d'
4,.
Ста1ичАr.кий "'IPЖII м ...............�с
ГS ........ �
Pi',::
..........�
r--....
�
''\
1,
у
-
_,
' ' ....v
""'r-..
-г-..,
V
/
�
r@
�
0,1
0,01
/
0,001
1
2
. 456 810
20
40 60 100
V
5
в
200 400600 Uкэ
Рис. 5.10. Область максимальных режимов транзистора КТ841А
Глава 5. Старый добрый биполярный
97
мальных режимов. На рис. 5.1 О показан типовой график для транзисто­
ра KT84 IA. На графике отдельно выделен стати 11еский режим работы,
остальные линии относятся к импульсным режимам. Область макси­
мальных режимов ограничена пятью линиями. Линия «I� - граница
максимально допустимого тока коллектора; линия «2» - граница мак­
симально допустимой мощности рассеяния; линия <<3» - граница зоны
вторичного пробоя; линия <<Ф> - граница максимально допустимого
прямого напряжения «коллектор-эмиттер»; линия <<5» - граница мак­
симально допустимого обратного напряжения «колщектор-эмиттер».
Хорошо видно, что rури уменьшении длительности токового импульса
область максимальных режимов расширяется.
Еш.е раз повторимся, что биполярные транзисторы ныне использу­
ются в импульсной силовой технике все реже и реже. Их место активно
занимают транзисторы MOSFET и IGBT, имеющие несомненные тех­
нические преимущества.
Глава 6
()сновь1 тепловых расчетов
Общие подходы к расчету тепловых режимов силовых
элементов. Методы обеспечения благоприятных
тепловых режимов
... Размеры радиаторов я прикинул приблизительно, по размеру радиаторов в
блоке питания компьютера. Блок питания в компьютере рассчитан примерно на
200ватт, значит, исхожу из мощности своего блока питания и размеры радиато­
ра беру пропорционально. Если будет мало, возьму радиатор побольше...
Из переписки
... В свое время недооценил необходимость тепловых расчетов при разработке
источника питания на 150ватт, радиатор <tHa глазок» сделал. Уже при мощности
80 ватт транзистор сильно нагревается, приходится его вентилятором обду­
вать ...
Из отзывов на первое издание
1 �
Нам уже не раз приходилось говорить о том, что силовые элементы
импульсных устройств рассеивают значительное количество тепла,
или, говоря проше, нагреваются. К этим элементам относятся и транс­
форматоры, и дроссели, и транзисторы, и выпрямительные диоды, и
микросхемы. Перегрев любого элемента выше допустимого уровня од­
нозначно приводит к выходу его из строя, поэтому для отвода тепловой
мощности обычно предусматривают охладитель. Но взяв первый по­
павшийся «под руку� радиатор, «на глазок» оценив его теплоотводяшие
1 способности, можно сильно просчитаться, и этот просчет станет роко­
. вым для схемы. Поэтому вопросам расчета конструктивных парамет­
ров радиаторов посвяшается отдельная глава.
6. 1 . Как оценить тепловой режим элемента
'
Начtiло исследований распространения тепла в веществе относится
к эпохе Нь·ютона. С тех пор проrпло достаточно времени, чтобы пере­
вести :3нания из чисто научной плоскости в плоскость инженерную, то
есть создать типовые расчетные методики.
Глава 6. Основы rеплов1:>1х расчетов
99
С чего нужно ·НаtJинать тепловой расчет? Необходимо разработать
тепловую модель всего электронного устройства или его отдельных
�астей. Создание точной тепловой модели, учитывающей все возмож­
ные нюансы, - задача достаточно сложная. Поэтому в тепловых расче­
тах пользуются упрощенными моделями, в которых тепловъщеляющие
элементы и охладители заменяются . их. !1Ростыми эквивалентами со
стандартными характеристиками.
Пока представим· себе некоторую равномерно нагретую поверхность, имеющую
температуру Т;, а также другую -поверх­
ность с тем�ературой J;, также равномерно
Tj
прогретую. Учтем, что первая поверхность
имеет более высокую температуру, чем
вторая, следовательно, между этими по­
верхностями будет происходить перенос
теплового потока, а именно, тепловой по­
ток � устремится от первой поверхности
ко второй, как показано на рис. 6.1.
Динамика процесса такова, что первая
Т1 >Tj
поверхность будет остывать, а вторая нагреваться. Но этот процесс не происхо­
Рис. 6.1. Обобщенная
дит бесконечно: в какой-то момент време­
тепловая модель
ни между поверхностями образуется теп­
ловое равновесие и дальнейшие изменения прекратятся. Для состоя­
ния теплового равновесия можно записать следующее уравнение:
\
(6.1)
где Ru - так называемое тепловое сопротивление.
Вам ничего не напоминает формула (6.1)? Попробуйте заменить
разницу температур на разность электрических потенциалов, тепловой
поток на силу электрического тока, а тепловое сопротивление - на
электрическое сопротивление, и вы получите форму записи зако­
на Ома для участка цепи. Аналогия эта чисто формальная, но она по­
зволяет понять тепловые режимы элементов элеюри:ческих схем, поль­
зуясь хорошо известнымц соотношениями.
А теперь поговорим о том, что же такое тепловое сопротивление. Те
читатели, кто хотя бы собирали обычный трансформаторный блок пи­
тания с мощным регулирующим транзистором, наверняка знают, что
от того, насколько хорошо прижат ,силовой транзистор к радиатору, бу­
дет зависеть температура его нагрева. Транзистор, прижатый к ровной
и чистой поверхности радиатора� будет равномерно прогреваться вме­
сте с радиатором и хорошо отдавать тепло, в то время как неровная, по­
кран1енная краской и. грязная рабочая П(?верхность под транзистором
100
Глава 6. Основы тепловых расчетов
препятствует теплопередаче. Транзистор в этом случае раскаляется
если не докрасна, то обязательно до шипения под влажным пальцем.
Гладкая и чистая поверхность металла имеет небольшое тепловое со­
противление, а грязная, окрашенная и неровная - высокое.
Определение теплового сопротивления - главная задача тепловых
расчетов. Для разных элементов и конструктивных деталей эта задача
решается по-разному. В последующих разделах мы рассмотрим, как ре­
шить эту задачу для полупроводниковых приборов и индуктивных эле-:­
ментов.
6.2. Тепловы� режимы
полупроводниковых приборов
Типичная конструкция силовоrо полупроводникового прибора,
будь то диод, транзистор или специализированная мощная микросхе­
ма, показан� на рис. 6.2. Полупроводникj Uиnction) установлен на теri­
лопроводящую подложку проводящего или непроводящеrо типа, кото­
рая другой стороной выходит на поверхность корпуса с (case) прибора.
Температура полупроводника обозначается символом ½· Температура
полупроводника и температура корыуса не равны друг другу, поэтому
между полупроводником (кристаллом) и корпусом имеется некоторое
тепловое сопр_отивление R1h.Jc <<Кристзлл-корпус» (индекс th обозначает,
что сопротивление носит тепловой характ�р, а не электрический). Ве­
личина этого сопротивле�ия для конкретного полупроводникового
прибора приводится в справочных данных.
Корпус прибора прилегает к радиатору s (silk heat). Между корпу­
сом и радиатором также имеется некоторое тепловое сопротивление
R1h cs «корпус-радиатор». Величину этого теплового сопротивления «до­
быть>> несколько сложнее - она зависит от состояния прилегающих
поверхностей, от наличия или отсутствия электроизоляционной под­
ложк� между корпусом и радиатором.
Тепловая энергия не исчезает - она должна рассеиваться в окру­
жающую среду, обозначенную на рис. 6.2 буквой а (amblent). Поэтому
для выполнения расчета необходимо также З\fать тепловое сопротивле­
ние R1h sa «радиатор-среда>>. Поверхность радиатора в подавляющем
большинстве случаев контактирует с воздухом, теплопроводность кото­
рого невысока. Пространство вокруг радиатора прогревается хорошо,
но естественная конвекция довольно неспешно удаляет нагретый воз­
дух и заменяет его более холодным. Поэтому для снижения теплового
сопротивления «радиатор-среда>> применяют принудительную вентиля­
цию в виде всем знакомого вентилятора в компьютерном блоке пита­
ния, который периодически начинает громко шуметь и ра:,3дражать ок­
ружающих. Не так давно принудительное охлаждение стали применять
Гла ва б. Основы тепловых расчет ов
101
1
Корпус --t@ ---------1---1---т'
Радиатор
@.
®
Rth-sa
Рис. 6.2. К расчету теплового режима полупроводниковых приборов
для охлаждения «сердца» настольного персонального компьютераили
а
процессора. А там, где принудительная вентиляция нежелательн
Для
ор.
радиат
ый
крупн
ь
вливат
устана
дится
просто недопустима, прихо
как
ь
сделат
тся
стремя
ора
радиат
ность
поверх
тдачи
улучшения теплоо
спосо­
ческим
можно больше - его ребрят и покрывают электрохими
о,
бом. в черный цвет. Если теnловьщеление элемента настолько высок
яторов,
вентил
и
помощ
при
даже
атуру
что не удается снизить его темпер
ав­
применяют жидкостное охлаждение. Радиатор в этом случае предст
ко­
через
ми
канала
и
,
ичным
гермет
с
укцию
констр
ую
ляет собой сложн
ке
торые прокачивается вода или масло. В радиолюбительской практи я
мощна
ьная
ссионал
едва ли удастся применить этот метод, но профе
ени,е.
техника допускает в определенных условиях жидкостное охлажд
я
Расчет теплового сопротивлени
�
--1 Рп 1---.
«радиатор-среда» - это отдельная
инженерная задача, решение кото· РОЙ зависит от конфигурации радиа-.
Rth_cs
Rth_jc
Rt11_sa
тора, способа его установки в прибо­
­
ре, наличия или отсутствия прину
а
дительного охлаждения, и об этом
мы поговорим чуть позже, а сейчас
Рис. 6.3. Схема расчета тепловых
составим типовую тепловую модель
режимов
согласно рис. 6.3.
102
Глава 6. Основы тепловых расчетов
На приведенной модели мы видим уже знакомые нам параметры,
соединенные между собой в виде электрической схемы. Температура
кристалла, согласно этой модели, вычисляется из выражения:
½ = Т. + (R,h_j< + R,h_cs + R,h_so)P,,,
(6.2)
где Р,, - полная мощность потерь в полупроводниковом элементе.
Мощность потерь Р" необхо­
димо вычислить при разработке
конкретной �лектрической схемы,
а температура окружающей среды
Т0 ·обычно задается в пределах
25 ...30 ·с. Таким образом, по фор­
муле (6.2) вычисляется требуемое
тепловое сопротивление R,h so «ра­
диатор-среда,> и разраб�ть1вается
конструкция радиатора. Типичный
радиатор с оребренной поверхно­
стью показан на рис. 6:4.
На практике часто встречается
ситуация, когда к одному радиато­
ру прикреnляекя несколько полу­
проводниковых приборов. Расчет­
ная схема для такого случая пока­
Рис. 6.4. Типичный радиатор
зана на рис. 6.5.
с оребренной поверхностью
Иногда можно вообще обой­
тись без радиатора. Чтобы праверить такую возможность, в справочных данных приводится еще одно
тепловое сопротивление R ,hJa «кристалл-среда». Температура кристал­
ла в данном случае оценивается по формуле:
½ = Т. + R,h_jaP,, ·
(6.3)
Случаи, когда· разработчику в целях электробезопасности требуется
изолировать корпус радиатора от полупроводникового прибора, не
столь редки. Конечно, разработаны специальные изолированные кор­
пуса, и такие модификации можно приобрести, но они обладают худ­
шими показателями теплопроводности. Однако более известен и полу-.
лярен у разработчиков другой путь - применение теплопроводящих
электроизоляционных прокладок. Данный способ подХодит к любым
транзисторам, которые возможно устанавливать на радиаторы. Заме­
тим, что в справочных данных указываются тепловые сопротивления
для случая непосредственного контакта корпуса с радиатором. Если мы
намереваемся использовать прокладку, нужно скорректировать тепло-
Глава 6. Основы тепловых расчетов
103
вое сопротивление R,h_cs, добавив к нему тепловое сопротивление про­
кладки:
(6 4)
= R,lt__cs_cnp + R,h_p,
где R,h_cs_cnp - тепловое сопротивление �корпус-радиатор)>, взяrое из
технической документации на конкретный прибор;
R,h - тепловое сопротивление прокладки.
y
R,h_cs
Т;2
Tj1
Rth.Jc1
Rth_\c2
Rtti_cs1
Rth_cs2
Rth_sa
Та
Рис. t.s. Схем� расчета -тепловых режимов в случае установки нескольких
приборов на о.µ.ном радиаторе
В табл. 6.1 приведены скорректированные тепловые сопротивления
°
R,1,_cs ( С/Вт) для двух видов массовых корпусов.
Таблица 6. 1 . Значения суммарного сопротивления
се корпус-радиатор»·
Тепловое сопротивление Rtta_cs с прокладкой
Тип
корпуса
Термопленка
(0,051 мм)
Слюда
(0,076 мм)
Анодированный
алюминий
(0,51 мм)
ТО-3
0,52
0,36
0,28
ТО-220
2,25
1,75
1,25
Оксид
бериллия
(1,5 мм)
-т-:----
-
0,18
1,15
.
--
А как быть, если у разработчика имеются другие токоизолирую1цие
материалы, если они имеют другую толщину или тип корпуса прибора
отличается от указанного в табл. 6.1? В этом случае нам необходимо са­
мостоятельно вычислить тепловое сопротивление·прокладки. В расче­
тах мы используем результат, полученный для так называемой неогра-
Глава 6. Основы тепловых расчетов
104
ниченной плоской однородной стенки. С большой степенью точности
прокладку можно сопоставить этой модели, так как ее толщина много
меньше остальных двух размеров. Тепловое сопротивление в этом слу­
чае вычисляется так:
Rp
rде
8р
= л. �'
(6.5)
БР - толщина прокладки;
л. - коэффициент теплопроводности, Вт/(м- С);
0
SP - площадь одной стороны прокладки.
Коэффициент теплопроводности приводится в справо�никах по
электротехническим материалам. В табл. 6.2 содержатся сведения о ко­
эффициентах теплопроводности некаrорых электроизоляционных ма­
териалов, которые часто используются в производстве силовой электронной техники.
Таблица 6.2. Коэффициенты теплопроводности некоторых
материалов
Коэффrt11циент
теплопроводности, Вт/(м-·с);
Материал
о.70...0,75
Паста КПТ-8
Полиметилсиликсан
;
0,12... 0, 16
Герметик •Эластосил 11-01�
0,70... 1,0
Слюда
0,43 ...0,60
Текстолит
0,23... 0,33
Гетинакс
0,18 ...0,25
Стеклотекстолит
0,17 ...0,18
.
Сеrодня материалы, приведенные в табл. 6.2, за исключением,
· пожалуй, пасты КПТ-8, применяются в целях электроизоляции ра­
диаторов редко, так как им нашлась отличная альтернатива в виде
полимерных листовых материалов. Один из таких материалов выпус-.
кается белорусской фирмой �номакон» по техническим условиям ТУ
РБ )4576608.003-96 под названием «Номак.он-GS>>. Это - электро­
изоляционный материал, теплопроводн(?СТЬ которого превосходит те­
плопроводность ранее известных материалов, что позволяет повысить
эффективность оrвода тепла от нагретых силовых элементов. По­
скольку материал эластичен, в момент прижатия силового элемента к
радиатору ·он заполняет неровности и шероховатости, обеспечивая
Глава 6. Основы тепловых расчетов
105
дополнительный тепловой контакт. Стоимость материала невысока,
при нагревании он не выделяет вредных и rоксичных веществ. Ха­
рактеристики �номакон-GS» приведены в табл. 6.3.
Таблица 6.3. Основные характеристики материала .сНомакон-GS»
· Единицы
измерения
Значение
удельное объемное сопротивление
Ом·см
1Q14
Теплопроводность
Вт/(м··С)
1 ...2
кВ
3,0
Характеристика.
-
Пробивное напряжение
Танrенс угла лотерь на частоте 1 ООО Гu
-
(4...4,5)- 10-3
Рабочая температура
ос
-60... +250
мм
Толщина
0,22
Но�енклатура выпускаемых готовых изделий, приведенная на
рис. 6.6, может быть дополнена самостоятелы-JЪIМ изготовлением про­
кладок под имеющиеся корпуса. Фирма выпускает листы размерами
220 х 140 мм, 140 х 135 мм, поэтому не составит особого труда приме­
нять эти изделия в своих конструкциях, как профессиональных, так и
радиолюбительских. Приобрести прокладки можно во многих фирмах,
торгующих радиокомпонентами.
Тип 1А4229
Тип 1АЗ521
Рис. 6.6. Номенклатура электроизоляционных прокладок
фирмы <<Номакон�
6.3. Законы теплообмена
Прежде чем приступи rь к конструктивному расчету радиаторов для
охлаждения силовых полупроводниковых приборов, необходимо рас­
сказать о том, какими способами распространяется тепло в веществе.
Как показывают исследования, существует три способа его распро­
странения: конвективный, посредством излучения и кондуктивый.
Глава 6. Основы тепловых расчетов
7Uб
Конвекция
Озадачимся таким вопросом: зачем мы дуем на только что припа­
янный к печатной плате проводник? Мы отлично знаем, что припой
. быстрее затвердеет, поскольку лоток воздуха отводит тепло.
Конвективный теплообмен между твердым телом и газообразной
(жи
. дкой) средой в общем случае подчиняется закону НьютонаРихмана:
. (6.6)
где
Рп - тепловая мощность потерь, которую радиатор должен рассе­
ять в окружающем пространстве;
· Ss - эффективная площадь поверхности радиатора;
1's - температура радиатора;
Т0 температура окружающей среды;
о.к - коэффициент конвективного теплообмена между радиато­
ром и средой.
Внимательно посмотрев на соотношение (6.6), мы можем прийти к
выводу, что величина, обратная произведению площади поверхности·
радиатора на коэффициент теплообмена, нам хЬрошо известна - это
тепловое сопротивление «радиатор-среда>>:
-
'
=
R,hsok
- -
s·
1
o.k
(6.7)
s
Индекс k при тепловом сопротивлении показывает, что теплооб­
мен в этом случае осуществляется только конвективным способом.
Конвективная составляющая теплообмена в значительной степени
зависит от того, какова конструкция радиатора, каким образом распо­
ложен радиатор в устройстве, обдувается ли он nринудит�льно.
В табл. 6.4 приводятся расчетные формулы коэффициента теплообмена
для наи6олее распространенных на практике случаев.
Значение ко�ффициента А2 для воздушной среды выбирается по
значению средней температуры Тер из табл. 6.5. Средняя температура
определяете� из соотношения:
Т
ер
= Ts + �1
2
•
(6.8)
Коэффициент теплообмена конвективным слособо� числе11но ра­
вен мо1цности, рассеиваемой единицей поверхности радиатора при ус­
. ловной раJности между температурой радиатора и температурой среды
в 1 °С..
107
Глава 6. Основы тепловых расчетов
Таблица 6.4. Расчетные формулы для коэффициента теплообмена
-=-..:===· ==========·=·======-===z=====--,-,=--=-'-"'-":a·====;i
--..------
-
D
J
Плоская поверхность радиатора, ориенти­
рованная вертикально:
-
_,.
- - '---+-t--+----'
(6.9)
Плоская поверхность радиатора, ориенти- ,.
ро:ванная rоризонтально, нагретой сторо­
·ной вверх:
,:_:]
D
(6.10)
Плоская поверхность радиатора, ориенти­
рованная горизонтально, наrретой сторо­
ной вниз:
(6.11)
Плоская поверхность радиатора, обдувае­
мая потоком воздуха со скоростью V:
v
C �D
а. = О,66л� V ДЛЯ Vh < 105
,
V •h
V
(6.12)
· [Vl
Vh > 10'
а. =0.032л �j для -;
(6.13)
л - теплопроводность материала рапиатора;
v - так называемый кинематический ко­
эффициент вязкости среды (для воздуха
V
= 1,3), 105 )
h - высота радиатора (в налравлении по­
тока)
Таблица 6.5. Значение коэффициента А2
1
100
80
20
30
120
40
10
- ---40_
·----� --·- -1,42 1,40 1,38 1,36 1,34 1,31 1,29 1,27 1,26 1, 25 с
- · 1,245ч
- .....__
о
-----
--··--
.,._
.
_.._.
108
Глава 6. Основы тепловых расчетов
Излучение
Разобравшись с конвективным способом теплообмена, зададим
себе еще один вопрос: как происходит охлаждение электронной лам:..
пы, в которой воздух откачан из баллона, а это значит, что накальный
электрод работает в вакууме, где принципиально не может существо. вать никакой конвекции. Энергия опять же не имеет права исчезать «в
никуда>>, следовательно, накальный электрод должен расплавиться
Однако такого не происходит, потому что тепловая энергия не только
переносится подвижной средой, но и излучается.
Закон передачи энергии излучением очень похож на закон конвек­
ции:
(6.14)
где
ал - коэффициент теплообмена излучением.
По аналогии с формулой (6.7) мы можем определить значение теп­
лового сопротивл�ния при условии теплообмена посредством излуче­
ния:
1
(6.15)
R,h- - =
!10
,,
а . Ss
,1
Индекс л при тепловом сопротивлении показывает, что теплообмен
в этом случае осуществляется только способом излучения.
Чтобы определить тепловое сопротивление R,h sa л, необходимо вы­
числить коэффициент теплообмена по формуле: - (6.16)
где
t5 - приведенная степень черноты поверхности излучения;
<р50 - коэффициент облученности;
f(Т0 ТJ - переходная температу рная функ ция·, определяемая раз­
,
ностью
температур среды и радиатора.
,
Понять физический смысл величины Е5 мы сможем, если вспом­
ним, что черная поверхность гораздо сильнее нагревается солнечными
лучами, чем светлая или полированная. По этой причине теплоотводя­
щие радиаторы всегда стремятся окрасить в темные цвета. Степень
черноты разных поверхностей обозначена в табл. 6.6.
Коэффициент облученности <р50 показывает, какая часть энергии,
излученной радиатором, попадает в окружаю1цую среду. Поясним фи­
зический смысл коэффициента облученности, представив, что у нас
имеется ребристый радиатор, как показано на рис. 6.7. Часть энергии
со «дна)�) радиатора, заштрихованная на рисунке, свободно переходит в
среду, а часть, не обозначенная штриховкой, поглощается ребрами.
109
Глава 6. Основы тепловых расчетов
Таблица 6.6. Степень черноты разных поверхностей
-
�-еа::
Материал
ts
Алюминий с полированной поверхностью
Окисленный алюминий
t 1
., ..
;
-
.f"
0,04...0,06
---
0,20
...0,31
,-.
Силуминовое литье
0,31 ...0,33
Черненый анодированный сплав
0,85...0,9
Ла,унь окисленная
--·-
---
0,22
· Краски матовые темных uветов
0,92... 0,96
Лак черный матовый
0,96... 0,98
Для плоских радиаторов мы будем считать q>sa -:- 1. В случае ребреноrо
радиатора коэффициент облученности рассчитывается по формуле:
q> sa =
а
(6.17)
а + 2х '
rде а - расстояние между соседними ребрами;
х - высота ребра.
Рис. 6. 7. К расчету коэффициента облученности
Переходная функция/(�,�) может быть определена из выраже­
ния:
)4 - (� + 273)4
7
3
2
+
(Т,
8
0-1
67
5
.
f( Tа, Тs) = ,
Т' - То
Размерность 1начений функции/(�, J:) - Вт/(м2 С).
0
(6.18)
Глава 6. Основы тепловых расчетов
110
Кондукция
Мы уже встречались с кондуктивным теплообменом, когда говори­
ли о сопротивлениях «криста.[lл-корпус» и �<корпус-радиатор», то есть в
случаях, когда теплопроводность среды высока, а размеры вещестnа в
направлении распространения теплового потока много меньше его ос­
тальных размеров. Распространение тепла через электроизоляционную
поможку, которая применяется для изоляции радиатора от электрич.е­
ских цепей, - также типичный случай кондукuии. Понятно, ч.то ее
толщина также мала по сравнению с высотой и шириной, поэтому весь
тепловой поток, показанный на рис. 6.8 (поз. « l>>), проходит через про­
кладку полностью, не рассеиваясь на ее боковых гранях. Если боковые
грани также начинают рассеивать тепло, что изображено на рис. 6.8
(поз. <•2>� ), о кондуктивном теплообмене говорить уже нельзя.
v
V
�
"
0
Рис. 6.8. Кон.riуктивный (1) и сложный (2) теплообмен
Иногда в качестве охладителей используют не специально разрабо­
танные радиаторы, а стенки корпуса прибора. Например, в модульных
источ.никах питания корпус одновременно служит радиатором - его в
ряде случаев ребрят и красят в ч.ерный цвет. Внутреннее пространство
заполняется теплопроводящим компаундом, обеспечивающим, ко все­
му прочему, и механическую стойкость к удару.
Общий С!Jучай теплообмена
В тепловых расчетах омадителей нужно учитывать все три состав­
ляющие теплообмена, однако при расчете теплообменных процессов
между радиатором и окружа�щей средой можно пренебречь кондук­
тивной составляющей, поскольку она вносит свой существенный вклад
только при передаче тепла от корпуса элемента к радиатору через элек­
троизоляциQнную подложку. С учетом сказанного, эквивалентное теп­
ловое сопротивление <<радиатор-среда>> определяется из выражения:
'
.R
- Rth sa__ k • R,h so
1hsoR
.
th SD k
+
1
,1
Rth_.JtJ__ /1
(6.19)
Глава 6. Основы тепловых расчетов
711
С другой стороны, учитывая (6.2), минимально возможное тепло­
вое сопротивление «радиатор-среда» определяется исходя из реальной
мощности тепловых потерь силового прибора:
R,h Sl1
=
½-7;,
р - R,h_jc - Rth_scs·
п
(6.20)
Теперь мы можем' при6t/1ить к проектированию радиатора.
6.4. Как спроектировать радиатор
Теперь у нас в арсенале есть все необходимые сведения для проек­
тирования радиаторов. Однако до сих пор мы считали, что прогрев ра­
диатора равномерен по всей его поверхности. _В .l!,ействительности раз­
меры радиатора влияют на распределение поверхностной температуры:
наиболее отдаленные участки пр,огреваются хуже. Учесть это обстоя­
т�льство можно введением коэффициента неравномерности прогрева
радиатора:
R,h_so<p> =
R,h sa
g ,
(6.21)
rде R1h_sa(p) - реальное тепловое сопротивление радиатора;
g - коэффициент неравномерности прогрева.
Коэффициент неравномерности прогрева опредепяется исходя из
максимального линейного размера радиатора. На графике рис. 6.9 по­
казана зависимость коэффициента неравномерности прогрева для пла­
стинчатого радиатора, а на рис. 6.1 О - для ребреноrо. Хорошо видно,
что принудительное охлаждение увеличивает неравномерность прогре­
ва, поскольку тепловой поток, проходя около стенки радиатора, нагре­
вается и ухудшает свои теnлоотводящие свойства.
Для охлаждения экспериментальных конструкций, описанных в
книге, применяются в осt1овном пластинчатые радиаторы, поскольку
они проще всего конструируются. В мощных преобразователях приме­
нять плоские радиаторы неразумно - они получаются слишком габа­
ритными и неудобными для размещения в корпусе. В таких случаях не­
обх<;>димо использовать ребристые или штыревые радиаторы. Дополни­
тельные ребра или штыри, незначительно увеличив объем радиатора, в
несколько раз увеличивают ero площадь.
Методика расчета пластинчатого радиатора при естественном охла:
ждении воздухом в общем виде может быть такой:
• вычисляются тепловые потери Рп полупрово.nниковоrо прибора;
• задается максимальная рабочая температура среды Т0 и по· спра­
вочным данным определяется температура кристалла 'Гj;
Глава 6. Основы тепловых расчетов
112
V=0 м/с
0,7 t-- -+- --+---+----+-��__,......,.,._.,,. V =1 м/с
V=2 м/с
0,6 i-----t------+----t----1-----,......--1 V=З м/с
V=4 м/с
0,5 ___........____________ V=S м/с
20
40
60
80
100 120
140
Максимальный размер, мм
Рис. 6.9. График неравномерности прогрева пластинчатого радиатора
1,0 g
м
0,92t----t----+-"""""""��..----""'-...t:-�oe::+----f'-.....::---i V=Q /c
V=0,5 м/с
о' 88t----t----+---+-----P-..,........,.,..__..,.-+---'-..:t--� V=1 м/с
0,84t----t----+---+---+- --+--""-+-"""'""-+....,_--i V=2 м/с
V=З м/с
0,80.---+---+---+---+---+---+-�с--"� V=4 м/с
07
· �о
V=5 м/с
60
80
100
120
140
160 180
Максимальный размер, мм
Рис. 6.10. График неравномерности прогрева ребреного радиатора
., задаются тепловые сопротивления <<кристалл-корпус:\), «кор­
пус-радиатор», при необходимости по формуле (6.5) определяется
тепловое сопротивление электроизоляционной прокладки;
• по формуле (6.20) вычисляется тепловое сопротивление R,h_sa
<<радиатор-среда'>;
• задается высота пластины и определяется коэффициент неравно­
мерности прогрева g по данным графика рис. 6.9;
• определяется температура радиатора Ts с учетом того, что
..
1
Т: = J: + -g R,h saP,,;
(6.22)
• по формуле (6.13) определяется среднеарифметическая темпера­
тура, по·данным табл. 6.4 с учетом табл. 6.5 вычисляется коэффициен r конвекционного теплообмена;
Глава 6. Основы тепловых расчетов
113
• по формуле (6. 16) вычисляется коэффициент теплообмена излу­
чением с учетом данных табл. 6.6, равенства единице коэффици­
ента облученности и расчетов по формуле (6.18);
• определяется площадь теплоотводящей поверхности радиатора
по формуле:
(6.23)
• задается толщина пластины радиатора в пределах 3... 5 мм, опре­
деляется длина пластины из условия обеспечения заданной пло­
щад и.
Методика расчета ребреноrо радиатора намного
сложнее, .посколь.
ку в его конструкции присугствует множество элем�нтов с разными
возможностями теплопередачи. ·Но подход к расчету ребереноrо радиа­
тора примерно такой же, как и к расчету радиатора пластинчатого,
только здесь прилетсп вычислять коэффициенты теплообмена д,1я каж. доrо элемента. Конвективная составляющая у всех элементов будет
примерно одинаковой, а вот составляющая излучения - разной. Боко­
вые поверхности ребер не излучают, поскольку они как бы <<работаюТ>>
друг на друга. Познакомиться с методикой расчета ребереных радиато­
ров и радиаторов других типов можно в книге [ 5].
Радиаторы, производимые промышленностью, имеют все ·необхо­
димые данные в отношении тепловых сопротивлений, площади по­
верхности, ПОЭТОМУ ИХ МОЖНО Просто ВЫбираJЪ ПО ЭТИМ параметрам.
6.5. Тепловой режим индуктивных элементов
Методика расчета теплового режима трансформаторов и дросселей
выделена в отдельный раздел, поскольку здесь имеются некоторые осо­
бенности. Но сначала вкратце напомним читателю, откуда в индуктив­
ных элементах берется- тепловая энергия.
Потери энергии здесь имеют два крупных источника: магнито­
провод и обмотки. Потери в магнитопроводе· складываются из потерь
на перемагничивание и потерь на вихревые токи. Потери в обмоточ­
ных проводах определяются омическим сопротивлением, влиянием
скин-эффекта и эффекта близости. Мы уже научились рассчитывать
эти потери в главе, посвященной индуктивным элементам. Теперь
нужно научиться определять температуру разных конструктивных
элементов трансформаторов и· дросселей: слишком высокая темпера­
тура может ухудшать свойства магнитопроводов, проплавлять меж­
слойную и межобмоточную изоляцию, создавать дополнительные ме­
ханические напряжения, ухудпшть сопротивление изоляции.
Глава 6. Основы тепловых расчетов
·114
Можно выделить два подхода к расчету теплового режима индук­
тивного элемента - �:�ростой и сложный. Простой подход, рекоме�щуе­
мый для радиолюбительской пракrики, позвол�т рассчитать темпера­
туру наружной поверхности индуктивного элемента. Если рассчитан-:­
ная температура не будет слишком отличаться от температуры
окружающей среды, значит, индуктивный элемент пройдет �тепловой
контроль)), а• вот если отличия
в сторону увеличения температуры со1
о
ставят более 30 С, придется выбрать следующий типоразмер магнитопровода и повторить расчеты.
Итак, температура наружной поверхности и1щуктивного элемента
тороидальной и броневой конструкuии определяется по формуле:
тs _- Та + _Р__п___а _+_Р._п
-=---"· ,
.S
(6.24)
о
s
где
мощность потерь в обмотке;
Рп-м - мощность потерь в магнитопроводе;
Ss -_ площадь наружной поверхности, см2;
а - интегралы�ый коэффициент теплоотдачи, Вт/(см 2 • С).
Для трансформа:rоров и дросселей Ш-образной конструкции рас­
чет температуры наружной поверхности производится по формуле:
Рп O -
0
(6.25)
где S0
площадь наружной_ части обмотки;
Sм - площадь наружной части магнитопровода.
Значения интегральных коэффициентов теплоотдачи для разных
вариантов теплопередачи пр�водятся в табл. 6. 7.
-
Таблица 6. 7. Коэффициенты теплопередачи для расчета
тепловых режимов
Теплопередача
От поверхности к во.шуху
Or поверхности х маслу
·--
--------
Or поверхности х воздуху при принудительном
охлаждении со скоростью V
.w = w..z.-.
----а, Вт/(см -·с)
3
-·-·--- 1,2·102
3 6-10-з
-.. --- -·---- '
l,2· J0- 3 (1 + 0,5Jv)
���--
А телерь мы расскажем об инженерном подходе к расчету тепловых
· режимов Индуl<Тl:fВных 9лементов, вернее, наметим пути raкoro расчета
Глава б. Основы тепловых расчетов
115
и приведем список литературы, куда в случае необходимости возможно
обратиться за подробностями. Как мы уже знаем, существует несколь­
ко конструктивных исполнений магнитопроводов, которые условно
можно разделить на _трt1 группы:
• обмотка и магнитопровод имеют контакт с воздухом (Ш-тиn);
• магнитопровод полностью закрыт обмоткой (О-тип);
• обмотка полностью закрыта маrnитопроводом (Б-тип).
Вторая и третья группа инRth_k
дуктивных элементов с точки
зрения тепловой модели являют­
Rth_o
ся частным случаем первой груп­
(Rth 01)
Rth_м
пы. Вот именно для общего слу­
чая мы и составим расчетную
схему (рис. 6.11).
Если обмотка индуктивного
Рис. 6.11. К расчету тепловых
элемента имеет более высокую
режимов индуктивных элементов
температуру, чем магнитопровод,
тепловой поток будет направлен
от обмотки к магнитопроводу, преодолевая тепловое сопротимение
гильзы каркаса или изоляuионноrо слоя между ними. Если же магни­
топровод более нагрет, чем обмотка, картина будет обратной, но и в
этом случае. тепловому потоку придется преодолевать тепловое сопро­
тивление каркаса.
При составлении математического выражения для расчета показан­
ной на рис. 6.11 тепловой схемы мы впервые встречаемся с неравенст­
вом тепловых сопротивлений при прохождении теплового потока t1ерсз
одну и ту же границу, но в ра�ных направлениях. К примеру, коэффи­
циент теплопередачи от воздуха к поверхности почти в два раза больше
коэффициента теплопередачи от поверхности к воздуху (табл. 6. 7).
Величина теплового потока между обмоткой и магнитопроводом:
р
_
п о.м
+ R,h оо
+
п о R,h оа + R,1, o + R,h_k + R,1, _м
_
= р_
+р
п_м R,h_oo
R,h_o
R,h_м
+ R,h_ol + R,h_k + _R,h м '
(6.26)
где R,,,-0 -· тепловое сопротивление обмотки относительно источника
тепла в случае его расположения внутри обмотки;
тепловое сопротивление «обмотка-среда>>;
R,11
R,,,-k - тепловое сопротивление гильзы каркаса или изоляuионного слоя между обмоткс;>й и магнчтопроnодсм;
R,h ,.. - тепловое сопротивление магнитопровода;
R1h--01- тепловое сопротивление обмотки оrносительно источника
тепла в случае его расположения снаружи обмотки.
00 -
116
Глава fJ. Основы тепловых расчетов
Анализ выражения (6.26), подробно рассмотренный в книгах
[5], [12), показывает, что в зависимости от знака теплового потока раз­
личаются два общих расчетных случая: когда обмотка «греет» магнито­
провод (поло)_КИтельный знак) и когда магнитопровод «греет>> обмотку
(отрицательный знак). Там же приведены расчетные соотношения, по­
зволяющие рассчитать температуру в любой точке внуrри Иliдуктивно­
го элемента. В частности, из расчетов следует, что наиболее нагретой
зоной является именно изоляция между обмоткой и магнитопроводом,
поэтому эту часть индуктивного элемента следует изготавливать с уче­
том выбора теплостойких материалов.
В рамках этой книги невозможно охватить все методики тепловых
расчетов силовой электронной техники, поэтому пытливому читателю
рекомендуется обратиться к дополнительной литературе [32}, [33} на
эту тему.
Глава 7
Когда напряжение лучше, чем ток
Мощные полевые транзисторы MOSFEТ.
Использование MOSFEТ в изделиях силовой
электроники
. ...Лежат у меня, что называется, «про запас)>, штучек десять «полевиков)>
типа КП.707. Вот когда все свои биполярные транзисторы спалю, тогда и за поле­
вые примусь. Интересно поэкспериментировать, посмотреть, что за зверь такой
и с чем его едят...
Из переписки
.. ,Как рассчитать максимальную мгновенную мощность, выделяющуюся на
транзисторе MOSFET в момент переключения? Мои теоретические познания и
результаты моделирования в Micro-Cap мне дали некоторые сведения. Но в «дата­
шитах» на транзисторы такого параметра нет. С чем сравнивать его, как оцени­
вать?
Из писем на электронный адрес
,.
Полевые транзисторы появились в силовой схемотехнике значительно позже своих старших собратьев - биполярных транзисторов.
Тем не менее сегодня они стремительно оттесняют <<биполярники)) на
второй план, стремясь занять лидирующее положение. В этой главе мы
будем подробно говорить о полевых транзисторах типа MOSFET, их
достоинствах, недостатках, основных технических параметрах. Также
рассмотрим вопросы применения полевых транзисторов в силовой
электронике.
7. 1 . Преимущества и недостатки
транзисторов MOSFEТ
Вне всякого спмнения, читатель слышал о полевых транзисторах и,
возможно, работал с ними. Здесь нет ничего удивительного: эти элек­
тронные прибпры стали основой многочисленных электронных изде­
лий. Они встречаются в технике усилителей низкой частоты (УНЧ), в
цифровой технике и в радиопередающих устройствах, перекрывая or-
118
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
· рамный диапазон токов и напряжений - от микроампер и микровольт
до килоампер и сотен вольт. Создано много разновидностей полевых
транзисторов, но нас в данной главе будет интересовать разновид­
ность, назъшаемая мощными полевыми транзисторами с изолированным затвором (MOSFET).
n-канал
р-канал
Рис. 7,1. Условное обозначение транзисторов MOSFET
Чем принuипиально MOSFET отличается от биполярного транзи­
стора? Как мы уже знаем, биполярный транзистор - это токовый при­
бор, то есть управление его включением и отключением осуществляет­
ся с помощью тока базы. Полевой транзистор внешне очень похож на
биполярный: он имеет три электрода, такой же корпус, так же крепит­
ся. к радиатору. Однако уже само название электродов говорит о том,
что это другой тип силового прибора (рис. 7.1). Управление транзисто­
ром осуществляется через затвор (gate), который намеренно изолиро­
ван от силового р-n-перехода тонким слоем окисла, следовательно, со­
противление постоянному току цепи управления очень велико, а это
значит, что MOSFET имеет практически бесконечный коэффициент
усиления по току. Остальные электроды носят названия стока (drain) и.
истока (source).
Здесь мы должны особо подчеркнуть, что полевой транзистор - не
токовый, а потенциальный прибор. Для того '-IТобы перевести его из от­
крытого состояния в закрытое и наоборот, нужно приложить к затвору,
относительно истока, напряжение. При этом ток в цепи затвора проте­
кает только в моменты коммутации, то есть очень незначительный
пром�жуток времени: дnя поддержания открытого состояния этому
транзистору ток не нужен - управление осуществляется электрическим
полем.
Транзисторы типа MOSFET по сравнению с биполярными име�т
множество неоспоримых преимуществ, среди которых основными яв­
ляются следующие.
Ilepвoe преи�ущество полевого транзистора очевидно: поскольку
он управляется не током, а электрическим полем, это обстоятельство
позволяет значительно упростиrъ схему упрамения и снизиrь затрачи­
ваему10 на управление мо1дность. В дальнейшем мы будем этим пре­
имуществом неоднократно пользоваться.
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
119
Второе· преимущество полевого транзистора можно назвать, если
вспомнить, что в биполярном транзисторе, помимо основных носите­
лей тока, существуют также и неосновные, которые прибор (<набирает»
благодаря току базы. С наличием неосновных носителей связано хоро­
шо н�м знакомое время рассасывания, что, в конечном итоге, обуслав­
ливает задержку выключения транзистора. В полевых транзисторах от­
суrствует так называемая инжекция неосновных носителей в базовую
область, поэтому они могуr переключаться с гораздо более высокой
скоростью.
Третье преимущество обусловлено теплоустой�востью полевого
транзистора. Величина напряжения между стоком и истоком в откры­
том состоянии определяется здесь сопротивлением �сток-исток)) в от­
крытом состоянии. Рост температуры полевого транзистора при.подаче
на него напряжения приведет, согласно закону Ома, к увеличению со­
противления открытого транзистора и, соответственно, к уменьшению
тока. Поведение биполярного транзистора более сложно: повышение
его температуры, если читатели помнят, ведет к увеличению тока кол­
лектора. Это означает, что биполярные транзисторы не являются тер­
моустойчивыми приборами. В них может возникнугь очень опасный
саморазогрев, который легко выводит биполярный транзистор из
. строя. Другими словами, биполярный транзистор подвержен вторич­
. ному пробою.
Термоустойчивость полевого транзистора помогает при параллель­
ном их соединении в целях увеличения нагрузочной способности.
Можно включать параллельно достаточно большое число приборов без
выравнивающих резисторов в силовых цепях и при этом не опасаться
рассимметрирования токов, что очень опасно для биполярных транзи­
сторов. Однако параллельное соединение поле�ых· транзисторов тоже
имеет свои особенности, и об этом мы поr�ворим чуrь позже.
Четвертое преимущество полевого транзистора напрямую связано с
его тепловыми свойствами - отсугствие вторичного пробоя. Это пре­
имущество позволяет эффективнее использовать полевой транзистор по
параметру передаваемой мощности. На рис. 7.2 обозначены области
безопасной работы мощных биполярного и полевого транзистора, вели­
чины максимальных токов и напряжений которых выбраны примерно
одинаковыми. Заuприхованная часть графика показывает положение
участка вторичного пробоя биполярного транзистора. Если режим полевоrо транзистора попадет в эту область, транзистор не �ыйдет из строя.
На рис. 7.3 показана область безопасной работы полевого транзи­
стора типа IRF740, пронзводимоrо 1фирмой lntemational Rectifier. Не­
трудно заметить, что, поскольку транзисторы MOSFET не имеют об­
ласти вторичного пробоя, линия, ограничивающая область безопасной.
работы, представляет собой линии постоянной мощн�ти. И хотя дан-·
ный график для полевых транзисторов считается лишним, так как его
120
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
можно посrроить, зная вели­
чину сопротивления канала в
iк_max 1-------._
открытом состоянии, произ­
io_max
водители транзисторов все
равно приводят его в 1ехниче­
участок
вторичноrо
ской документации .. Делается
. покао
б
про я
это
с
целью
наглядно
биnолярноrо
зать предельные режимы ра­
транзистора
боты полевого транзистора.
А теперь поговорим о не­
UICЭ_max U
достатках. Несмотря на то,
Uos_max
что «полевик» значительно
Рис. 7.2. Сравнение областей безопасной. лучше <<биполярника» рабо­
работы полевого
тает в импульсных схемах, не
и биполярного транзисторов
следует думать, что полевой
транзистор является идеаль­
io,A
ным ключевым прибором 100
это далеко не так. Возможно­
сти применения полевых
-�
транзисторов имеют свои
� - �
,, � - .
.
л
особенности, свои «подвод­
''
'
,
�
1
ные камни>> и ограничения,
,.
�
1'
'
"
'
которые разработчик обязан
'
'100мкс
10
хорошо знать, чтобы избегать
'
неприятностей
'
Первый недостаток поле­
' ... .... , 1мс
вого транзистора: в открытом
'
состоянии он имеет пусть не­
', '
большое, но все же активное
10мс
сопротивление. Это сопро­
1
1000
100
10
тивление, обозначаемое в
Uos. В
справочниках как Rds_oп и со- .
Рис. 7 .3. Область безопасной работы
ставляющее десятки милли­
транзистора IRF740
ом, невелико только у транзисторов с допустимым на­
пряжением «сток-исток» ( Uds тах) не более 250-300 В. Далее·, с
по�ышением допустимого напряжения «сток-истою�, наблюдается зна­
чительный рост сопротивления в открытом состоянии, что, конечно,
-заставляет разработчика соединять приборы параллельно, ограничи­
вать ток, приходящийся на один транзистор, то есть «недоrружать»
прибор, тщательно прорабатывать тепловой режим.
Второй недостаток полевого транзистора связан с технолоrией его
изготовления. До настоя1цего времени техно:11огически не удается изго­
товить мощный полевой транзистор без некоторых паразитных элеj
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
121
ментов, одним из которых является внутренний паразитный биполярньiй транзистор.
.Третий недостаток полевого транзистора имеет ту же причину, что
и аналогичный недостаток «биполярника)), - наличие паразитных
межэлектродных емкостей, «тормозящих» транзистор в процессе его
.
переключения.
,
. Теперь, назвав недостатки, мы сможем рассмотреть их подробно, с
иллюстрациями на примере промышленно выnускаемых приборов, и
rогда для нас стануг более ясными их достоинства
7.2. Паразитные параметры и их влияние
�
·· Если читатель заглянет в справочную документацию по полевым
транзисторам типа MOSFET, он может увидеть в символическом обозначении транзистора диод, вклю­
D
D
ченный параллельнр цели <<сток-ис­
тою>, как показано на рис. 7.4. Таким
образом, диод шунтирует транзистор.
G�
G�
Некоторые радиолюбители оши­
s
s
бочно считают этот диод специально
n - канал
р- канал
_ встраиваемым защитным элементом,
называя его быстродействующим дио­
Рис. 7 .4. Обозначение
дом Щотrки. Действительно, графи­
паразитных диодов
ческое начертание уж очень похоже на
в технической документации
уломянугый диод, и зач_астую в силовых импульсных схемах существует
необходимость шунтирования транзисторов быстрыми диодами. Но, к
со)_Калению, в данном случае появление диода связано с технологией
изготовления мощных <<Полевиков». Почему - к сожалению? .Потому,
что характеристики этого паразитного диода, называемого integral ·
teverse p-n junction diode (интегральный обратный диод р-n-перехода)
применительно к использованию в схемах импульсных устройств ос­
тавляют желать лучшего. Другими словами, встроенный диод оказыва­
ется слишком медленным, поэтому ·приходится затрачивать дополни­
тельную энергию на его закрывание, что ведет к нагреву транзистора.
Ведущие мировые производители элементной базы постоянно ведут
небезуспешную борьбу за улучшение характеристик встроенного дио­
да, и его влияние становится все менее заметным, однако подавляющее
большинство выпускаемых на сегодняшний день полевых транзисто- ·
ров имеют диоды с достаточно большим временем обратноrо восстанов­
ления. Про существование антипараллельного диода можно ·3абыть, ко­
гда разрабатывается так называемая однотактная схема, но не учиты­
вать диод в двухтаКПJых схемах нел�я. Какие методы учета его
w1ияния существуют сегодня - об этом чуть позже.
122
Глава _7. Когда напряжение лучше, чем ток
Читатель, вероятно, немало удивится, если узнает; что встроен­
ный диод - на самом деле не диод, а... биполярный транзистор,
включенный параллельно с�овым электродам полезного полевого
транзистора так, как это показано на рис. 7.5. Из рисунка видно, что
база паразитного биполярного транзистора VТ подключена к техноло­
гическому основанию, на котором расположен р-n-переход. Э:rо тех­
нологическое основание называется подложкой. Межцу подложкой и
истоком имеется некоторое омическое сопротивление R, межцу под­
ложкой и стоком - паразитный конденсатор С. Емкость этого кон­
денс3:тора, к счастью, невелика, но ее величины окажется достаточно
для включения паразитного транзисторц при условии быстрого спада
или роста напряжения <<сток-исток>>. Произойти такое явление может,
например, при коммугации токов большой величины. Чем это грозит
для электрической схемы, понятно: в тот момент, когда мы считаем
транзистор закрытым, он вновь открывается, что зачастую может вы­
вести схему из строя.
Рис. 7.5. Паразитный диод в составе полевого транзи -- тора
Для обеспечения нормальной работы полевого транзистора необ­
ходимо принять меры к исключению паразитного транзистора. К со­
жалению, полностью исключить паразитный элемент не удается, но
-кое-какие меры ПJ?Инимают уже на стадии изготовления, подключая
подложку к истоку технологической проводящей перемычкой. Таким
простым методом гарантированно исключается опасность неконтроли­
руемого поведения паразитного элемента, но появляется паразитный
диод, основой которого служит переход (j(база-коллектор� паразитного
транзистора.
Если у читателя сложилось мнение о полевом транзисторе как о бе­
зынерционном приборе, который может переключаться практиче­
ски мгновенно, то нужно сказать, что такое мнение - ошибочное. Ко­
нечно, сравнивая биполярный и полевой транзисторы по быстродейст­
вию, легко признать MOSFET почти идеальным прибором для силовых
схем. В действительности полевой транзистор также затрачивает неко­
торое время на включение, а также на выключение. �- данном случае
существование задержки обусловлено наличием паразитных емкостей
ко�rорые показаны на рис. 7 .6.
123
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
CGo
На рис. 7 .6 эти емкости ус­
ловно показаны п�стоянными.
На самом деле каждая емкость
состоит из нескольких более
мелких, с разным характером по­
ведения. Кроме того, все эти емкости сильно зависят от напряжения межцу их «обкладкам и)):
они велики при малом напряже­
нии
«СТОК-ИСТОК>)
и
Cos
Go------- 11--------0 S
Рис. 7.6 .. Паразитные емкости
в составе полевого транзистора
быстро
уменьшаются с его ростом. На
рис. 7. 7 показан характер из·менения межэлектродных емкостей с рос­
том. напряжения <<сток-исток'> для транзистора типа IRF740.
С.пФ
100000
Ciss-CGS+CGD
Crss=CGD 11 11
1
10000
oss =Cos+Coo
Ciss
1000
'
100
.'
os
----
\ YISS
10
10
100
1000
Vos, В
' 1.
Рис.. 7. 7. Зависимость величины межэлектродных емкостей
от напряжения (<СТОК-ИСТОК» для IRF740
Чтобы показать степень влияния паразитных емкостей на скорость
переключения транзистора, предста­
вим его в виде, изображенном на
+Un
рис. ·7.8. Согласно приведенному ри­
Rн
сунку, . транзистор работает в режиме
ключа, коммуrируя нагрузку с сопро­
тивлением Rн. Входная емкость тран­
зистора представлена элементом Свх·
Чтобы гарантированно открыть
транзистор, необходимо зарядить его
входную емкость до напряжения
Рис. 7.8. К пояснению влияния
12-15 В. Сделать этот процесс доста­
эффекта Миллера
точно быстрым - задача непростая,
124
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
поскольку в любом усилительном приборе, будь то транзистор или
электронная лампа, действует так называемый эффект Миллера. Про­
изводители транзисторов обычно вьщеляют на борьбу с эффектом
Миллера .много сил и средств, так как чем лучше этот эффект будет по­
давлен, тем выше окажется скорость переключения транзистора. По­
знакомившись с эффектом Миллера, читатель сможет лучше понять
процессы, происходящие в транзисторе MOSFET при его работе в ре­
альных схемах.
Итак, наличие эффекта Миллера обуславливается существованием
емкости C8d, которая является отрицательной обратной связью между
входом и выходом транзистора. Сам-- прибор нужно рассматривать как
усилительный каскад, выходной сигнал которого снимается с нагрузки
Rн в цепи стока. В таком каскаде выходной сигнал будет инвертирован
относительно входного сигнала. Обратная связь в виде конденсатора
C8d настольк<5 сильно уменьшает амплитуду входного сигнала, что по
·отношению к нему входная емкость транзистора оказывается больше,
чем она есть на самом деле:
Свх
= Cgs +(J + Ky)C gd,
(7.1)
где Ку - коэффициент усиления каскада.
Определить коэффициент усиления каскада можно по известной
формуле:
Ку = SR,,,
(7.2)
где S - крутизна транзистора(справочный параметр).
· Простой расчет красноречиво свидетельствует о том, насколько
сильно эффект Миллера оказывает влияние на величину входной ем­
кости. Пусть Cgs = 35 пФ, Cgd = 6 пФ, S = 250 мА/В, Rн = 200 Ом. Тогда
величина емкости С1ю рассчитанная с учетом формул(7.1) и (7.2), со­
ставит 341 пФ(!). Мы видим, что эффект Миллера способен уничто­
ж1:1ть замечательные свойства полевого транзистора по скорости пере­
ключения. Но - еще раз повторимся - к счастью, фирмы-производи­
тели достигли больших успехов в снижении емкости C8d, так что на
сегодняшний день эффект Миллера не вызывает серьезных опасений.
Тем не менее, терят� его из вида ни в коем случае нел!,ЗЯ.
7.3. Полевой транзистор в режиме переключения
Режим переключения - основной режим работы силовых полупро- '­
водниковых приборов в импульсных схемах. Поэтому нам просто не­
обходимо рассмотреть специфику процессов, происходящих в транзи­
сторе MOSFET при его раб<;>те в схемах силовой электроники. Итак,
125
Глава 7. Когда напряжение лучш�. чем ток
+Un
обратим внимание на рис. 7.9, на кото­
ром показан полевой транзистор, рабо­
тающий в ключевом режиме.
Напряжение lfg, прикладываемое к
затвору транзистора VГ от импульсного
генератора, имеет вид, изображенный на
рис. 7.10, а. В цепь затвора включен ре­
Рис. 7.9. К расчету времени
зистор с небольшим сопротивлением Rg,
переключения транзистора
который мы в дальнейшем будем назы­
MOSFET
вать затворным резистором. При подаче
прямоугольного импульса от источника
lfg сначала происходит заряд емкости Cgs (участок «1» на рис. 7.10; б). Но
транзистор в это время закрыт - он начнет открываться только при
достижении напряжения Ugs некоторого значения, называемого порого­
вым напряжением, чт9 видно из рис. 7.1 О, в. Величина порогового на­
пряжения� справочной документации обозначается как Ur,r(,h)· Типич­
ное значение порогового напряжения составляет 2 ... 5 В.
td oh) tr
td(o!f)
Ug
1
1
1
1
1
1
G)1®1®1
1
1
1
1
1
•1
1
1
1
а)
Ugs
Ugs(tti)
б)
1
----�-1
1
tr
1
1
1
1
1
1
'1
@1@1(?)1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
@
t
1
1
1
1
1
1
1
1
Ug
t
Uos
Un
t
в)
rис. 7.10. Временные диаграммы коммуrационных процессов
в транзисторах типа М OS FET
Мы видим, что имеет место задержка включения транзистора. Вре­
мя, затрачиваемое на этот процесс, носит название времени задержки
вк;1ючення (tum-on delay time) и обозначается в технической докумен­
тации как td(on)·
При достижении Ug.s порогового уровня «с·рабатываеТ>> эффект
Миллера, входная емкость резко увеличивается, что иллюстрируется
126
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
учасrком «2» на рис. 7. 10, 6, а значит, скорость открытия транзистора
замедляется. «Медленный>) участок будет длиться до тех пор, пока
транзистор полностью не откроется: пока сопротивление открытого
р-n-перехода не достигнет значения �s(onJ· На протяжении времени от­
крытия транзистора наблюдается паде.ние напряжения Uds до мини­
мально возможной величины. Процесс открывания занимает время,
назь1ваемое в технической документации временем нарастания (rise
time) и обозначаемое как tr После того как транзистор полностью от­
кроется, обратная связь оборвется и входная емкость снова станет рав­
ной Cgs (участок «3» на рис. 7.10, б). В результате на затворе установится
напряжение ½.п равное напряжению генератора llg. На участке «4»
транзистор находится в состоянии статического насыщения.
Процесс выключения транзистора протекает в обратном порядке
(участки <(5», «6>), « 7 » на рис. 7. 1О, б). На участке «5� происходит сниже­
ние напряжения Ugs дo порогового уровня, занимающее время td(off)· Это
время носит название времени задержки выключения (tum-off delay
tin1e). На участке «6» снова вступает в действие эффект Миллера, за­
медляющий процесс выключения, и напряжение «сток-�сток» станет
равным U,, . Время, затрачиваемое на этот процесс, называется временем
спада (fall time) и обозначается как 1t·
Иногда в технической документации, особенно в отечественной, не
приводятся отдельно время задержки включения, время нарастания,
время спада и время задержки выключения, а даются суммарные пара­
метры. Например, время включения 1 кл и время выключения lвык.
· В табл. 7.1 приводятся для сравнения временные параметры -для неко­
торых распространенных типов транзисторов MOSFET.
8
Таблица 7.·1. Временные параметры некоторых транзисторов
MOSFEТ
Тип
IRF740
IRFP250
IRF9510
td(on)• НС
t,.,нс
td(off)• НС
t,, нс
\�кл , НС
\iw1e• НС
1О
35
24
22
45
46
16
86
70
62
102
132
10
27
15
17
37
32
30
30
60
70'
-
----·----· �- --
�912А
----·--
КП922А
.-.-
-
- -
-
-
,
-
-
-
-
-
Необходимо оговориться, что поскольку время ко.ммутационных
пронессов в· транзисторах MOSFET связано с процессом заряда-разря­
да паразитных емкостей, на временные параметры существенное влия-
127
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
ние будет оказывать величина резистора Rg - чем. больше его сопро­
тивление, тем большее время придется затрачивать на коммутацию.
Поэтому производители указывают, при какой величине Rg и l.lg приво­
дятся справочные данные. Пользоваться.ими можно лишь при перво­
начальном выборе элемента, повторное вычисление производить, ис­
ходя из режима работы в конкретной схеме.
Итак, в результате процесса включения импульс тока стока задержи­
вается относительно импульса управления на время t111-.11 , а выключение
транзистора растягивается на время fвык· Время коммуrации напрямую
связано с величиной тепловых потерь на полупроводниковом приборе:
-1ем быстрее мы сможем переключать транзистор, тем меньше будет теп­
ловь1х потерь на нем, тем лучшие показатели КПД схемы мы получим,
тем меньшие габариты охлаждающих радиаторов следует ожидать.
К сожалению, из-за сложного характера процесса заряда затвора и
нелинейности паразитных емк�стей мы не вправе считать время заряда
входной емкости методом, применяемым к обычной интегрирующей
RС-цепи. Дело в том, что простая RС-цепь подчиняется экспоненци­
альному закону нарастания и спада токов и напряжений, в то время как
изменение реального напряжения Ugs имеет более сложный характер.
Поэтому производители полевых транзисторов не рекомендуют поль. зоваться в расчетах значениями паразит�ых емкостей. Имеется иной
пуrь расчета времени переключения, связанный с переходом к инте­
гральной характеристике, называемой зарядом затвора.
Заряд затвора определяется из следующей формулы:
1
1
, 8'U
Qg = J ig (t)dt,
о
rде. · ig (t) - ток затвора.
(7.3)
$1 , t • •.. �' N \.\. ,.;. •
Какой физический смысл выражения (7.3)? Интегрирование, ·как
обычно, приводит к необходимости суммировать произведения тока
затвора на протяжении коротких промежутков времени, в течение ко­
торых ток можно условно считать постоянным. В результате мы полу­
чим так называемое <<Количеств·о электричества)I), которое надо пере­
дать входной емкости транзистора, чтобы транзистор был открыт. Мы
можем это сделать быстро, тогда нам необходимо обеспечить большой
зарядный �ок, либо время открытия транзистора затянется за счет
уменьшения зарядного тока.
Зная величину заряда затвора, легко вычислить время включения
или выключения транзистора MOSFET. В условиях параме:rров, изображенных на рис. 7.9, эти величины определяются так:
(7.4)
128
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
Но как определить величину заряда затвора для транзистора кон­
кретного типа? Естественно, из технической документации, в которой
обычно приводится значение, называемое обш.им заря,�:tом затвора (total
gate charge). Разработчики элементной базы уже позаботились о нас,
сняв кривую заряда затвора (рис. 7 .11) и вычислив среднестатистиче�
ский заряд затвора конкретного типа транзистора.
-....... --
1 __
20
160В
1008 408 -..�
/Х) /Х)
� -� 16
�о ts
> а.
�,
8
g 12
•
.... 1-
(/)о =(')
::J
nl
1
ф
о :с
s 8
...
ф
�
ф
ni :1Е
С) g_
1/) �
� !.
��
��
j
4
/
о/
30
60
90
120
150
Qa, Total Gate Charge (nC)
(Суммарный заряд затвора Og, нКул)
Рис. 7.11. Типичная кривая заряда затвора транзистора MOSFET
на примере IRFP250
ig
Ug
Rg
�
\
'
�,
\
заряд
RС-цеnи
,
',
t
-""
1--------..=..:J----�
tвкл
Рис. 7.12. Сравнительные характеристики заряда RС-цепочки
и входной емкости затвора MOSfET
На рис. 7.12 показаны характеристики, отражающие изменение
тока затвора ig в процессе коммутации транзистора MOSFET и измене­
ния тока заряда стандартной RC цепи.
В реальных схемах зарядом затвора управляет специальное устрой­
ство, называемое драйвером затвора. При разработке схемы всегда важ­
но опред�лить мощность, которая Gудет расходоваться на управление
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
129
силовым транзистором. Используя величину заряда затвора, можно
определить среднюю величину �ощности драйвера:
рупр = QкUкf,
(7.5)
где /- частота коммуrации.
Как показывае� практика, обычно эта мощность составляет сотые
доли процента от мощности силовой части схемы.
Разработчику силовой техники очень часто пр:йходится сталкивать­
ся с так называемыми аварийными режимами работы, когда возникает
короткое замыкание или нарушается электрический контакт. В ава­
рийных режимах, как правило, наблюдается резкое и неконтролируе­
мое изменение токов и напряжений, в результате чего. схема может
просто выйти из строя. Поэтому очень важно спроектировать схему
_ од­
так, чтобы силовые элементы (особенно дорогостоящие) не были п
вержены опасности в режиме аварии. Одним из таких условий, могу­
щих привести к аварийному режиму, является выбор слишком большо­
го сопротивления затворного резистора. Покажем на примере, почему
так может произойти.
Как видно из рис. 7.6, паразитные емкости Cgd и Cgs образуют емко­
стной делитель напряжения. Если сопротивление затворного резистора
велико, а изменение напряжения «сток-истою> в единицу времени велико, то, проделав некоторые математические преобразования, кото­
рые здесь опускаются, мы сможем прийти. к интересному выводу:
(7.6)
где (dUds/dt) - предельная скорость изменения напряжения <<Сток-ис­
ток» в единицу вре�ени;
tком - время коммуrации.
Резкое изменение напряжения <<сток-исток» может возникать в
разных ситуациях, например, при первоначальном включении питания
силовой цепи силового транзистора, или при включении другого эле­
мента, работаюшеrо «в паре» с данным транзистором.
Покажем, насколько ·опасно для транзистора слишком маленъкре
время отJ_<Рытия. Возьмем соотношение Cgo/Cgs = 1/4, dUtJsldt= 250 В/мкс,
fком = 1 мкс. Тогда Ugs = 50 В, что находится значительно выше зоны по­
рогового напряжения и, мало того, выше предельного безопасного уров­
ня напряжения затвора. Следовательно, транзистор может, во-первых,
самостоятельно открыться наведенным напряжением в тот момент, ко­
гда мы даже и не пытаемся его открьшать, а во-вторых, он вообще может
выйти из строя из-за пробоя затвора высоким ljапряжением.
130
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
Борьба с эффектом самопроизвольного открытия может вестись
несколькими способами, одним из которых является использование
специальных драйверов, выходное сопротивление которых минималь­
но. Кроме того, сопротивление Rg должно быть достаточно малым, то­
·гда Ъно будет шунтировать емкость Cgs, ослабляя влияние (dUds ldt). Ти­
пичное значение Rg для упрашmющих источников не превышает не­
скольких сотен ом. Иногда применяют также схему, состоящую из
параллельного соедине1_1ия конденсатора и резистора, подключая ее
между стоком и истоком.
Следующие способы защиты затвора полевых транзисторов · на­
правлены не -на предотвращение эффекта самопроизвольного откры­
тия. под действием наведенного тока, а на сохранение целостности за­
твора. Понятно, что с помощью схемотехнических решений можно ос­
тановить процесс лавинообразного нарастания тока и защитить
сидовые цепи «сток-исток,> от выгорания. Но «спасать» от потенциаль­
ного пробоя нужно и затворы. Два наиболее часто встречающихся ва­
рианта защиты показаны на рис. 7 .13. Вариант <<а>> реализуем достаточ­
но просто - достаточно иметь стабилитрон VD с напряжением стаби­
лизации порядка 18 ... 22 В, то есть безопасного пля затвора уровня. При
возникновении аварийной ситуации стабилитрон «съесТ>> перенапря­
жение и транзистор не выйдет из строя. В качестве фиксирующего эле­
мента возможно применять более современные сапрессоры, разрабо­
танные· специал-ьно для этих целей. О сапрессорах мы будем далее рас­
сказьiвать подробнее.
--�
К схеме
управления
vт
vт
К схеме
уnравления
а)
б)
, Рис. 7.13. Схемы ограничения напряжения на затворе
Второй вариант, рекомендуемый авторами издания [34) и называе­
мый активной защитой от наведенных токов, изображен на рис. 7.13, 6.
· Здесь конденсатор С достаточно большой емкости заряжен от источ­
ника постоянного напряжения Ua (в качестве этого источника обычно
выступает устройство питания драйвера управления). К затвору тран­
зисгора VТ конденсатор С подключен через обратносмещенный диод
VD. При превышении напряжения на затворе величины Uд диод VD
откроется и наведенный ток не пробьет затвор, так как напряжение бу-:дет зафиксировано.
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
131
7 .4. Тепловой режим полевого транзистора
Мы· уже знаем, что в области импульсной силовой электроники
первостепенными являются меры по защите силовых транзисторов от
теплового пробоя. Поскольку полевые транзисторы не имеют вторич­
ного пробоя, в наших расчетах вполне можно руководствоваться значе­
ниями максимальной температуры и максимальной рассеиваемой
мощности.
Полная мощность, выделяющаяся в транзисторе в9 nремя его пере­
ключения� опр�деляется из выр�жения:
(7.7)
Р,, � Р,,ер + Рпр + Р,·пр + Рут'
где Рп - полная рассеиваемая мощность;
Рпер - потери мощности при переключении;
Рпр - потери на активном сопротивлении открытого транзистора;
Рупр - потери на управление в цепи затвора;
Рут - потери мощности за счет тока утечки в закрытом состоянии.
Сразу оговоримся, что потери мощности, вызванные током утечки
(Рут) пренебрежимо малы, поэтому их вообще нет смысла учитывать.
Кроме того, как мы выяснили ранее, одно из главных преимуществ по­
левого транзистора - это исчезающе малые потери в цепи его управле­
ния (Рупр), поэтому потери tta управление мы также исключим из на­
ших расчетов. С учетом сказанного формула для расчета полных потерь
приобретает следующий вид:
(7 .8)
. Рассмотрим подробно слагаемые, стоящие в правой части формулы
(7.8). Потери проводимости Рпр являются основной составляющей по­
терь в полевом транзисторе. Эти потери можно вычислить, зная эффек­
mвное (действующее) значение тока стока:
где
Р,,
= Рпер + Рпр·
рпр
= Rds(on/;_rms'
Rds(on) - сопротивление транзистора в открытом состоянии.
(7.9)
Чтобы правильно воспользоваться формулой (7.9), необходимо
уметь определять эффективное (действующее, среднеквадратичес·кое)
значение тока для наиболее характерных его форм, поскольку в силовой электронике форма протекающих токов р,едко бывает синусои­
дальной: Нам еще не раз встретится понятие среднеквадратическоrо
значения тока, поэтому ненадолго вернемся к азам электротехники и
запишем формулу для его определения:
1 ,.. =
� j(i(t)J'dt.
о
(7.10)
132
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
Формула (7 .1 О) годится мя любых форм периодич�ских сигналов,
но значени я lrms дЛЯ наиболее часто встречающихся форм сигналов уже,
рассчитаны. Яоэтому читателю удобнее будет пользоваться данными
табл. 7 .2 и лишь в крайних случаях обращаться к уnомянуrой формуле.
Таблица 7 .2. Формулы расчета среднеквадратических
значений тока
Название
сиrнала
Двухполупериодный синусоидальный ток
Однополупериодные синусоидальнь1еимпульсы тока
Среднеквадратическое
значение
Форма тока
ltrnт
l
·
·1п 11· �п·
DnDr,··
Импульсы тока
прямоугольной
формы
Треугольные импульсы тока
т
........
..
......
�
·�- и т
(7 .11)
frms = f,П,
(7.12)
(
t
rде у=-
(7.13)
т
�
Реrу.11»руемые по 1� Т
фазе импульсы
тока
la_
Ji
1mu =!i_
'= /;�½ +
=
+
sint(l-y)cos7t(l-y) ?.l
T( 4)
2тт
... 11
-
lnt\J
= J,Jy
1
(7. 15)
t
2�
t
fmu = f,/½
(7.16)
Если сложный сигнал можно составить из простых участков, форма
которых близка к приведенной в табл. 7.2, средн еквадратическое зна­
чение определяется по удобной формуле:
2
2 '
2
/rms = �]nns_l + /rms_ '1 + /rms_З + · · · '
где
(7.17)
1гтs__ 1, lnns_2 - сред неквадратичес кие значенИS:J дЛЯ простых уч аст­
ков.
f
133
Глава 7: Когда напряжение лучше, чем ток
А сейчас вернемся к основным тепловым расчетам и сделаем неко­
торые уточнения в отношении теплового сопротивления «кри­
сталл-корпус», R,11 jc- Исследования показали, что это сопротивление в
значительной степени зависит от частоты переключения транзистора, а
также от скважности, определяемой отношением времени открытого
состояния к полному периоду коммутации. В технических условиях на
транзисторы обычно приводятся так называемые нормированные пе ...
реходные характеристики теплового сопротивления «кристалл-корпус»
(transient thermal impedance junction-to-case). Как видно из рис. 7.14,
вследствие инерционности тепловых процессов при больших частотах
переключения и малой скважности тепловое сопротивление <<Кри­
сталл-корпус» значительно снижается. В любом случае разработчику
нужно произвести оценку этого сопротивления по графику, чтобы не
«переборщить» с радиатором.
(7.18)
½,(f,D) - переходной коэффициент сопротивления <<кри-
где
сталл-корпус•;
ReocJ - тепловое сопро-rивление <<Переход-корпус)> в режиме боль­
ших скважностей или на постоянном токе (этот символ
можно встретить в технической документации).
На рис. 7.14 есть еще одна кривая, называемая single pulse (одиноч­
ный импульс). Снимается она для одиночного (неnовторяющеrося)
'Импульса тока. Такой режим работы обычно рассчитывается для за­
щитных схем и схем запуска, которые срабатывают один раз. В этом
случае транзистору может и не понадобиться радиатор.
Гораздо сложнее обстоит дело с потерями переключения. Если на­
грузка полевого транзистора чисто активная, потери на переключение
�
С1
�
. с:i
&,
111
�
О::О.5
0=0.2
1
=:::r-..- �
0=0,1
020,05
Q::0,02
0=0,01
--0,1
--
l--'"
10
.,.-
�
....
- .. ;�
.,. �
-,.. �
й/
1Е ОдИ№ЧНЫ
импульс
�
(aingle pulse
10 .
5
10
�
�
U�t,
ll Г.
D='1/t2
-4
10
1 1 11111111
. .3
·2
0,1
10
10
Rectangular Pulse Duration (seconds)
Период следования импульса, с
1
1 1 1 111
10
Рис. 7.14. График зависимости нормированного теплово�::о сопротивления от
частоты и скважности импульсов для транзистора IRFP250
•
134
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
.
невелики и ими зачастую (в маломощных схемах) можно пренебречь.
Индуктивная нагрузка, на которую чаще всего «работает» транзистор в
силQвых схемах, характеризуется тем, что фаза тока и фаза напряжения
не совпадают. Кроме того, в транзисторах, работающих в двухтактных
схемах, возникают специфические потери обратного восстановления
паразитных диодов.
В случае активной нагрузки ток в силовой цепи транзистора огра­
ничен сопротивлением нагрузки. Индуктивная нагрузка при условии
малости ее последовательного активного сопротивления (сопротивле­
ния провода обмотки) может наращивать ток силовой цепи неограни­
ченно, пока он не превысит максимально возможного Д11Я транзистора
значения. Поэтому мы должны учитывать это обстоятельство при рас­
чете потерь проводимости и переключения.
Вначале разберем случай, являющийся наиболее простым, то есть
работу полевого транзистора на активную нагрузку (рис. 7 .9). Как мы
ранее уже установили, время
Uos
включения полевого транзисто­
ра lвкл примерно равно времени
его выключения fвык· Процесс
коммутации транзистора носит
сложный характер (линия « 1 » на
рис. 7.15). Для расчетов мы при­
ближенно . будем считать, что
t
процесс коммутации транзисто_­
ра происходит по линии <<2» на
рис. 7.15. Ничего страшнQrо в
этом упрощении нет - мы про­
Рис. 7.15. К расчету потерь
сто немного завысим расчетные
переключения при работе MOSFET
на активную нагрузку
потери переключ_ения по сравнению с реальными.
Очень удобно начинать оценку динамических потерь с вычисления
энергии, вьщеляющейся на элементе за некоторый промежуток време­
ни. Средняя мощность потерь переключения в установившемся режи­
ме работы может быть вычислена через энергию и частоту переключе­
ния по формуле:
!'пер
= Enepf.
(7.19)
Для rранзистора MOSFET, �работаюu�еrо» на нагрузку, энергию
переключения мы будем определять с учетом того обстоятельства, что
этот процесс протекае:r симметрично и на этапе включения, и на этапе
выключения:
lои
Епер = 2 J Uds(t) · id (t)dt.
(7.20)
Глава 7. Когда напряжение лучше" чем ток
135
Если предположить, что напряжение «сток-исток>> в �оменты ком­
мутации изменяется линейно, по такому же закону изменяется и ток
стока, то, воспользовавшись формулами (7.20) и (7.21), выполнив не­
которые математические преобразования, мы получим формулу для
расчета мощности переключения при коммуrации активной нагрузки:
р = U;t,JКA f
'
пер
3Rн
где
(7.21)
Un - напряжение питания.
Случай активной на1;-рузки мы будем использовать пракrически не­
часто, однако он поможет сделать нам некоторые допущения, которые
мы применим в расчетах схем с. индьrктивными и трансформаторными
нагрузками.
На рис. 7.16 показан простейший вариант индуктивной нагрузки,
когда в цепь стока транзистора VГ включается катушка L. При включе­
нии транзистора ток стока id начинает нарастать по закону:
(7.22)
Когда ток id достигает значения id тах, транзистор начинает закры­
ваться. Достаточно резко меняется сопротивление зарядной цепи, что
ведет к возникновению на выводах индуктивности ЭДС самоищук­
uии, поскольку индуктивность всегда стремится сохранить величину
тока. В схеме рис. 7.16, а отсуrствует фиксирующий диод YD, пок<:1зан­
ный на рис. 7.16, 6, поэтому на стоке транзистора образуется индуктив­
ный выброс напряжения. Это происходит потому, что поддерживать в
цели ток возможно только увеличением напряжения. Опасный выброс
«гасят» обратносмещенным фиксирующим диодом VD. Такое включе­
ние очень часто встречается при организации управления обмотками
механических реле.
· . Обратите внимание на рис. 7.18. Падение напряжения Uds практи­
чески до нуля свидетель�твует о моменrе открывания транзистора VГ.
Затем ток id науинает нарастать, и вместе с ним незначительно нараста­
ет· напряжение «сток-исток?>, так как тр�нзистор в открытом состоянии
имеет конечное значение сопротивления. Самое интересное начинает­
ся в тот момент, коrда на транзистор подается сигнал закрытия. в это
время сопротивление цепи «сток-исток� резко увеличивается, однако
индуктивный ток id мгновенно уменьшиться не может, поэтому на про­
тяжении времени выключения �он линейно спадает. К моменту окон­
чания закрытия транзистора остаточный ток самоиндукции дросселя L
<<подхватываеn диод VD, открывает его. Как 11звестно, открытый диод
можно условно заменить источником напряжения величиной 1 ... 2 В, а
это значит, что напряжение на стоке транзистора vr не может под. \
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
136
+Un
. и,�ивный
выброс
L
-----------•
t
+Un
VD
\
б)
Срез диода
VD
L
� �J
1
1
u..
t
Рис. 7.16. И ндуктивная нагрузка транзистора MOSFET:
а) без фиксирующего диода; б) с фиксирующим диодом
нятъся более, чем величина прямого падения напряжения на фикси­
рующем диоде (рис. 7 .17, 6). Ток диода ivп спадает <<в ноль,> к моменту
следующего цикла открытия транзистора�
С уч�том сказанного, мы можем найти величину потерь переклю­
чения:
(7.23)
Если же 11 неизвестно, а известно время включения (выключения)
транзистора, формула (7 .23) приобретает следующий вид:
(7.24)
Теперь настало время вычислиrь динамические потери в так назы­
ваемых двухrактных схемах (рис. 7.19, а). Двухтактные силовые схемы
широко используются в тех случаях, когда нужно получить .высокие
значения токов нагрузки.
Сейчас мы вынуждены еще раз вспомнить о паразитном диоде в со­
ставе полевого транзистора. Эrот диод, как нам известно, не отJJичает­
ся быстродействием, имеет сравнительно большое время обратного
137
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
Un
Un
ivo
()
VD
L
>
+
;d
L
+
Un
�1 �1
а)
u, i
id
б)
Рис. 7. J 7. Схема, поясняющая
работу фиксирующего диода
Рис. 7.18. Коммутационные процессы в
схеме с фиксирующим диодом
+Un
VТ1
J
с,
VD1
...!1
2
VТ1
L
L
L
VТ2
J
L_:·
С2
VD2
а)
VD1
Un
2
VТ2
l
vтч
cl
vт�
L
�!'
IL
С2
·б)
с,
в)
С2
r)
Рис. 7.19. Коммуrационные процессы в полумостовых схемах
восстановления. Параметры паразитного диода в обязательном поряд­
ке приводятся в технической документации на транзисторы.
В двухтактной схеме необходимо рассматривать влияние индук.:
тивности L на остальные элементы. Следует помнить, что на самом
деле индуктивность L представляет собой индуктивность намаrничи­
вания первичной обмотки трансформатора (если исследуемое устрой­
ство - преобразователь электрической энергии), либо индуктивность
обмотки двигателя (если рассматривается асинхронный регулируемый
привод).
Обратимся к рис. 7.19 и рассмотрим коммуrационнь�е процессы,
происходя1дие в данной схеме. Первоначально (рис. 7. I 9, б) ключ VГ1
замкнуr, поэтому происходит передача энергии к индуктивности L.
Если это - индуктивность намагничивания трансформатора, то ·rок на­
м�rничивания, конечно, не очень заметен на фоне тока реакции вто-
1 лава 1. когда напряжение лучше, чем ток
1.10
ричной обмотки (если во вторичной цепи трансформатора присутствует
номинальная нагрузка). Если же величина индуктивности достаточно
велика, что наблюдается в устройствах приводов асинхронных двигате­
лей, индуктивный ток будет преобладать. Далее (рис. 7.19, в) ключ VТI
разм1,1кается, но ток в инду�ивности �' стремясь сохранить свою вели­
чину, з�мыкается через паразитный диод VD2, который коммутирует
од11Н из выводов индуктивности к «земле)) t а другой ·ее вывод по-преж ...
нему остается присоединенным к средней точке конденсаторов CI и
С2. Напряжение, прикладываемое к выводам индуктивности L, застав­
ляет ток iL быстро падать к нулевому значению. Замыкание ключа VГ2
повторяет процесс, но уже в другой части полумоста (рис. 7.19, г).
и все же коммутационные
-�UL
броски в полумостов�х и_ мосто­
вых инверторах напряжения воз­
никнуть мoryr. Связано это с не­
идеальностью реальных элемен­
,А
-"' t
А1-·тов. Реальные трансформаторы
I'
имеют индуктивность рассеяния,
межвитковую емкость, есть также
паразитные емкости и между дру­
гими �лементами. К чему все это
Рис. 7.20. Колебательный npouecc в
приводит? Сочетание индуктивно­
обмотке трансформатора
сти и емкости образует колебательную систему, которая может
производить коммутационные выбросы с больш�й амплитудой. На
рис. 7.20 показана диаграмма напряжения точки соединения обмотки
трансформатора к средней точке каскада транзисторов в реальной по­
лумостовой схеме. При отсутствии переключений в этой точке имеется
потенциал, равный половине питающего напряжения. Коммутацион­
ный выброс и последующие колебания происходят при размыкании
ключевого элемента. Понятно, ЧТ(? амплитуда выбросов не может стать ..
больше напряжения питания или П!)тенциала «зем.пи�, так как обрат­
ные диоды будут открываться и «разряжать» выбросы на источник пи­
тания. И все же, если энергия колебательного процесса достаточно ве­
лика, он может не закончиться к моменту открывания ключа. Коммута­
ция при протекании :гока через обратный диод· приведет к ситуации
«тяжелого переключения», о котором мы сейчас поговорим. Чтобы «по­
гасить» эти 6Ыбросы, параллельно первичной обмотке трансформатора
включают RС-цепь, состоящую из последовательно соединенных кон­
денсатора и резистора. Параметры этой цепи приходится определять
экспериментально. Для ориентировки: в компьютерном блоке питания
номинал резистора р�вен 100 Ом, а номинал конденсатора - 1ООО пФ.
Только что мы рассмотрели так называемый облеrчен11ый режим ра­
боты транзистора в двухтактных схемах, когда управляющие импульсы
,
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
поступают на VТI и VТ2 симметричными, в моме.нты начала коммута­
ции токи через обратные диоды не проходят. Рассчитать мощность по­
терь переключения в данном случае несложно. Для каждого транзисто­
ра, работающего в полумостовой и мостовой схеме со стандартной
· трансформаторной нагрузкой, она может быть рассчитана по форму- .
лам (7.23) и (7.24).
Встречается и другой случай, когда транзисторы вынуждены рабо­
тать в тяжелом режиме переключения. Этот случай встречается в устрой­
ствах управления двигателя�и механических приводов, имеющих зна­
чительную величину индуктивности обмоток. В этом случае длитель­
ность открытого состояния «верхнего» (Vf l) и «нижнего>> (VТ2)
ключевых элементов полумоста и моста мoryt быть неравными: в пре­
дельном случае открывающие импульсы одного из элементов вообще
исчезают. К примеру, если коммуrируется только «верхний» ключ; схе­
ма превращается в <<чоппер>>, а роль разрядного диода, поддерживаю­
щего индуктивный ток, выполняет оппозитный диод <<нижнего>> ключа.
В чоппере, работу которого мы подробно разберем далее, в одной из
глав, разрядный диод выоирается специально, здесь же свойствами
диода управлять нет возможности - какой диод есть, такой есть.
,В случае несимметрии управляющих импульсов ток Б индуктивном
элементе не меняет своего направления, а это значит, после выключе­
ния транзистора VТ2 ток iL (рис. 7.19, в) будет протекать через его оп­
позитный диод. Следовательно, ·вЮiючение транзистора УТ I пройдет в
режиме короткQго замыкания, так как диод VD2 не сразу восстановит
свои запирающие свойства. Чем дольше оппозитный диод будет вос­
станавливать свои свойства, тем большая мощность переключения вы.:.
делится на транзисторе. Поэтому д11я расчета этой мощности в режиме
тяжелого переключения необходимо учитывать как динамические по­
тери переключения транзистора, так и потери на о(>ратное восстанов­
ление оппозитных диодов. Провести такой расчет можно, обратившись
к формуле:
р
щ•р
= Un [id_mv.fвк, +
2
3
Q
"
]1
(7.25)
или, используя время 1t, к формуле:
(7.26)
= Un(id __ maxlf + 0,5 · Q,,. )f,
где Qrr - заряд обратного восстановления оппозитного диода (приво- ·
дится в справочниках).
�ер
Оказывается также, что заряд обратного восстановления диода, со­
гласно рис. 7.21, незначительно зависит от прямого тока, протекающе­
го через диод после отключения транзистора, но в значительной степе­
ни определяется величиной изменения этого тока во времени на этапе
140
Глава 7 Коtда напряжение лучше, чем ток
700�------�----��
'
divD, А/мкс
dt
1000
Рис. 7.21. Зависимость заряда обратного восстановления диода
от скорости коммугационного nроцесса
обратного восстановления, то есть производной от тока. На практике
это означает, что замедление коммугационноrо процесса, вызывающе­
го обратное восстановление, может снижать заряд, а значит, и выде­
ляемую энергию. Следовательно, в режиме тяжелого переключения не­
обходимо замедлять процесс открывания полевых транзисторов. Сни­
зить скорость открывания может ограничение тока затвора с помощью
увеличения затворного резистора, а также шунтирование переходов
«сток-исток>> транзисторов RС-цепями, ограничивающими скорость
переключения. Правда, при этом растут коммуrационные динамиче­
ские потери переключения.
7 .5. Параллельное включение MOSFEТ
До.вольно часто в практике разработчика силовых импульсных уст­
ройств электропитания встречаются случаи, когда нужно переключать
ток, значение которого выше предельного тока одиночного транзисто­
ра. И если выбрать более мощный прибор оказывается затруднительно,
можно, как мы уже знаем, просто вюtючить параллельно несколько
приборов, рассчитанных на меньшие токи. Тоrда общий ток будет рав­
номерно распределяться по отдельным транзисторам.
В случае биполярных транзисторов, как мы знаем, не обойтись бе1
токовыравнивающих резисторов в цепи эмиттера, на которых неоправ-
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
141
данно теряется мощность. Гораздо лучше обстоит дело с полевыми
транзисторами. Для параллельного их соединения нужно иметь прибо­
ры с близкими значениями порогового напряжения. Заметим, что
транзисторы одного типа имеют очень близкие значения порогового
напряжения, поэтому эта рекомендация заключается в запрете соеди­
нять транзисторы разных типов.
Во-вторых, чтобы обеспечить равномерный прогрев линейки тран­
зисторов, их нужно устанавливать на общий радиатор и, по возможно­
сти, ближе друг к друrу. Необходимо также помнить, что через два па­
раллельно включенных транзистора можно пропускать в два раза боль­
ший ток, не снижая нагрузочной способности. одиночньtх приборов,
но при этом входная емкость, а значит, и заряд затвора возрастают в
два раза. Соответственt-10, схема управления параллельt-10 соединенны­
ми транзисторами должна обладать соответствующей возможностью
обеспечить расчетное время коммутации.
Но и здесь есть свои особенности. Если соединить затворы полевых
транзисторов непосредственно, можно пQлучить неприятный эффект
«звона>> при выключении - транзисторы, оказывая влияние друг на
друга, через затворы, будут произвольно открываться и закрываться, не
подчиняясь сигналу управления. Чтобы исключить <<звон», на выводы
затворов транзистора рекомендуется надевать небольшие ферритовые
трубочки, предотвращающие взаимное влияние затворов, как показано
на рис. 7.22, а.
о
а)
б)
Рис. 7.22. Параллельное включение MOSFET:
а) с гасящими феррlffовыми трубками; б) с затворными резисторами
Данный сп�соб встречается сегодня очень редко, уступая место бо­
лее простому и доступному схемотехническому приему (рис. 7.22, 6),
когда в цепи ·1а:rворов включаются одинаковые резисторы сопротив-
14;,t
I лава 7. Когда напряжвние лучше, чем ток
лением десятки-сотни Ом. Величина затворных резисторов выбира­
ется так:
(7.27)
где
Qк - величина заряда затвора для одного транзистора.
....
.
После этого необходимо определить величину тока, которую должен обеспечить драйвер. Этот ток определяется из условия действия
напряжения lfg на параллельно соединенные затворные резисторы. То
есть величину Rg, полученную из формулы (7.27), необходимо при вы­
числениях уменьшить во столько раз, сколько транзисторов включает­
ся параллельно.
Очень важно выполнить �вязи между электродами· транзисторов
как можно короче, минимизировав паразитные индуктивности монта­
жа. Плохая топология проводников может приводить к чрезмерным
перенапряжениям и неконтролируемому переключению. Возможное и
наиболее часто встречающееся расположение параллельно включен­
ных транзисторов MOSFET показано на рис. 7.23.
Радиатор
шинвы
г-----L,..J- } Сиnо
ые
Шина
упра ления
в
Рис. 7 .23. Вариан r параллельного включения
Транзисторы VГ1-VГ4 усtановлены на общий радиаrор макси­
мально бли�ко друг от друга, ч:го обеспечивает их равномерный про­
грев. Силовые шины, которые могут быть выполнены как печатны­
ми, так и объемными проводниками (например, медной полоской
или луженым проводом), подключены к сто.ку и истоку всех транзи­
сторов. Затворные резисторы R8 Можно расположить над силовыми
шинами. Закрепляются транзисторы на радиаторе с помощью щ1.н­
тов, прижимных пружин. Иногда для улучшения теплового контакта
между корпусами и радиатором используется следующая радиолюби­
тельская технология: тран:Jисторы припаиваются своими теплоотво. дящим·и пластинами к общей медной заготовке, а она, в свою оче-
I лава 1. когда напряжение лучшt:::, чt:::м , ик
Рис. 7.24. Радиатор с параллельно включенными MOSFET
в схеме полумоста
\
.
редь, привинчивается к радиатору, предварительно· смазанному в
месте контакта теплопроводящей пастой КПТ-8.
На рис. 7.24 приведен конструктивный узел полумоста, составлен­
ного из параллельно включенных транзисторов. Радиатор имеет сквоз­
ные каналы, через которые он принудительно продувается. потоком
воздуха.
7.�. Калейдоскоп транзисторов MOSFEТ
В этом заключительном разделе мы поговорим о том, каким обра­
зом конструкторы элементной базы пытаются облегчить труд разработ­
чикам силовых электронных устройств, какие разновидности транзи­
сторов MOSFET присутствуют на сегодняшнем рынке, какой выигрыш
дает использо_вание того или иного типа транзистора в разрабатывае­
мой схеме.
При разработке импульсных силовых устройст.u определенную про­
блему всегда представляет защита от перегрузок и токов короткого за­
мыкания. Обычно решается ·проблема следующим образом: в цепь ис­
Т(?Ка включается небольшое сопротивление, напряжение с которого
подается на компаратор, отключающий схему регулирования тока и за­
пирающий силовые транзисторы. В более мощных устройствах приме­
няют специальные шунты, токовые трансформаторы или датчики на
основе эффекта Холла, имеющие гальваническую развязку с силовыми
цепями. К сожалению, такой путь не слишком оптимален, поскольку
на резистивном датчике тока теряется мощность, силовые цепи в этом
случае становятся более протяженными, а также трудно обеспечить не­
обходимый компромисс между быстродействием схемы защиты и сте­
пенью чувствительносtи к ложным срабатываниям.
Производитель полевых транзисторов фирма <<lnternational
Rectifier» придумала следуюu(ий способ решения этой проблемы. Как
известно, технология изготовления мощного полевого транзистора та-
144
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
кова, что его кристалл состоит из множества мелких ячеек, через кото­
рые в открытом состоянии протекает ток. Ток равномерно распределя­
ется между ячейками, поэтому, обособив некоторое количество ячеек и
сделав от них отвод тока, можно, измеряя его величину, судить о пол­
ном токе, протекающем через прибор. Проведя серию экспериментов,
специалисты фирмы разработали и выпустили на рынок серию поле­
вых транзисторов со считыванием тока (Нех sense MOSFEТ). Внешний
вид такого транзистора, размещенного в корпусе типа ТО-220, показан
на рис. 7.25, там же приведено его условное обозначение в схемах.
Маркируются транзисторы условным индексом <<С» (current), напри­
мер, IRC740, IRCZ44, IRCP450.
Kelvin
Source
Current
Sense
Рис. 7.25. Внешний вид и условное обозначеJ-!Ие транзистора MOSFET
со считыванием тока
Практически полевой транзистор со считыванием тока состоит из
двух параллельных полевых транзисторов, называемых �силовым» и
<,считывающим». Стоки обоих транзисторов объединены, а вот сило­
вой и считывающий истоки - разные. Силовой исток обозначается
традиционно буквой S, считывающий исток - обозначен словосочета­
нием current sense. Имеется еще один вывод, обозначаемый в техниче­
ской докум.ентации как Kelvin source и называемый выводом Кельвина.
Этот вывод подключен к истоку силового транзистора таким образом,
чтобы исключить влияние основного тока на считываемый ток.
Главным параметром такого транзистора является отношение тока,
протекающего через вывод истока, и тока, протекающего через вывод
да1Чика:
(7.28)
где r - коэффициент считывания тока (current sensing ratio);
id - величина силового тока;
ic - величина считанного тока.
Конечно, ·ре:Jультат, рассчитанный по формуле (7.28), будет слег­
ка отличаться от истины, поскольку ток стока является суммой си-
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
145
· лового и измериrельного токов. Но это не принципиально, поско)lь- ..
ку считывающий транзистор введен не для точного измерения тока,
а для фиксирования состояния перегрузки транзистора. Для реаль­
ного транзистора-типа IRC740 �оэффициент считывания ток состав­
ляет 2660 ... 2940.
Чтобы обеспечить считывание тока,
D
между выводами current sense и Kelvin
source включается небольшое сопро­
тивление (рис. 7.26), сигнал с которого
. можно усилить, подать на схему стаби­
лизации или отключения по перегрузке.
Каким образом это сделать, подробно
Current
Kelvin
· описано в (35] и (36). Получить данные
Sense
документы можно с сайта фирмы-про­
изводителя http://www.irf.com.
К измерителю
s
Одной из проблем управления стан­
дартными полевыми транзисторами яв­
Рис. 7 .26. Подключение
ляется необходимость наличия напря­
датчика тока
жения величиной около 1 О... 15 вольт
для гарантированного их открытия. Ко�ечно, никаких трудностей не возникает, если схема управления пита­
ется указанным напряжением. Но если управляющая схема построена
на основе логических элементов ю1и микроконтроллеров с питанием 5
вольт и других источников питания в схеме нет? Вот для таких случаев
разработаны и выпускаются серийно транзисторы с лоrическим уровнем
управления (Logic-Level Gate Drive), затворы которь!х можно непосред­
ственно подключать к выходам цифровых микросхем. Фирма
«International Rectifier>>, выпускающая транзисторы с логическим уров­
нем управления, маркирует эту продукцию индексом «L)) (logic), на­
п�,имер, IRLZ44, IRLZ544. Данные транзисторы MOSFET практически
ничем не отличаются от стандартных приборов, кроме сниженного
максимально допустимого напряжения «затвор-исток>> и иной характе­
ристики заряда· затвора (рис. 7.27). Рекомендуем читателю сравнить
этот рисунок с рис_. 7.11.
Ках мы уже говорили, при разработке импульсных силовых уст­
ройств всегда уделяется достаточ�о много внимания схемам защиты от
перегрузок. И даже появление достаточно устойчивых к аварийным ре­
жимам полевых транзисторов не решило проблему защиты от перегру­
зок. Как показывает практика, обезопасить схему от потенциального
пробоя с помо�цъю простых схемотехнических методов не слишком
трудно, однако тепловой и токовый пробой требуют гораздо более
сложных мер. Революционным шагом на пути создания отказоустойчи­
вых элементов стала разработка фирмой «Internationa1 Rectifier» транзи-
146
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
15
t LJv "
lo=25A
o
1 s. 1 '
Vos=28V,
"
� 12
О)
«1
� 9
:,
/�
" 6
а,
.,,,,
1о
с.,
О
1·
�
о
(/)
о
о:3 3
?
V
�
�
�
/�
[Л1/
I
/
О
1О
20
30
40
50
60
OG, Total Gate Charge (nC)
70
Рис. 7.27. Кривая заряда затвора MOSFET с логическим уровнем управления
на примере IRLZ44NL
сторов MOSFET со встроенной системой самоконтроля - так называе­
мых и1Пеллектуальных ключей (Intelligent power switch). Эти транзисто­
ры маркируются индексом <<IPS», например, IPS0151, IPSSI l. Их доля
среди выпускаемых на сегодняшний момент типов невелика по причи­
не высокой (пока) стоимости, но неуклонно продолжает расти.
На рис. 7.28 схематически показаны основные узлы таких транзи­
сторов, предназначенных как для управления нагрузкой, подключен­
ной к стоку (так называемый транзистор <<нижнего плеча»), так и на­
грузкой, подключенной к истоку (транзистор <<верхнего плеча»). Оба
типа транзисторов управляются входным логическим сигналом величиной 5 в.
'
Схема контроля состояния транзистора «нижнего плеча»
(рис. 7.28, а) постоянно «следит» за температурой кристалла и за вели­
чиной протекающего тока. При превышении температуры выше 165 °С,
а также при превышении тока стока определенного значения схема
контроля отключает
транзистор
вне. зависимоqи от вел11чины сигнала
.
.
управления.
В инте,rrлектуальном MOSFET «верхнего плеча>>, кроме вхрда
управления «IN», появляется также диагностический выход «DG» (выход статуса), по состоянию которого можно не только судить о режиме
работы транзистора, но и диагностировать произошедшую неисправ­
ность. Так, в нормальном режиме работы сигнал с выхода статуса по- ·
вторяет входной сигнал управления. Ilpи обрыве нагрузки на выводе
<<DG» будет всегда <<чи·rаться>> логическая «единица», при превышении
температуры выше 165 °С, а также при превышении тока стока опреде­
ленного значения на выводе «DG» устанавливается логический «нуль».
147
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
· Нагрузка
'
Rg
IN
l--�--1
Уnравление
Схема
контроля
лоrичес�<им
уров нем
сигнал а
а)
"Общий"
s
+Un
+5Во---15к
Rctg
Статус
D
DG
лоrики
pull-up
ре зистор
Схема
1<Онтр оля
s
Rg
...____...,IN
Управление
лоrическим
уров нем сигнала
б)
Схема
Наrрузка
"Общий" силовой
"Общий" упра вление
Рис. 7.28. Интеллектуальный MOSFET: а) для управления нагрузкой
в стоке; б) для управления нагрузкой в истоке
Температурная защита имеет некоторый гистерезис, формируемый
схемой контроля. Это означает, что восстановить функционирование
транзистора в нормальном режиме удастся тольr<о после снижения
температуры кристалла до величины 158 °С.
Достаточно активно идут работы над совершенствованием характе­
ристик .классических транзисторов MOSFET. Сегодня на отечествен­
ном рынке электронных комплектующих можно встретить ilред�тави­
телей так называемого пятого поколения транзисторов MOSFET, выпус­
каемых фирмой �International Rectifie�. В маркировке этих
транзисторов присутствует буква <<N>>, например, IRFZ44N, но их легко
спуrать с более старой модификацией, такой буквы не имеющей IRFZ44. Размер кристалла у транзисторов пятого поколения меныuе,
на 10... 20% снижено сопротивление в открытом состоянии (Rdr(,т;),
уменьшена величина заряда затвора ( Q8), в несколько раз снижен заряд,
обратного восстановления ( Q,,.) паразитного диода.
В области �мпульсных источников электропитания сегодня наблю­
дается тенденция уме1:1ьшения размеров питающих модулей, повыше­
ния их КПД, а также наиболее ра11иональной компоновки в составе
148 1
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
электронных приборов. Достигнуть такого результата позволяет сокра­
щение габаритов элементов (прежде всего силовых), их комбинирова­
ние в одном корпусе. Ярким представителем подобной элементной
базы является серия FETKY MOSFET (рис. 7.29). При изготовлении
серии вместе с транзисторами корпусируются также специальные дио­
ды Шоттки (Schottky diode), причем таким образом, ·�тобы обеспечить
соединение этих элементов согласно известным схемам построения
вторичных источников питания. На рис. 7.29, бпоказана специализи­
рованная транзисторная сборка типа Dual FETKY, содержащая два
МОSFЕТ-транзистора и диод Шоттки. Такая сборка незаменима при
построении синхронных схем вторичных источников, о которой мы
поговорим в одной из следующих глав.
, а)
б)
Ряс. 7.29. Комбинированные MOSFET транзисторы:
а) FETKY MOSFET IRF7521D1; б) Dual FETKY MOSFET IRF7901D1
. С достаточно большим запозданием, вызванным экономической
неразберихой, царившей в нашей стране последнее десятилетие, поя­
вились серийные отечественные транзисторы MOSFET, являющиеся
примерными аналогами транзисторов фирмы «Intemational Rectifier»-.
Производятся они минским ПО «Интеграл)> (УП «Завод «Транзистор>>).
Авт<;>р считает, что об этих транзисторах можно говорить как об <<отече­
ственных», несмотря на то что формально их производит друrое госу­
дарство - Белорусия. В табл. 7 .3 приведены типы транзисторов, кото­
рые можно приобрести в магазинах и на радиорынках. Рекомендуется
также почаще бывать в Интернете и заглядывать на сайт фирмы произ­
водителя http://www.bms.by - тем, кому важно сэкономить деньги, это
окажется большим подспорьем ... Ведь ошибок производс rва, связанных
с несовершенством технологии, становится все меныuе, а цена отече­
ственных аналогов осrается ниже зарубежных прототипов. Некоторые
наименования полевых транзисторов сегодня также выпускает АООТ
«Воронежский з·авод полупроводников». В его номенклатуре также
представлены аналоги транзисторов ·(<Jntemational Rectifier>> в корпусах
149
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
/
ТО-220 и мощные транзисторные модули в корпусах ТО-244 с величи­
ной номинального тока стока до 200 А Однако эти транзисторы гораздо сложнее приобрести, поэrому мы о них говорить не будем.
Таблица 7 .3. Некоторые оtечественные транзисторы MOSFET
==...м
.;
,с
а
Обозна•
чение
..
а
Анапог
:,
ш
::)
--·
КП723А
IRFZ44
КП72ЗБ
.
..
ii
ii
O
,,
а:
..!'
а
:)
Р,Вт
50
±20
150
n-канал
а ,ct
е,
-
---·
elD
Тип
Kopnyc
-
60
0,028
IRFZ45
60
0,035
50
±20
150
n-кaнaJI
ТО-220
КП723В
IRFZ40
50
0,028
50
±20
150
n-канал
ТО-220
КП723Г
IRLZ44
60
0,028
50
±10
150
n-канал
ТО-220
КП726А
BUZ90A
600
2,0
4,0
±20
75
n-канм
ТО-220
КП726Б
BUZ90
600
1,6
4,5
±20
75
ТО-220
КП727А
BUZ71
50
о, 1
n-канал
14
±20
40
n-канал
ТО-220
КП727Б
IRFZ34
60
0,05
30
±20
88
n-канал
ТО-220
КП727В
IRLZ34
60
0,05
30
±10
60
n-канал
ТО-220
700
5,0 -
3,0
±20
75
n-канал
ТО-220
4,0
3,0
±20
75
n-канал
ТО-220
600
3,0
3,3
±20
75
n-канал
ТО-220
КП728Г1
-
КП728СI
-
-
.·
650
>-
ТО-220
КП728Е1
-
КП728ЛI
-
550
3,0
4,()
±20
75
n-канал
ТО-220
КП731А
IRF710
400
3,6
2,{)
±20
36
n-канал
ТО-220
КП731Б
I.RF7l 1
350
3,6
2,0
±20
36
n-канал
ТО-220
КП731В
IRF712
---400
5,0
1, 7
±20
36
n-канал
iO-220
КП737А
IRF630
200
0,4
9,0
±20
74
n-канал
ТО-220
КП737Б
IRF634
i
--· ---·
0,45
8, J
±20
74
КП737В
-- IRF635
250
±20
КЛ737Г
IRL630
6,5.
0,68
-- ---·--·
- 0,4
9,0
±10
·--- --·---·
ТО-220
--
КП739А
IRFZL4
60
Os 2
10
±20
n-кан.ал
ТО-220
-
--·
50
200
�-. - .
--:z-·� -- �
n-канd.Л ТО-220
-- -------
74
n·канал
74
n-кat-tan
·43
--·"'C"'tr'r:,-".
ТО-220
"
150
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
Продолжение табл. 7 .З
-
Обозначение
-� ..
Р,Вт
11(
iii'O
Е,
Em
g�
,:i
,:i
а:
•'
Аналог
-
IQ
)С
-
,;
E,l'D
�
'
::)
Тип
Корпус
n-кзнал . ТО-220
КП739Б
IRFZI0
50
0,2
10
±20
43
КП739В
IRFZl5
60
0,32
8,3
±20
43
п-канал
ТО-220
КП740А
IRFZ24
60
КП740Б
lRFZ20
КП740В
17
+20
60
n-канал
ТО-220
50
о,1
о.1
17
±20
60
п-канал
ТО-220
IRFZ25
60
О,12
14
±20
60
п-канал
ТО-220
КП741А
IRFZ48
60
0,018
50
±20
190
n-канал
ТО-220,
КП741Б
IRFZ46
50
0,024
50
±20
150
п-канал
ТО-220
КП742А
STH75N06
60
0,014
75
±20
200
n-канал
TO-2J8
КП742Б
STH80N05
50 . 0,012
80
±20
200
n-канал
ТО-218
КП743А
IRF510
100
0,54
5,6
±20
43
n-канал
ТО-220
КП743Б
IRF5l1
80
0,54
5,6
±20
43
п-канал
ТО-220
КП743В
IRF512
100
0,74
4,9
±20
43
п-канал
ТО-220
КП744А
IRF520
100
· 0,27
9,2
±20
60
п-канал
ТО-220
КП744Б
IRF521
80
0,27
9,2
+20
60
п-канал
ТО-220
КП744В
JRF522
100
0,36
8,0
±20
60
n-канал
ТО-220
КП744Г
IRL520
100
0,27
9,2
±10
60
ТО-220
КП745А
IRF5-30
О,16
14,0
±20
88
n-канал
ТО-220
КП745Б
IRF531
ню
n-канал
80
О,16
14,0
±20
88
п-канал
ТО-220
КП745В
IRF532
100
0,32
12,О
- ±20
88
п-канал
ТО-220
КП745Г
IRL530
100
О, 16
15,0
±10
88
n-кзнал
ТО-220
КП746А
IRF540
100
0,077
28,0
±20
150
n-канал
ТО-220
КП746Б
IRF541
±20
150
ТО-220
n-канал - ·--�---
КП746В
IRF542
1 80 0,077 28,О
--- ,---- ···--25,0
100
О, 1
±20
150
n:..канал
КП746Г
lRL540
0,077
±10
150
n-канал
1
-
100
-
-
----28,0
..
.
ТО-220
----ТО-220
151
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
Продолжение табл. 7 .З
....
)(
Обозначение
Аналог
КП747А
Еса
..
1�
s�
)(
)С
ё,ш
Р,Вт
Тип
Корпус
±20
230
л-канал
ТО-218
3,3
±20
36
n-канал
ТО-220
1,5
3,3
±20
36
л-канал
ТО-220
200
2,4
2,6
±20
36
n-канал
ТО-220
IRF620
200
0,8
5,2
±20
50
n-ханал
ТО-220
КП749Б
IRF62I
150
0,8
5,2
±20
50
n-канал
ТО-220
КП749В
IRF622
200
1,2
4,0
±20
50
ТО-220
КП750А
IRF640
200
18,0
±20
125
n-канал
ТО-220
КП750Б
IRF64I
150
о,18
о,18
n-канал
18,0
±20
125
л-канал
ТО-220
КП750В
IRF642
200
0,22
±20
125
n-канал
ТО-220
КП750Г
IRL640
200
о,18
16 •О
18,О
±10
150
n-канал
ТО-220
КП751А
IRF720
400
1,8
3,3
±20
50
n-канал
ТО-220
КП751Б
IRF72I
350
1,8
3,3
±20
50
n-канал
ТО-220
КП751В
JRF722
400
2,5
2,8
±20
50
n-канал
ТО-220
КП752А
IRF730
400
1,0
5,5
+20
74
n-канал
ТО-220
КП752Б
IRF73I
350
1,0
5,5
± 20
74-
n-канал
ТО-220
КП752В
IRF732
400
1,5
4,5
±20
74
n-канал
ТО-220
КП753А
IRF830
500
1,5
4,5
±20
74
n-канал
ТО-220
КП753Б
IRF831
450
1,5
4,5
±20
74
n-канал .. ТО-220--
КП753В
IRF832
500
2,0
4,0
±20
74
100
0,04
40,0
±20
100
0,055
35,О
+20
60
0,009 50,0
-·· --·-0,009 50,0
'О
•О
а:
_ТJ'
::)
IRFPl50
100
0,055
41,0
КП748А
IRF610
200
1 5·
КП748Б
IRF611
150
КП748В
IRF612
КП749А
·---- SТP40NI0
КП771Б
КП771А
'--·-
2SK2498A
КП775А
'-·-- -··--· ·--КП775Б
-
�,-,-�--;�-�
fll'
55
ТJ
. ·-.�.-s...
111
--±20
±20
-
ТО-220
·-150
n-канал
n-канал
150
n-канал
ТО-220
·-··--ТО-220
200
n-:-канал
200
n-канал
---ТО-220 .
ТО-220
-1 --�-�---·
152
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток
-.
Окончание табл. 7 .3
--=--=
�
)С
Обозначение
Аналог
КП775В
-
КП776А
---
С1
Еш
' "''
'С
-
i�
';'Q
�
а: .
�
"
Е,ш
•
)(
-�ё�
:)
50,0
±20
)С
1
-----
Тип
Корпус
200
n-канал
ТО-220
125
--
n-канал
ТО-220
125
n-канал
ТО-220
Р,Вт
·------
60
0,011
IRF740
400
0,55
10,0
±20
КП776Б
IRF741
350
0,55
10,0
±20
КП776В
IRF742
400
0,8
8,3
±20
125
n-канал
ТО-220
КП776Г
IRF744
450
0,63
8,8
±20
125
n-канал
ТО-220
КП777А
IRF840·
500
0,85
8,0
+20
125
n-канал
ТО-220
КП777Б
JRF841
450
0,85
8,0
±20
125
n-канал
ТО-220
КП777В
IRF842
500
l,l
7,0
±20
125
ТО-220
КП778А
IRFP250
200
0,085
зо.о
n-канал
±20
190
n-канал
ТО-218
КП779А
IRFP450
500
0,4
14,0
'±20
190
n-канал
ТО-218
КП780А
IRF820
500
3,0
2,5
±20
50
n-канал
ТО-220
КП780Б
JRF821
450
3,0
2,5
±20
50
n-канал
ТО-220
КП780В
IRF822
500
4,0
2,2
±20
50
n-канал
ТО-220
КП781А
IRFP350
400
0,3
16,0
±20
190
n-канал
ТО-218
КП783А
JRFP3205
55
0,008
70,0
±20
200
n-канал
ТО-220
КП784А
IRF9534
-60
0,14
-18,0
±20
88
р-канал
ТО-220
КП785А
IRF9540
-100
0,2
-19,0
±20
150
р-канал
ТО-220
КП786А
BUZ80A
800
3,0
4,0
±20
100
n-канал
ТО-220
КП787А
BUZ9IA
600
0,9
8,0
+20
150
n-канал
ТО-220
КП789А
BUZI НА
55
0,008.
80,0
±20
250
n-канал
ТО-220
. ----
Глава 8
Почти биполярный, почти полевой
Биполярный транзистор с изолированным затвором.
Основные характеристики. Перспективы использования
в изделиях силово_й электрони�и
... На работе была поставлена задача: разработать мощный источник пита­
ния с входным напряжением 600 вольт. ffспользовать транзисторы MOSFET не
могу - маловат запас по напряжению «сток-исток». Что делать?..
Из переписки
... Пробовал заменить в источнике питания транзисторы MOSFET на реко­
мендованные в книге быстрые /GВТ. Разницы в нагреве корпусов не заметил. Прав­
да, дороговатой оказалась замена...
Из отзывов на первое издание
Из этой главы читатель узнает о силовых полупроводниковых
приборах, недавно появившихся в арсенале разработчика силовой им­
пульсной техники, - о биполярных транзисторах с изолированным
затвором (IGBT). Появление транзисторов IGBT решило десятиле­
тиями существовавшую проблему обеспечения высоковольтных схем
простыми и надежными ключевыми элементами, обладающими высо­
ким быстродействием, малыми затратами на управление, устойчиво­
стью к многократным перегрузкам и полной управляемостью, откры­
ло большие перспективы для профессиональных разработчиков и ра­
диолюбителей.
8. 1 . Как устроены IGBT
-.
В предыдущей главе мы назвали транзисторы MOSFET почти идеальными приборс1ми Д11Я использования в силовой электронике. Сей­
час настало время сделать одну существенную оговорку: справедли­
вость,этих слов в отношении полевых транзисторов очевидна, если ра­
бочее напряжение силовых цепей не превышает величину 300 .. .400 В.
При повышении рабочего напряжения приходится выбирать транзи­
�оры с более высокой величиной допустимого напряжения «сток-ис-
154
Глава В. Почти биполярный, почти полевой
ток>>, а это значит, что в номенклатуре серийных транзисторов нам не
удастся найти такой экземпляр, который имеет низкое сопротивление
в открытом состоянии и, соответственно, высокий допустимый ток
(,'Тока. Максимальная величина допустимого напряжения «сток-исток>>
большинства серийных полевых транзисторов сегодня составляет по­
рядка 800 вольт, но сопротивление в открытом состоянии таких прибо­
ров измеряется уже единиц�ми Ом. Как же поступить разработчику в
данном случае? Опять возвращаться к <<биnолярникам»? Не хотелось
бы этого делать!
. Оказывается, возможно объединить такие преимущества биполяр­
ных транзисторов, как большая допускаемая величина напряжения
«коллектор-эмиттер», и полевых транзисторов - как минимальные за­
траты энергии на управление. Объединение этих свойств в одном при­
боре происходит еще на этапе его изготовления при помощи способа,
описанного ниже. Нужно сказать, что еще в начале 80-х гг. ХХ в. были
проведены успешные эксперименты по созnанию комбинированного
транзистора, состоящего из управляющего MOSFET и· выходного би­
полярного каскада. Прибор получил название бнполярноrо транзистора
с изолированным затвором. Ведущие мировые фирмы разработали мно- ·
жество способов получения таких приборов, однако наибольшее ·рас­
пространение получили комбинированные транзисторы эпитаксиль­
ной структуры РТ (punch-through) и однородной структуры NPT
(non-punch-through). Сегодня дан­
ные транзисторы объединены общим
названием IGBT (insulated gate
Ьipolar transistor), произносящимся
G
как <<ай-джи-би-ти» (рис. 8.1). Имен­
но в структуре типа IGBT исследова­
телям наиболее удачно удалось со­
Рис. 8.1. Условное обозначение
единить положительные качества по­
транзистора I G ВТ
левых и биполярных транзисторов,
.. работающих в ключевом режиме.
Читатели, которые внимательно прочли предыдущую главу, навер­
няка запомнили, что на этапе производства полевых транзисторов в их
структуре обязательно появляется паразитный биполярный транзи­
стор, который не находит практического применения, а зачастую про­
сто мещает нормал�ному функционированию полевого полупровод­
никового прибора. Но, как оказалось, в состав транзистора возможно
ввести несколько новых элементов, и он превратится в совершенно
новый прибор с уникальными свойствами. На рис. 8.2 условно показа­
НQ внуrреннее устройство IGВТ-транзистора, причем рис. 8.2, а отра­
жает все технологические элементы, появляющиеся при его изготов­
лении. Нам уже знаком транзистор MOSFET Vfl, цепь «�ток-истою>
котороrо зашунтирована паразитным n-p-n биполярным транзистором
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
155
VГЗ с резистором Rь в собственной цепи <<база-эмиттер». Новые эле­
менты -· биполярный ·транзистор структуры p-n-p (VТ2) и полевой
транзистор с управляющим р-n-переходом VТ4. Последний транзи. стор выполняет роль динамического сопротивления, которое умень­
шается во включенном состояни� и пропускает ток через базовую об­
ласть транзистора VТ2.
Первый шаг к упрощению эквивалентной схемы IGВТ-транзисто­
ра сделан на рис. 8.2, б,.где транзистор VГ4 заменен резистором с пере­
менным сопротивлением Rmoo · Теперь, взглянув на схему, можно уви­
деть, что образовавшаяся структура из биполярных транзисторов VГ2 и
VТ3 мож�т иметь внутреннюю положительную обратную свя�ь, так как
ток коллектора VГ2 самым непосредственным образом влияет на ток
базы VТЗ и наоборот. Вообще данная структура сильно напоминает ти­
ристорную, а значит, возможно появление неприятного эффекта за­
щелкивания р-n-р-n-структуры. К чему приведет защелкивание, долго
объяснять не нужно -. транзистор может попросту сгореть, поскольку
он П<?:rеряет управляемость .
..
VТ4
vr з
__ )
Rь
Е
�
11
}
Rь
u
vr1
Е
а)
Е
б)
в)
Рис. 8.2. К пояснению принttипа действия IGBT
Следует ли уделять внимание борьбе с эффектом защелкивания?
Конечно, первые IGВТ-транзисторы были в значительной степени под­
вержены этому неприятному эффекту, поэтому приходJЩос'Ь принимать
серьезные меры. Но теперь технология производства комбинированных
транзисторов «ушла>> далеко вперед, разработчики научились с ним ус­
пешно бороться, упраRЛЯЯ величиной сопротивлений Rь и Rmoo, а также
коэффициентами усилений VТ2 и VТ3. Исследования показали, что ус­
тойчивость к защелкиванию снижается при увеличении скорости изменения напряжения «коллектор-эмиттер>,) за единицу времени, то есть за­
щелкивание происходит в моменты коммугации. Отметим что ведущие
.мировые фирмы-производители транзисторов IGBT (lnternational
Rectifier, IXYS, Motorola, Intersi1, Semikron, Mitsublshi, Eupec; Siemens
•
156
-
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
'
и др.) гарантируют отсуrствие «защелкивания>> биполярной структуры,
поэтому в их технической документации часто приводится упро1.i.tе,иная
эквивалентная схема IGBT, показанная на рис. 8.2, в.
. ·пожалуй, это все, чrо хоте.лось бь� рассказать в рамках этой книги о
внутреннем устройстве IGBT приборов. Гораздо важнее разработчику­
практику иметь представление о характеристиках этих транзисторов и
о поведении их в реальных электронных схемах.
8.2. Транзистор IGвт·в режиме переключения
Для разработки электронных схем на основе транзисторов 1 G ВТ
нет необходцмости разбираться в параметрах составных элементов по­
лупроводникового прибора, достаточно представить IGBT в виде трех­
электродного элемента, имеющего типовые параметры и характери­
стики. Наверняка у читателя уже родился вопрос: <<Какое положение
по быстродействию, то есть скорости включения и отключения, зани­
мает IGBT в сравнении с MOSFET и классическим бипо.11ярным тран­
зистором?» Однознач_но можно сказать, что MOSFET переключается
быстрее IGBT, но в случае сравнения с биполярным транзистором
нельзя сделать однозначный вывод в пользу того или иного прибора, и
вот почему.
Ограничение общей скорости переключен11я биполярных транзи­
сторов с изолированным затвором, как и -простых биполярных транзи­
сторов, кроется в конечном времени жизни неосновных носителей в
базе транзистора VГ2 (рис. 8.2). И если включение транзисторов про­
исходит достаточно бы_стро, то неqбходимость затрачивать некоторое
время на рассасывание неосновных носителей в базовой области за­
меш�яет· процесс выключения. Для <<биnолярника�, как мы знаем, за­
держка выключения - это наличие коллекторного тока после подачи
на базу запирающего импульса. Но для JGBT, процесс выключения ко­
торого в uелом похож на аналогичный процесс для MOSFET, значи­
тель'1-fая задержка выключения - так называемый «токовый хвост>>, ко­
гда о.статочный ток коллектора продолжает совершать колебательные
движения, приближаясь к нулевому значению. Причина <<хвоста>> кро­
ется в том самом накоплении заряда базовой областью и его рассасыва­
нии при окончательном переходе внутреннего транзистора MOSFET в
режим ·отсечки. Чем опасен «хвост>>? Он ведет к увеличению тепловых
потерь и требует увеличения так называемого <<мертвого времени»
( dead time) для мостовых и полумостовых схем в промежуrках между
фазами проводимости двух приборов.
Фирмы-производители транзисторов IGBT сделали немало для оп­
тими:шции процесса рассасывания неосновных носителей, однако эта
·1адача оказалась слишком противоречивой, и рен1ать ее пришлось
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
157
комплексно, то есть улучшать технологию производства и совершенст­
·вовать схемотехнические приемы. Конечно, производители элемент­
ной базы могли бы оставить схемотехнику инженерам, сохранив за со­
бой только технологию: процессами рассасывания возможно управлять
извне, если вывести наружу базу транзистора VГ2. Но этоr путь снизил
бы потребительские качества новых приборов - слишком сложно то­
гда было бы их использовать в схемах. И фирмы-разработчики эле­
ментной базы провели дополнительные эксперименты, в результате
чего базовый вывод бьm сделан недоступным извне, а также выработа­
ны особые технологические приемы, позволяющие ускорить процессы
рекомбинации. Один из таких приемов - снижение коэффициента
усиления транзистора VГ2.
·
К сожалению, здесь возникло еще одно существенное противоре­
чие: снижение коэффициента усиления в значительной степени умень­
шает <<токовый хвост>>, но увеличивает напряжение насыщения откры­
того транзистора, заставляя увеличиваться статические потери в от­
крытом состоянии (потери проводимости).. Увеличение коэффициента
усиления, наоборот, снижает напряжение насыщения, но приводит к
росту «токойого хвоста», а значит, к росту динамических потерь (по­
терь переключения). Чрезмерное же увеличение коэффициента усиле­
�ия может привести к резкому повышению вероятности возникнове­
ния защелкивания. До некоторой степени с опасным эффектом можно
бороться, варьируя сопротивления Rmod и Rь... Но перечисленные про­
блемы интересуют только производителей, а разработчиков электрон­
ных схем может заинтересовать только результат их решения. Какой же
итог данных исследований?
Оказалось, что I G ВТ <<для �сех времен и народов» создать невоз­
можно - слишком много противоречий и взаимоисключающих фак­
торов влияют на его характеристики. Поэтому частотный диапазон
возможных применений IG ВТ-приборов был поделен на несколько
участков, лля которых и были созданы �свои» приборы с оптимизиро­
ванными параметрами. К примеру, ведущий производитель IGBT
фирма <<lnternational Rectifier>> классифицирует свои приборы по сле­
дующим группам, которые маркируются буквами:
• W - (warp speed) - 75 ... 150 кГц;
• U - (ultra fast speed) - 10 ... 75 кГц;
1
• F - (fast speed) - 3 ... 1 О кГц;
• S - (standard speed) - 1 ... 3 кГц.
Поэтому на вопрос о сравнении IGBT и биполярных транзисторов
можно ответить следующее: IС,ВТ-транзисторы класса -«S» уступают
«биполярникам» по. быстродействию, класс «F� примерно сравнивает­
ся, а кдассы <<U» и <<W>> обладают более высокими показателями быст­
родействия. По данным табл. 8.1 хорошо видно, tJтo с повышением бы-
158
Глава В. Поч·ти биполярный, почти полевой
стродействия IGВТ-транзисторов одного типа уменьшаются динами­
ческие потери (показаны в виде энергии выключения), но уменьшается
и токовая нагрузка на прибор.
1
Таблица 8. ·1 . Сравнение разных классов транэисторс;t IRG4PC40
1 •
====.
Напряжение
Максимальный
Энергия
насыщения
ток коллектора, выключения,
ссколлектор-эмиnер•,
А
МДж
.
Транзистор
Класс
IGBT
-
в
(RG4PC40S
s
1,32
3]
6,50
IRG4PC40F
F
1,50
27
1,81
1,72
20
0,35
· 2 ' 05
20
0,23
IRG4PC40U
IRG4PC40W
u
w
I
Теперь рассмотрим более подробно процессы, происходящие при
коммуrации IGBT транзисторов, ·по той же методике, которая приме­
нялась нами для 1rранзисторов MOSFET, то есть при подаче на затвор
прямоугольного импульса с высокой
круrизной фронта и спада. Но внача­
ле предупредим читателя, что в соста­
ве IGВТ-транзистора также имеются
паразитные межэлектродные емко­
сти, которые <<затягивают>> динамиче­
ские проuессы (рис. 8.3). Далее мы
увидим, что здесь также будет- дейст­
· Рис. 8.3. Паразитные емкости
в составе транзистора IGBT
вовать эффект Миллера, которым
�управляет» емкость С8сОбратимся теперь к рис. 8.4, на котором показана схема исследо­
вания коммутационных процессов. Эта схема аналогична приведен­
ной в предыдущей главе на рис. 7 .9, разве что вместо транзистора
MOSFET включен транзистор IGBT. Результаты исследования показа­
ны на рис. 8.5. При подаче от генератора открывающего· импульса
(рис. 8.5, а) через резистор R8 начинает заряжаться входная емкость
полевого транзистора, входящего в состав IGBT (рис. 8.5, б); но на­
пряжение <<коллектор-эмиттер>> (рис. 8.5, в) не уменьшается и ток в
цепи �коллектор-эмиттер>> пока не.течет. Участок �1�, носящий назва­
ние времени задержки включения (turn-on delay time) продо�жается до
тех пор, пока напряжение lfge не достигнет напряжения открывания.
На участке <<2>> происходит перезаряд емкости Миллера и открывание
транзистора. Время, затрачиваемое на этот проuесс, носит название
•
. 159
Глава В. Почти биполярный, почти полевой
времени нарастания (rise time). В цепи
�коллектор-эмитrер)) появляется ток. Ila
участке «3>> происходит заряд входной ем­
кости до напряжения lfg, на участ�е «4»
транзистор полностью открыт.
Вы�ючение · (перевод в. режим отсеч­
ки) начинается на участке «5», когда .на­
пряжен�е на затворе снижается до порого­
вого уровня за время задержки выключения
(turn-off delay time). Пока мы не замечали
каких-либо отличий от поведения обычно­
го транзистора MOSFET, но сейчас orли-
Рис. 8.4. К исследованию
коммутаuионных
процессов IGBT
Ug"
1
1
1
1
1
1
1
1
1
G)1@1Q)1
1
1
1
1
1
1
.,.
а)
1
1
1
@
1
1
1
1
®1 ®1Ф1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
U ge
1
1
1
1
1
1
®
..• t
Uge{ttt)
б)
1
1
1
Uce
Un------1
I
1
1
1
1
1
1
1
1 1
1
1
1
1
1
1
. 1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
'------+----+---i;........------,.-�-----+-----• t
в)
ic
Un
Rн
r)
-i1--�-------4-�1-
1
1
1
1
1
1
1 -.;--,-----...,...--..
-----r-;,-·
1
1
1
1
1
1
Рис. 8.5. Временные диаграммы коммутационных процессов
в транзисторах J G ВТ
160
Глава В. Почти биполярный, почти полевой
чия появятся. В начале участка �6», когда начинается процесс увеличе­
ния напряжения «коллектор-эмиттер>> (рис. 8.5, в), ток коллектора ка­
кое-то время сохраняет свое значение из-за протекания процес_са
рассасывания неосновных носителей, затем ·резко спадает почти до
нуля: что занимает время спада (fall time). Однако на эrом процесс вы­
ключения не заканчивается, поскольку внутренние процессы рекомби­
нации продолжаются. На участках «7» и <<8>> (рис. 8.5, г) наблюдается
<<токовый хвост», характеризуемый непериодическими колебаниями
коллекторного тока.
Следует отметить, что кривые заряда затвора для транзисторов од­
ной серии примерно повторяются у приборов разных классов, что так­
же свидетельствует о том, что быстродействие IGВТ-транзисторов оп­
ределяете� их биполярной составной частью, а не полевой. Для иллю­
страции на рис. 8.6 приведены кривые заряда затвора транзисторов,
включенных в табл. 8.1.
20
@
��16
а.> �
/
O>s
з�
о
V
1�
V
(1)
� g-12
(.) С!)
... 1-
:,
о со
(')
.
о
... а.>
s 8
(/)
г
1
' х
Q) Q)
iu ЭЕ
(!) о:
- /
/
ui i::::
со 4
>:Z:
(!)
j
20
�
r1/
/
"/
/
@;
40
60
80
100
120
Og, Total Gate Charge (nC)
(Общий заряд затвора, нКл)
Рис. 8.6. Кривые заряда затвора для транзисторов серии IRG4PC50
Исследования также показали, что у транзисторов IGBT, как и у
MOSFET, отсутствует участок вторичного пробоя, ·характерный для
биполярных транзисторов. Кроме того, с повышением температуры
напряжение насьнцения «коллектор-эмиттер» у IGBT уменьшается, в
то время как сопротивление канала MOSFET растет.
Область безопасной работы, как мы знаем, описываеr способность
. транзистора противостоять перегрузкам по току и по напряжению. Пе­
регружать IGВТ-транзистор по напряжению не допускается, но по
току он ·выдерживает 5... 10-кратные кратковременные перегрузки. Область безопасной работы 1GB [-приборов определяется максимальной
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
161
температурой полупроводникового кристалла, типичное значение ½
составляет 150 °С. Область
безопасной работы транзистора I GВТ опре.,
деляется по. максимальному импульсному току коллектора (pulsed
collector current) и максимальному напряжению «коллектор-эмиттер>>
(collector-to-emitter voltage) - при эксплуатации в пределах рабочих
частот. На рис. 8:7 представлена область безопасной работы транзисто­
ра IRG4PC40U. Площадь под кривой обозначена как safe operating
area - это и есть область безопасной работы. Хорошо видно, что
IGВТ-транзистор вьшерживает пиковые (неповторяюшиеся) токовые
перегрузки вплоть до предельных значений напряжения «коллектор-эмиттер>>.
'
1000
с
ф
� 100
u
а. ...
С'О
о ф
•
!;;: ;:
ФЕ
с: ш
с:
...
о о
:..:
:..: i'
о о
/
1
t-u
�
/
10
••
/
/
о
(.)
1
SAFE OPERATING AREA
/
/
1
.
10
100
Vee, Collector-to-Emitter Voltage (V)
1000
Рис. 8.7. Область безопасной работы транзистора IGBT
типа IRG4PC40U
Еше раз повторимся, что эксплуатировать IGВТ-транзистор опре­
деленноrо класса можно только в том диапазоне частот, для которого
он предназначен. Точнее, использовать более высокочастотные классы
на низких частотах допустимо (хотя это расточительно - чем выше
ю:�асс, тем прибор стоит дороже), а вот «разгонять» медленные IGBT не
рекомендуется. Вообще, если быть до конца точными, то теоретически
использовать медленный прибор на. высоких частотах возможно, но
практически придется сильно снизить величину допустимого длитель­
ного тока, и _к тому же большую часть энерr_ии придется расходова гь на
потери переключения, что серьезн� понизит КПД схемы.
И все же, каковы частотные свойства IGBT транзисторов? Как точ­
но определить, :\-fa каких частотах допускается <<работать» бе:1 снижения
максимального значения тока коллектора, а rде его придется снизить?
162
Глава 8. Почти 'биполярный, почти полевой
80
<_во
-�
(р
1
(jJ
I
J
г-,...:rr--....r-,.....""""'-
-м
с >,
:::Q) о.
....
�
:] со 40
(.) х
"
/
------..�,-'r-....,
'V
1
1
V
\
\
::.. '" ' ..
' .....-...
�
\
\
г--....
�.....
\
...... .......
r-........
.........."'..
�
...i---..........................- ... ..
'О�
20
0
0,1
-
/
,,._ ��...... V
_s
g .о
-1-
9)
V
1
r.....
........
�
10
100
f, Frequency (kHz)
(Частота)
\
Рис. 8.8. Сравнительные частотные характеристики IGBT транзисторов
разных классов на примере IRG4PC50
В технической документаuии на этот счет приводится график, назы­
ваемый типовой зависимостью тока наrрузки от частоты (typical load
current vs. Frequency). Для наглядности на рис. 8.8 данные графики
объединены в. одной координатной сетке для четырех классов упомя­
нутых в этом разделе.транзисторрв.
8.3. Основные параметры транзисторов IGBT
В силу сложности своего внутреннего · устройства транзисторы
I G ВТ Требуют более тщательного и глубокого анализа ин<Ь9рмаuии,
содержащейся в технической документации. Поскольку эти транзисто­
ры менее известны отечественным разработчикам, нежели их <<старшие
братья» MOSFET, стоит рассказать подробнее об основных параметрах
IGBT. Также укажем, на что в первую очередь необходимо обратить
внимание при выборе. В этом нам поможет документация, предлагае- ·
мая фирмой <<lnternational Rectifier». Эта фирма не без основания гор­
дится наличием наиболее
полной справочной информации
.
. по выпускаемым ею изделиям.
Предварительный отбор проводится по величине постоянного тока
коллектора (continuoнs collector curr�nt), обозначаемого как lc. Эта ве­
личина нормируется при нормальной температуре корпуса (25 °С) и
пря повышенной температуре (100 °С). Для более детального анализа
МО$НО использовать график зависимости величины допустимого ло­
сто'янного тока коллектора от температуры корпуса (case temperature),
показанный на рис. 8.9. Кристалл IGВТ-транзистора также боится пе-
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
40
1
�
�
1
163
J
VGe = 15V
'......
�
.
''\
"
�
о
25
50
75
100
Тс, Case Temperature (°С)
(Темnература корпуса, 0С)
r'\'
125
\
150
Рис. 8.9. Зависимость постоянного тока коллектора IGBT
от температуры корпуса
реrрева, как любой другой полуnроводниковый прибор, поэтому разра­
ботчику следует следить за его температурой и выбирать допустимый
ток исходя из условий работы транзистора.
Второй параметр, на который сразу следует обращать внимание, это допустимое рабочее напряжение <�коллектор-эмитrер>> (collector-to-enutter
voltage), обозначаемое Uces· Как правило, э-:r:от параметр у реальных
IG ВТ-транзисторов может составлять 600, 1200 и более ·вольт - имен­
но для высоковольтных применений IGBT и разрабатывались, а зна­
чит, они «перекроют» весь диапазон напряжений, встречающихся на
практике. Но применять 600-вольтный транзистор, к примеру, для по­
строения первичных каскадов преобразователей с питанием от трех­
фазной сети 380 В/50 Гц не рекомендуется - слишком мал запас по на­
пряжению. Высоковольтные же IGBT, рассчитанные на напряжение
1700 В и выше, здесь та�е использовать неразумно по причине их ма­
лой распространенности, а также высокой сто·имости. Поэтому в дан­
ном случае применяют IGBT с рабочим напряжением «коллек­
тор-эмиттер», равным 1200 В. И еше необходимо запомнить, что с по­
вышением температуры полупроводникового кристалла допустимое
напряжение «коллектор-эмиттер» снижается.
В технической документации также может встретиться так назы­
ваемое максимально допустимое напряжение «эмиттер-коллектор))
(Emitter-to-Collector ·вrcakdown Voltage), которое обозначается Uecs·
Этот параметр характеризует способность тран:3ис:rора IG ВТ выдержи-
Глава 8. Почти биполярныft, почти полевой
164
вать приложение обратного напряжения «эмиттер-коллектор>>. Пояс­
ним, что для транзистора типа MOSFET такой проблемы не существу­
ет, поскольку в них имеется паразитный обратный диод, который при
приложении обратного напряжения открывается. В транзисторе IGBT
паразитного диода нет, поэтому нужно защищаться от пробоя обрат­
ным напряжением дополнительными средствами. Во-первых, можно
выбрать такой тип транзистора, в котором обратный диод, имеющий
хорошие показатели быстродействия, встраивается на этапе изготовле­
ния элемента. Во-вторых, подключщь внешний диод. Второй способ
менее надежен, так как связи между диодом и выводами транзистора
необходимо выполнять как можно более короткими, иначе эта мера
также окажется малоэффективной. Почему?
Обратим внимание на рис. 8. 10, на котором показано плечо полу­
моста с транзисторами VГI, VТ2, а также внешними обратными диода­
ми VD 1, VD2. Имеется :также некоторая индуктивность нагрузки L и
индуктивность монтажа Ls-- При выключении транзистора УТ2 ток на­
грузки будет замыкаться через диод VD 1. Эгот ток непостоянен, поэто­
му он характеризуется определенной скоростью спада (diJdt), что вы­
зывает бросок напряжения на индуктивности L5 Напряжение на кол­
лекторе VTI становится меньше напря�ения на эмиттере. При
значительной величине индуктивности монтажа, а также большой ско­
рости спада тока это напряжение может пробить цепь <<Коллек­
тор-эмиттер>>, поскольку типовое значение Иесs у f)еальных приборов
составляет 15 ... 20 вольт.
•
+Un
VD2
;;i-2 '"
Рис. 8.10. К пояснению эффекта появления напряжения <<эмиттер-коллектор>>
1
Ранее мы уже упоминали напряжение насыщения <<Коллектор-эмит­
тер� (Collector-to-Emitter Saturation Voltage). Величина этого напряже­
ния определяет статические тепловые потери. Напряжение насыщения
( Uсе(оп)) в некоторой степени .зависит от величины протекающего кол­
лекторного тока. Например, дня транзистора типа IRG4PC40U' оно
равно 1, 72 вольта для протекающего тока 20 А и 2, 15 вольт - для тока
165
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
40 А. В технической документации нормируются значения Uce(on) при
температуре 25 и 150 °С.
Динамические характеристики транзисторов IGBT, как мы уже го­
ворили, «заклапываются>> на этапе их изготовления. Конечно, в техни­
ческой документации имеются данные .о величине заряда затвора тран­
зисторов IGBT, о�означаемого как Qg, и эта величина пригодится для
проектирования схемы управления (драйвера). Но однозначно исполь­
зовать величину заряда затвора для оценки пот.ерь переключения по­
добно тому, как это делается для транзисторов MOSFET, нельзя. Такая
с�туация складывается потому, что IGВТ-транзистор имеет сложную
внутреннюю структуру, а также сложный процесс выключения, свя­
занный с наличием «токового хвоста)).
Используется другой метод расчета потерь переключения на основе
энергии потерь переключе11ия. Для транзистора IGBT в справочных дан­
ных приводится три цифры: энергия потерь при включении Е0"
(Turn-On Switching Loss), энергия потерь при выключении E0,и(Turn-Off
Switching Loss) и суммарная энергия потерь E1s (Total Switching Loss).
Определяется общая энергия потерь по простой формуле:
(8.1)
Энергия Е0п измеряется в промежутке между 5% нарастания тока
коллектора до 5% слада напряжения <<Коллектор-эмиттер» от своих на­
чальных установившихся значений. Энергию спада измеряют на интер­
вале времени 5 мкс с момента 5% нарастания напряжения <<Коллек­
тор-эмиттер>>. Понятно, что по прошествии указанного времени «токо­
вый хвост)) гарантированно закончится. Для сравнения в табл. 8.2
приведены значения энергии переключения для четырех классов IGBT.
E,s = Еоп + Eoff·
Таблица 8.2. Энергия переключения разных классов транзистора
IRG4PC40
Транзистор
IGBT
-IRG4PC40F
---- -
IRG4PC40S
··----
IRG4PC40U
�·---·-----· .. _,.
1RG4PC40W
=
Класс
s --F
u
________
w
Eon , мДж
-··- ·--·-..'---- -
0,45
1--- -- ·- •.• --- -·-
Eott, мДж
Ets, мДж
6,50
6,95
J ,81
2,18
0,35
··----------- ··-·
�--·
----·-0,37
-----0,32
i----·
·---.. -·-··
0,11
-·------- -��
i""" ---
-
0,23
--
·-
-
0,67
-
0,34
В реальных схема,s. ток затвора, если читатель помнит, задается за­
творным реэистором Rg. Влияние его сопротивления на величину сум­
марной энергии потерь отражает rрафик рис. 8.11, который также обя-
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
166
Ets
7,8
1 1
---VGE=15V
- 7,7
-�
:g � 7,б
·V
1Х
_s
,:ж:
Е Ф
(/) Q)
(/) о.
ОФ
_J с:
а)
g> 1Х
1: �
(.) о.
�Q)
� :ж:
(/)
V
V'
/
7,5
/
(')
"5 �
- 1Х
-
/
/
/
1-IO
о 7,4
7,3
/
/
{
о
40
30
Gate Resistance (!l)
(Затворный резистор)
50
20
10
60
R9
Ets
1,0
Е
0,8
-�
0,9
VGE=15V
�'
_s
""> :ж:
Ф
� �
/
.зс»с 0,7
(/) Q)
(/) а.
Q)
б)
/'
с: о;
·s
.r:. ...
u о.
:t: Q)
� :ж:
(/) (')
- о;
(О n,
V
�
0,6
о '°3" 0,5
1-
Q,
0,4
/
/
/
/
V
V
�
/
20
40
_ 30
Gate Resistance {n)
(Затворный резистор)
50
60
Rg
Рис. 8.11. Зависимость суммарной энергии
:переключения от вели\JИНЫ затворного резистора
а) для транзитора IRG4PC40S; б) для транзистора I.RG4PC40W
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
167
зательно приводится в технической документации. Хорошо видно, что
в случае «медленных>> JGBT, где вклад «токового хвоста)) велик
(рис. 8.11, а), величина ·затворного резистора мало влияет на потери пе­
реключения. Для приведенного графика при изменении Rg в 5 _раз при
. сохранении уровня уnравляющеrо напряжения общая энергия потерь
· меняется менее чем на 10%, что составляет так называемую «инженер­
ную>> точность расчетов. Поэтому при проектировании схемы управле­
ния <<Медленным» транзистором IGBT рекомендуется выбрать по гра­
фику максимальное значение затворного резистора. Этим мы 1rаранти­
рованно обезопасим транзистор от случайного защелкивания.
В случае использования <<быстрых» IGBT картина меняется корен­
ным образом: при -изменении величины затворного резистора в 5 раз
общая энергия потерь меняется почти в 3 раза (рис. 8.11, б), поэтому
здесь есть за что бороться. Но не следует забывать, что слишком малый
затворный резистор может вызвать пресловуrое «;защелкивание>>.
Если в составе IG ВТ предусмотрен обратный защитный диод, ха­
ракт�ристики которого, в отличие от оппозитного диода MOSFET, на­
много лучше, то в технической документации учитывается энергия по­
терь обратного восстановления этого диода. Если IGBT не имеет оппо­
зитного диода, потери вычисляются для диода отдельно, исходя из его
характеристик. К примеру, для транзистора IRG4PC40F (обратный
диод отсугствует) суммарная энергия потерь составляет 2,18 мДж, а для
транзистора IRG4PC40FD (со встроенным обратным диодом) суммар­
ная энергия потерь имеет немного большее значение - 2,96 мДж.
О том, как .использовать данные об энергии потерь для рас�ета тепло­
вого режима транзистора, мы поговорим в следующем разделе.
8.4. Тепловой режим транзисторов IGBT
Как и в случае транзистора MOSFET, тепловые потери в транзисто­
ре IGBT складываются из статических потерь в открытом состоянии
(Рпр), динамических потерь переключения (Рпер), потерь управления
(Рупр) и потерь за счет уrечки в закрытом состоянии (Рут). Пренебрегая
третьей и четвертой составляющими в силу их малости,. расчет потерь
мы будем вести по формуле (7 .8). Однако прежде оговоримся, что мощ­
ность потерь переключения при периодической коммугации может
быть определена через энерrи� потерь за один период по формуле:
l
т '
Р,, = т fo
и,е_(t). 1,(t)dt,
•
(8.2)
где Т - период коммутации;
Uce(t)- напряжение <<коллектор-эмиттер» на периоде коммутации;
ic (t) - ток коллектора на периоде коммугации.
168
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
Статические потери Р"Р составляют часть полной мощности потерь,
которая может быть рассчитана по формуле (8.2). При расчетах мы
должны учесть, что напряжение «коллектор-эмиттер>>. здесь является
величиной примерно постоянной и равной напряжению насы1цения
( l/4ero11;), а значит, его мож но вынести за знак интеграла:
р
пр
где
= исе(.оп)
т
t
f ; (t)dt '
Joc
(8.3)
\
t - время нахоЖдения транзистора IGBT в открытом со�тоянии.
Формулу (8.3)- можно привести к виду:
(8.4)
где l0vg - среднее значение тока за период.
Среднее значение тока за период отличается от среднеквадратиче­
ского значения тока, которое вычисляется по формуле (7.10). Напри­
мер, для прямоугольной формы тока с амплитудой 11 выражение (8.4) бу­
дет следующим:·
(8.4, а)
где у - коэффициент заполнения, определяемый по формуле (7.13).
Определить значение напряжения насышения «коллектор-эмит­
тер» можно из технической документации на конкретный транзистор.
Тем не менее стоит сделать одно небольшое, но очень важное уrочне­
ние: чтобы не завышать расчетную величину статических потерь по
сравнению с реальными, необходимо уrочнить значение напряжения
lfceroп), ориентируясь на конкретную величину тока ..Для сведения, у
транзистора IRG4PC40S это напряжение составляет 1,15 В при токе
16 А, 1,32 В - при токе 31 А и 1,68 В - при токе 60 А. Разброс, конеч­
но, небольшой, но учесть его полезно, поскольку в ряде случаев, на­
пример, при эксплуатации в режиме недогрузки, это позволит умень­
шить размеры радиаторов.
. · А теперь рассчитаем потери переключения Рпер· Воспользоваться
формулой (8.2)· так же лихо, как нам удалось при расчете статических
потерь, не удастся, поскольку - повторимся - динамика включения и
отключения IGВТ-транзистора достаточно сложная. Но производите­
ли элементной базы эти потери уже измерили и привели в технической
документации в виде энергии переключения Еш о которой было сказа­
но ранее. Таким образом, потери переключения IGВТ-транзистора
рассчитыва1отся по очень простой формуле:
(8.5)
169
Глава В. Почти биполярный, почти полевой
И все же одна особенность расчетов по формуле (8.5) имеется. Дело
в том, что энергия потерь переключения IGВТ-транзистора - величи­
на непосrоянная. В этом мы убедились ранее, рассматривая график
рис. 8 ..11, 6). Но существует более ярко выраженная зависимость E,s от
величины про:rекающего тока, что отражено на рис. 8.12. Поэтому, рас­
считывая потери переключения, следует сначала определиться с вели­
чиной энергии переключения по указанным графикам, которые име­
ются в технической документации.
Ets
30
.
�
-;�
20
V
� �1/) Q)
о а.
..J Q)
О) с
со:
·s
.с ...
(.) а.
� Q)
-� х
(f) (')
V
10
зо :fn,
- о:
о
/
/
1/
.... \О
·\
V
/
_s
,х
ЕФ
/
.
10
20
30
40
50
60
70
lc
\с, Collector-to-Emitter Current (А)
(Ток коллектор-эмиттер, А}
Рис. 8.12. Зависимость энергии переключения от величины тока коллектора
для транзистора IRG4PC40S
Оценка теплового режима IGВТ-транзистора должна вести к выяс­
нению необходимости проектирования р_здиатора для охлаждения эле­
мента. Как это делается, достаточно подробно рассказано в главах 6
и 7. Здесь мы повторяться не будем, скажем лишь, что в технической
документации все необходимые д_анные для такой оценки есть: приве­
дены тепловые сопротивления «кристалл-корпус>>, «корпус-радиатор»,
<<кристалл-среда», имеется графическая зависимость нормированного
теплового сопротивления «кристалл-корпус» от частоты следования
импульсов и их заполнения (аналогичный график для MOSFET приве­
ден на рис. 7.14).
170
Глава В. Почти биполярный, почти гrолевой
8.5. Немного о параллельной работе IGBT
И вновь мы возвращаемся к разговору о параллельной работе сило­
вых полупров�дниковых nриборов с целью распределения токовой на­
грузки. Наиболее •актуальной эта тема является для радиолю(>ителей,
которые зачастую не могут приобрести мощные транзисторы из-за их
высокой цены. Насколько возможно ре3..!1изовать стремление читате­
лей к параллельному включ�нию нескольких IGBT приборов? Можно
ли обой:rись без то�овыравнивающих резисторов в эмиттерных цепях?
Ведущие мировые производители элементной базы, в частности
«lnternational Rectifier>>, <<Siemens» и другие, провели подробное исследо­
вание режимов работы параллельно включенных IG ВТ-приборов. Они
установили, что IGВТ-транзисторы более подвержены несимметрии ре­
жимов при параллельном включе1--1ии, чем транзисторы MOSFET, одна­
ко в случае выполнения несложных схемотехнических и конструктив­
ных рекомендаций IGВТ «работают» гораздо лучше «биполярников>>.
Транзисторы IGBT одного типа и наименования можно соединять
параллельно без эмиттерных токовыравнивающих резисторов, а это
значит, что мы сразу избавляемся от потерь мощности на их активном
сопротивлении. Особенно важно <<Поставить» все транзисторы в одина­
ковые температурные условия, то есть обеспечить их равномерный
прогрев. На рис. 8.13 показан результат иссле.z;�.ования наrре� парал­
лельно включенных транзисторов, причем кривая «1» отражает поведение абсолютно согласованных по тепловому режиму приборов (идеаль­
ный случай), кривая <<2» - поведение приборов, установленных на об -:­
щий радиатор, кривая <<3>> - установленных на разные радиаторы.
Хорошо видно; что установка транзисторов на общий радиатор (сим­
метрично, в максим'1!1ьной близости друг от друга) создает тепловой
режим, близкий к идеальному. Токовая заrрузк� транзисторов, <<рабо­
тающих» параллельно, должна быть для каждого не более 80... 90% от
максимального тока коллектора одиночного прибора.
Второе условие нормальной работы параллельно включенных
IGВТ-приборов - минимально возможная длина связей между одно­
именными силовыми и управляющими цепями. Это условие продикто­
ваJ-!О тем, что протяженные связи обладают высокой паразитной ин­
дую:ивностью. При протекании тока индуктивность накапливает энер­
гию; что является причиной выбросов напряжения при резком
изменении токов (в режиме коммутации). В результате этих процессов
транзисторы могут быть рассимметрированы по токам коллектора,
причем ;rем больше, чем выш� частота коммутации. Свести к миниму­
му влияние паразитных индуктивностей позволит конструктивный
узел, показанный на рис. 8.14.
: · И, наконец, последняя важная рекомендация относится к цепям
управления. Соединять непосредственно затворы параллельно вклю-
Глава i" Почти биполярный, почти полевой
т·1
u 150 г-
171
-----,-----т----т-----т------.--�
ni
с::
� 125.,._--+---+---+----''i::3"""'9---::.0'Si"q.-----1
� 100 .,._--+-�-+-:::i,,,-:;--�_..c;..--t----+-----1
g. 75 .,._---::�i--::31'!!5.-=:-+---+----t----+-----I
с:
�
�
15
10
20
30
25
50 5
зs1с
Ток коллектора, А
Рис. 8.13. К исследованию возможности параллельной работы IGBT
Рис. 8.14. Вариант параллельного включения IGBT
чаемых IGВТ-приборов нельзя, так как в процессе коммутации возни­
кает «звон» тока в управляющей части транзисторов, который может
привести к их неконтролируемому открытию. Источник <<звона>> - па­
разитные эмиттерные иJ-Щуктивности. Защищаются от �звона>> включе­
нием затворных резисторов Rg и развязкой цепей <<Эмитrер силовой>> и
<<эмиттер управления>) согласно рис. 8.15. О В!?Iборе затворных резисто­
ров было сказано выше. Эмиттерные резисторы Re, связывающие схему
управления с приборами, должны иметь неболь шое сопротивление порядка О, 1 Ом. Э.ти резисторы должны быть подключены непосредст­
венно к эмиттерам VТl и VТ2, желательно как можно ближе к месту
входа их в корпус приборов.
На рис. 8.16 показана возможная схема драйвера управления двумя
параллельно включенными транэисторами IGBT. Она обеспечивает за-
Глава 8. Почти биполярный. почти полевой
172
G
� VТ1
�
Rg
Е
")lправление"
Re
"Силов ой"
Рис. 8.15. Разводка ueneй управления параллельно включенных
..
транзисторов IGВТ
VТ1 - 044Н11
VТ2-045Н11
+Unит1
U1
HCPLJЗ12
R1
+Unит2 ЗЗО
2
' t----1
А
Управление
зк
Un 8
Vo 7
1
4
-Unит1
-Un 5
VD1 - КС147А
VD2-VD5 - 1 N4001
VD4
К затвору,
IGBT N1
К затвору
IGBT N2
VD5
К эмиттерам
IGBT N1, N2
Рис. 8.16. Принuипиальная схема драйвера управления IGBT
с гальванической развязкой
держку включения и выключения не более 0,6 мкс при напряжении
гальванической развязки между цепями не менее 2500 В.
Особенностью этой схемы является гальваническая (оптическая)
развязка цепей управления. Входной импульсный сигнал напряжением
5 В подается на контакты <<+ Uпит 2» и «Управление». К контактам <<2» и
<<3» микросхемы опторазвязки О 1 подключен внугренний светодиод.
С выводов �6>>-«7>> микросхемы сигнал поступает на двухтактный эмит­
терный повторитель VТI, VГ2, а с него через защитный резистор RЗ и
затворные резисторы R4, RS - на затворы внешних IGВТ-транзисто­
ров. Резисторы Rб, R7 снижают входное сопротивление IGВТ-прибо­
ров в целях повышения помехоустойчивости. Стабилитрон VDI фик­
сирует напряжение 4,7 В на затворах, что позволяет надежнее закры­
вать IGBT транзисторы. Диоды YD2-VD5 за1uищают от превышения
напряжения затвора выше 19 В и ниже минус 4,7 В. Конденсаторы
С 1-СЗ -_ фильтрующие. Питание др�йвера осу1цествляется от отдель-
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
173
ного источника напряжением 24 В,
подключаемого к клеммам «+Unит- 1 >>
И <<-Unит 1>>.
Собрать драйвер можно на печат­
·ной плате, приведенной на рис. 8.17
по сборочному рис. 8.18. Все рези.:.
стары - типа С2-23 или С2-33, кон­
денсатор Cl - К10-17б; С2 и СЗ · КSО-68. Вместо микросхемы оптораз­
вязки типа HCPU312 без доработки
платы можно применить HCPL3120
или HCNW3120. Диоды можно заме­
нить на отечественные типа КД212.
43
Рис. 8.17. Печатная плата
-Unит_1
К затвору +-+-D
IGBT№1
К затвору _...._.
IGBT№2
К эмиттерам+-+-4J
IGBT №1, 2
R2
:=EI]
+Unит_1
Рис. 8.18. Сборочный рисунок
Драйвер в настройке не нуждается. При необходимости его можно
использовать для управления одиночным транзистором. Резисторы R4,
R5 выбираются согласно технической документации на конкретные
IGВТ-приборы.
�.6. Калейдоскоп транзистор�в IGBT-структуры
Мы завершаем наше первое знакомство с транзисторами IGBT
кратким обзором того, что можно встретить в прайс-листах организа­
ций, торгующих электронными компонентами, в каталогах и просто на
прилавках магазинов радиодеталей. Конечно, этот обзор не сможет
вместить все многообразие производимых в мире IGВТ-приборов, но,
надеемся, в чем-то поможет читателям, которые заинтересовались пер­
спективами исполыования их в своих схемах
174
Глава В. Почти биполярный, почти полевой
I Iубликации в отечественных научно_.технических журналах, отно- сящиеся к практике использования транзисторов IGBT, а также прибо­
ры, предлагаемые на рынке силовой электронной продукции, красноре­
чиво свидетельствуют 1 что в последнее время стремительно увепичива­
ется число отечественных разработчиков, которые освоили принципы
работы с этими электронными силовыми компонентами, смело приме­
няют их при создании промышленных изделий. Что же касается радио­
любителей, то они пока остаются в стороне от IGВТ-транзисторов,
предпочитая им MOSFET и даже продолжают работать с классическими
силовыми биполярными приборами. Причины такого прохладного
(пока) отношения кроются в том, что изначально IGBT разрабатыва­
лись как мощные силовые приборы с высокими значениями допустимых
токов и напряжений. Следовательно, габариты корпусов, а значит, и
стоимость IGBT транзисторов остается высокой.
Ценовая ситуация осложняется еще и тем, что производство отече­
ственных транзисторов IGBT до настоящего времени находилось в ста­
дии подготовки и лишь в последнее вре�я на рынке появились отече­
ственные IGВТ-приборы, правда, рассчитанные на большие значения
токов. Транзисторы классов ·ultra-fast и warp-speed в стандартных кqр­
пусах типа ТО-220 и ТО-247, �лужащие мощной альтернативой транзи­
сторам MOSFET в аналогичных корпусах, за рубежом выпускаются в
достаточном количестве. Нашими инженерами был разработан транзи­
стор КП730А в корпусе ТО-247, данные на который имеются в новых
справочниках, но приобрести его невозможно - разработка пока оста­
ется «на бумаге>>. Вероятнее всего, отечественные производители эле­
ментной базы в ближайшее время едва ли наладят производство мало­
мощных IGBT, оставив этот сектор рынка «на откуп)) иностранным
фирмам. Скорее; будет продолжаться выпуск мощных IGВТ-модулей,
в которых собрано несколько приборов согласно широко распростра­
ненным схемам (полумост, мост, трехфазный мост, с обратными диодами и без них).
Серийный выпуск мощных о·rечественных IGВТ-модулей налажен
в r. Саранске, где их производит ОАО <<Электровыnрямитель� (адрес в
Интер�-,:ете http://www.rill.spb.ru), одно из ведущих предприятий России
в области поставки силовых полупроводниковых приборов и преобра­
зовательной техники. Прав.да, по некоторым сведениям, в частности,
на основании данных публикаций [37), [38), производство IGBT у нас в
стране лишь с большой натяжкой можно называть «отечественным».
Пока мы занимаемся только �расфасовкой" полупроводниковых кри­
ста.J1лов, поставляемых фирмой «Siemens>>, в пластмассовые корпуса,
но - лиха беда начало! Сейчас во всем мире идет процесс отказа от
электродвигателей постоянного тока в пользу асинхронных машин с
электронным управлением силовыми IGВТ-модулями, обладаю1.цих
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
175
значительно более высокими показателями надежности, что требует
развития недорогой элементной базы. Впрочем, уже сегодня отдельные
представители JGВТ-модулей, изготовленных у нас в стране, более-ме­
нее доступны даже радиолюбителям - их uена составляет порядка
$30... 80. Встречаются также модификации ценой $ 1300 - совсем не по
радиолюбительскому карману, но !3Се же ощугимо дешевле импортных
·
•
аналогов...
А теперь представим наиболее распространенные типы корпусов
IGВТ-модулей. Пожалуй, наиболее популярным на сегодняшний день
являются приборы, размещенные в корпусе типа INT-A-PAK
(рис. 8.19, а) с габаритами �5 х 36 х 32 мм. Подобным образом <<Корпу­
сируются>> два транзистора, соединенных по схеме полумоста и шунти­
рованных быстрыми обратными диодами. Основание модуля, пред­
ставляющее собой металлическую пластину, изолировано от токоведу­
щих электродов, поэтому модуль можно закреплять на радиаторе без
электроизоляционных подложек. Три мощных электрода, имеющих
винтовые соединения, предназначены для подключения силовых шин.
Сбоку выведены электроды управления. «Разводка» силовых шин
очень удобная: то�ка соединения коллектора первого и эмиттера вто­
рого транзисторов выведена с края модуля, что в значительной степени
помогает рационально скомпоновать конструкцию силового прибора
(рис. 8.19, 6). Токовая нагрузка полупроводниковых элементов в кор­
пусах INT-A-PAK обычно не превышает 250... 300 А.
а)
6)
.�
Рис. 8.19. Модуль IGBT в корпусе типа JNT-A-PAК:
а) внешний вид корпуса; б) установка модулей в приборах
,·,
lle уступает в популярности корпус типа DOUBLE INT-A-PAK
(рис. 8.20) с габаритными размерами 110 х 62 х 32 мм. Так же, как и в
· предыду utем случае, здесь «корпусированы»- два транзистора и два дио­
да с соединением по схеме полумоста. Н_о данный корпус имеет ролее
низкое тепловое сопротивление, поэтому позволяет размещать в нем
176
Глава В. Почти биполярный, почти полевой
Рис. 8.20. Модуль IGBT в корпусе
типа DOUBLE INT-A-PAK
Рис. 8.21. Модуль IGBT в корпусе
типа ECONOPACK
транзисторы, рассчитанные на более высокие токи (до 500 А). Крепле­
ние модуля к радиатору осуществляется с помощью четырех болтов че­
рез отверстия, расположенные по углам.
В последнее время все более широко распространя·ется серия низ­
колрофильных корпусов ECONOPACK, впервые выпущенная на ры­
нок фирмой «Siemens� (рис. 8.21 ). Размеры корпуса модификаuии «3>),
представленного на рисунке, составляют 122 х 62 х 17 мм, то есть поч­
ти в два раза тоньше, чем приведенные выше корпуса. Коренное отли­
чие э�ого модуля заключается в том, что он предназначен Шf'Я прибо­
ров, силовые цепи которых выполнены методом печатного монтажа.
На первый взгляд может показаться, что печатные проводники не
смогут выдержать токовую нагрузку корпуса ECONOPACK, состав­
ляющую значение 200 А! Но специалисты <<Siemens» провели исследо­
вания и установили, что плоские печатные проводники выдерживают
токовую нагрузку до 25 А/мм 2 , поскольку поверхность проводника
большая и хорошо рассеивает тепло. Важно лишь не допускать при
разр'аботке печатной платы «узких>) мест. Силовые выводы на корпусе
ECONOPACK сделаны достаточно тонкими, но за счет того, что каж­
дый вывод состоит из трех параллельных проводников, обеспечивает­
ся протекание больших токов.
Другим преимуществом корпуса ECONOPACK является чрезвы­
чайно низкое значение паразитной· индуктивности выводов и внуrрен­
них контактных перемычек. Выводы целей питания сделаны с двух
сторон_, что облегчает параллельное соединение модулей.
. И несколько слов о том, что сегодня является «передним краем» в
области создания новых модификаций IGBT. Поскольку рассматри­
ваемый нами тип транзистора находит применение в области, где тре­
буется управля rь большими токами при высоком напряжении, акту­
альна задача повышения максимально допустимого напряжения «кол-
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой
..
177
лектор-эмиттер)>. Если работы в этом направлении пойдуг успешно, то
в ближайшем будущем IGВТ смогут вытеснить мощные высоковольт­
ные тиристоры, которые традиционно применяю�я в энергетике, где,
как известно, напряжения измеряются десятками киловольт, а токи десятками тысяч ампер.
На сегодняшний день транзисторами IGBT взята <<Высота>> порядка
6,5 кВ. Такие напряжения очень легко могут приводить к поверхност­
ным угечкам тока, пробою диэлектрика и появлению разных видов
электрического разряда, поэт9му и корпуса для высоков9льтных IGBT
должны быть особыми. На ри_с. 8.22 показан корпус типа IHM, разра­
ботанный фирмой «EupeC>>. Эго довольно большой «кирпич>> с разме­
рами 190 х 140 х 48 мм. Запланирован выпуск, высоковольтных модулей
на номинальньiе токи 200, 400, 600 А.
!� 1 1! !1 1! !1 1! ,j 1
1
• 1
' о
v
.....
Рис. 8.22. Высоковольтный модуль IG ВТ в корпусе типа IHM
***
·мы заканчиваем наше первое, а потому достаточно краткое зна­
комство с транзисторами IGBT и переходим собственно к схемам по­
строения изделий силовой преобразовательной техники, к практиче­
ским конструкциям, в которых мы столкнемся с уже знакомыми нам
((кирпичиками>> силов_ой электроники, а также расскажем о новых эле­
ме�тах, где это будет уместно.
\
Глава 9
Работаем с чоппером
последовательный
' стабилизатор понижающего типа.
'
Основы работы и принципы проектирования составных
частей.практические конструкции
... Модернизирую промышленный блок питания, от которого зависит передача
электроэнергии между регионами. Штатная схема: полумост на биполярных
транзисторах, блокинг-генератор и далее - «чоппер» с ШИМ на дискретных эле­
ментах. Хотелось спроектировать что-то вроде этого: ТОР22х на входе, затем
«чопп.ер>> на МАХ- 724 и обратная связь через оптрон. Меня пугает двойное преоб­
разование, а также то, что два блок.а должны быть включены параллельно для
увеличения надежности.
Из переписки
... Приходится ремонтировать блок питания ксерокса, построенный по такой
схеме: первичный стабилизатор <<раскачивает» ключи двух параллельно включен­
ных транзисторов MOSFET типа 2SK2915, далее идет вторичный стабилизатор
ШИМ; обрат,юя связь - через оптрон. Далее - стабилизаторы третьего уровня
импульсного типа. Подскажите, есть ли готовые микросхемы управления стаби­
лизаторами с ШИМ через управляемый стабилитрон типа· 431, со встроенным
драйвером для MOSFET?
..
Из отзывов на первое· издание
Мы начинаем знакомиться с практическими схемами импульсных
источников электропитания. В этой главе будет рассю1зано о работе
наиболее простой и наиболее известной схемы .- последовательного
стабилизатора понижающего типа. Другие его названия, встречающие­
ся в зарубежной литературе, - chopper, buc;k converter, step-down converter.
Несмотря на то что данный стабилизатор не имеет гальванической раз­
вязки между входом и выходом, ·он широко применяется радиолюбите­
лями и профессиональными разработчиками аппаратуры.
9. 1. Устройство чопперной схемы
Итак, познакомимся с ·«чоппером» (прерывателем), или конверто­
. ром Ьuсk-типа. Эrа схема DС/DС-конвертора (постоянный ток/посто­
янный ток) обычно применяется для замены обычных аналоговых ста·-
..
Глава 9. Работаем с чоппером
179
билизаторов, когда последние не могуг обеспечить передачу больших
значений токов, сохраняя при этом малые габариты. Например, «чоп­
пер� целесообразно использовать для стабилизации токов величиной
2... 3 ·ампера и более. Применение традиционных микросхем серии 142
в таких условиях становится затруднительным.
Обратите внимание на рис. 9.1, на котором показаны основные
элементы силовой части «чоппера>>.
о
Uin
11
vт
Cin
L
iL
iotJТ
VD
Uvo
Cout
Rн
Uout
Схема
у�,равления
Рис. 9.1. Базовая схема чоnперноrо стаб,-.лизатора
Входное напряжения lf;n подается на входной фильтрующий кон­
денсатор С;п· Ключевой� элемент VТ, в качестве которого может быть
использован транзистор любого типа (биполярный, MOSFET, IGBT),
осуществляет высокочастотную коммутацию тока. Кроме этого, в со­
ставе buck конвертора должны быть разрядный диод VD, дроссель L,
конденсатор С0и,, образующие выходной LС-фильтр, а также схема
управления, осущест�щяющая стабилизацию напряжения или тока на­
грузки с сопротивлением Rн . Как видно из рисунка, J<Лючевой элемент
УТ, дроссель и нагрузка включены последовательно, поэтому этот ста­
билизатор относят к классу носледовательных схем. Но почему <<чоп­
пер» называют понижающим стабилизатором? Об этом мы сейчас по­
говорим.
Как известно из предыдущих глав, ключевой элемент может ста­
бильно находиться только в двух состояниях - полной проводимости и
отсечки. Если указанные состояния сменяют друг друга с постоянной
периоди(1ностью, равной Т, то, обозначив время нахождения ключа в
проводящем состоянии - как время проводимости (tu), а в_ремя нахож­
дения ключа в состоянии отсечки - как время паузы Un), можно ввести
понятие· коэффициента заполнения (duty сус/е), равного:
(9.1)
где /- частота коммутации.
На рис. 9.2 показана графическая интерпретация нововведенноrо
параметра. Нулевое значение D характеризует постоянное нахождение
180
Глава 9. Работаем с чопперо1t1
ключевого элемента в состоянии
отсечки, в го время как равенство
u
его единице показывает режим по­
Фаза 1
. V Фаза2 '
стоянной проводимости. В состоя­
нии отсечки напряжение на на­
.
грузке равно нулю, в состоянии
tи
�
� � tn
t�
полной проводимости наблюдает­
r
ся равен�во входного и· выходно­
т
r
го напряжений. В промежутке ме­
жду «нулем>> и «единицей>> работа
Рис. 9.2. К определению
чоппера складывается из двух фаз:
коэффиuиента заполнения
накачки энергии и разряда. Рассмотрим эти фазы подробнее:
Итак, фаза накачки энергии протекает на протяжении времени tи,
когда ключевой элемент VТ открыт, то есть проводит ток (рис. 9.3, а).
Этот ток далее проходит через дроссель L к нагрузке, шунтированной
коНденсатором C0u,· Накопление энергии происходит как в дросселе,
так и в конденсаторе. Ток ir увеличивается.
После того, как ключевой элемент VТ переходит в состояние отсеч­
ки,. наступает фаза разряда (рис. 9.3, б), продолжающаяся время tn. По­
скольку любой индуктивный эле.мент стремится воспрепятствовать из­
менению направления и величины тока, протекающего через его об. мотку, в данном случае ток дросселя iL мгновенно уменьшиться до нуля
не может, и он замыкаете.я через разрядный диод VD. Источник пита­
ния в фазе разряда отключен, и дросселю неоткуда пополнять убыль
энергии, поэтому разряд происходит по цепи «диод-нагрузка>>. Отсюда
родилось названи� диода - <<разрядный».
·�
r-
Транзистор
открыт
-
11
r-
L
--
vтl
u,nгr
с·
Тра нзистор
з акрыт
iL
Rн
,n
Cout
а)
T�I
. Uin
L
--
iL
ic
VD
Cout
v
б).
Рис. 9.3. Фазы работы Ьuсk-стабилизатора:
а) фаза накачки энергии; б) фаза разряда
По истечении времени Т процесс повторяется - вновь наступает
фаза накачки энергии.
Поведение этой схемы в значительной степени зависит от качества
элементов, в нее входящих. Несколько позже мы покажем читателю,
181
Глава 9. Работаем с чоппером
· какое влияние на работу чоппера оказывают реальные элементы с их
паразитными параметрами. Пока же считаем, что все элементы идеаль­
ны: они мгновенно включаются и выключаются, имеют нулевое актив­
ное сопротивление и т. д.
Прежде чем разобраться, каким образом осуществляется регулиров­
ка выходного напряжения при постоянстве входного (или изменении
его в некоторых пределах), разберем вот какой вопрос: как будет ме­
няться характер процессов в чопnерном стабилизаторе при измеиении
величины индуктивности L? Мы можем сделать эту индуктивность дос­
таточно большой, тогда ток, протекающий через нее, может не закон­
читься к моменту начала следующей фазы накачки энергии. Либо вы­
брать индуктивность маленькой - в этом случае ток каждый раз будет
<<набираться»- от нулевого значения. Первый режим работы называется
режимом неразрывных токов, а второй - режимом разрывных токов.
В нагрузке ток не прерывается никогда в силу того, что крнденсатор,
выделяя постоянную составляющую, выполняет роль источника ЭДС.
На рис. 9.4 показаны диаграммы напряжения на разрядном диоде Uvv и
токи в индуктивном элементе iL для обоих режимов. Отметим сразу, что
режим разрывных токов практически используется редко, в сnеuифиче­
ских случаях, поэтому мы не будем его применять в практических кон­
струкциях. Все внимание обратим на режим неразрывных токов.
U vo
н
�
Uvo
т
.
------
-_
-- tи � )n
r
tи
Цn -------
.-
Uout ,..._.--.
r
t
t
�
�
iL
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
lmax ----� -�--4- -r--1
1
1
1
1
1
1
t
а)
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
t
6)
Рис. 9.4. Характеристики чоnперноrо стабилизатора: а) в режиме
неразрывных токов дросселя; б) в режиме разрывных токов дросселя
Поясним необходимость наличия в схеме сглаживающего
LС-ф ильтра. Представим, что мы на время исключили фильтр из схе­
мы и, -подключив нагрузку к точке соединения ключевого элемента и
разрядного диода, наблюдаем по осциллографу за формой питающего
напряжения. В таком случае напряжение на нагрузке будет иметь ха­
рактер прямоугольных импульсов с амплитудой Uim что повторяет ха-
182
Глава 9. Работаем с чоппером
. рактер импульсов напряжения Uvь, изображенных на рис. 9.4, а. Есте­
ственно, питать аппаратуру таким напряжением нельзя.
Что же нас выручает? Дело в том, что любой однополярный сигнал,
как частный случай несимметричного двуполярноrо сигнала, имеет за­
мечательное свойство: наличие в спектре постоянной составляющей,
которую возможно выделить, пропустив этот сигнал через низкочас­
тотныi:f фильтр. На сегодняшний день известно великое множество
фильтров разного качества и сложности. В нашем случае мы использу­
ем классическую Г-образную схему LС-фильтра.
Операция выделения постоянной составляющей эквивалентна оп­
ределению среднего значения сигнала. Как мы уже выяснили, напря­
жение на входе фильтра имеет импульсный характер. Выделяя посто­
янную составляющую, мы как бы усредняем сигнал, <<размазываем>> его
по всему периоду Т. Если говорить еще проще, то необходимо предста­
вить, что импульсы - это горки песка, насыпанные на дорожке через
равные промежутки. Мы берем в руки каток и разравниваем песок рав­
номерно по всей поверхности. Конечно, высота сплошного слоя будет
меньше высоты отдельных горок, зато дорожка получится гладкой.
Математически операция сглаживания выглядит следующим обра­
зом:
uin (t)dt,
UOllf = тl 1от
(9.2)
где U;n(t) - мгновенное (определенное для конкретного момента)
значение напряжения, подаваемого на вход фильтра.
Вычислив мгновенные значения входного напряжения для каждого
момента времени внутри периода, необходимо затем сложить их и ус­
реднить по времени периода. Не пугайтесь, вам снова не придется вы­
числять интеграл, поскольку мы воспользуемся допущением, которое
упростит дальнейшие рассуждения.
Дело в том, что практически сглаживающие фильтры проектируют­
ся так, чтобы на их выходе остаточные пульсации напряжения были как
можно меньше. Как рассчитать тако_й фильтр, какие кр1:1терии исполь­
зовать при определении параметров его элементов, мы расскажем поз­
же, а сейчас, предполагая, что наш фильтр полностью подавля�т пуль­
сации, вычислим среднее значение напряжения на нагрузке. Поскольку
на протяжении фазы накачки энергии к фильтру подводится постоянно
входное напряжение величиной U;п, а в фазе разряда входное напряже­
ние равно нулю, выражение (9.2) приводится к следующему виду:
Uou, = � U;п = D ·U;п·
(9.3)
Как видно, напряжение на нагрузке прямо пропорционально ши­
рине импульса tи, а значит, и величине коэффиuиента заполнения D.
Глава 9. Работаем с чоппером
183
Таким образом, · при наличии хорошего сглаживающего фильтра,
управляя только коэффициентом заполнения, то_ ес:гь увеличивая или
уменьшая длительность открытого состояния ключа, мы можем ,пегко
регулировать напряжение на нагрузке. Попутный вывод, который воз­
мо�но сделать, прочитав этот раздел, такой: в данной схеме принципи­
ально невозможно получить напряжение на нагрузке большим, чем на­
пряжение питания стабилизатора. В дальнейшем мы попробуем изме­
нить подобную ситуацию, а сейчас перейдем к определению основных
параметров чопперной схемы.
Сегодняшние возможности элементной базы, как мы уже rоворили
в начале книги, позволяют применить принципы <<детского конструк­
тора>> к проектированию устройств питания аппаратуры. Сегодня воз­
можно в,ыбрать подходящую по параметрам микросхему, включить ее
по типовой схеме, приводимой в технической документации, также
взять готовые, рекомендованные фирмой-производителем, элементы
<<обвязки>> - дроссель, разрядный диод, конденсаторы и т. д. Номенкла­
тура микросхем управления чопперными стабилизаторами, выпускае­
мых ·в мире, весьма широка. При необходимости профессиональный
разработчик или радиолюбитель сможет без труда выбрать подходящую
микросборку по таким параметрам, как напряжение стабилизации,
мощность, габаритные размеры, стоимость..
К сожалению, фирмы редко объясняют, почему на схеме указаны
именно такие номиналы электронных компонентов, а не какие-либо
другие. В то же время у разработчика или радиолюбителя может просто
не оказаться под рукой идеально подходящего элемента, но есть дру­
гие, похожие. Подойдут ли они? Трудности могут возникнуть у радио­
любителя при самостоятельном изготовлении индуктивного элемента.
Здесь нав�рняка появится масса вопросов: какой магнитопровод вы­
брать для дросселя, какое количество витков намотать, проводом како­
го сечения? Поэтому и профессионалам, и любителям нелишне позна­
комиться с методикой определения параметров элементов чопперной
схем�1. Все рассуждения приводятся для случая, когда частота коммута­
ции, коэффициент заполнения и входное напряжение чоппера остаются постоянны.ми (так называемый стационарный режим).
Мы будем подробно говорить о расчетах, связанных с работой чоп­
перного стабилизатора в режиме непрерывного тока дросселя, по­
скольку этот режим наиболее распространен на практике. Вновь обра­
тим внимание на график, показанный на рис. 9.4, а для тока iL. Соглас­
но этому графику, ток через дроссель в м_омент окончания фазы
накачки энергии достигает значения imox, а к моменту окончания фазы
разряда снижается до значения iт;п· Таким образом, величина амплиту­
ды колеб�ний тока дросселя определяется из выражения:
(9.4)
"'­
184
Глава 9. Работаем с чоппером
Вообще, если быть точным, то колебания тока дросселя происходят
на фоне некоторого постоянного тока подмаrничивания i°'m величина
которого определяется по величине максимального тока дросселя и
амплитудl!I колебаний тока дросселя:
(9.5)
С другой стороны, из курса теоретических основ электротехники
известно, что закон, описывающий соотношение между током в ин­
дуктивном элементе и падением напряжения на нем, выглядит следую­
щим образом:
и - L diL
L -
dt
•
(9.6)
Напряжение UL с большой степенью точности можно считать по­
стоянным, поскольку напряжение питания U;п принципиально не ме­
няется, а постоянство напряжения нагрузки U0u, обеспечивается доста­
точной величиной емкости С00" Поэтому выражение (9.6) трансформи­
руется в следующее:
(9.7)
При дифференцировании по формуле (9.6.) постоянная составляю­
щая тока дросселя (ток подмагничивания) i0u, «ушла>> и в формуле (9.7)
осталась только амплитуда колебаний тока. Теперь вспомним выведен­
ную нами ранее формулу (9.3) и подставим ее в (9.7). После очевидных
преобразований, которые читатель сможет проделать самостоятельно,
получаем очень· интересный результат:
ЛiL = D(I - D) ;;, .
(9.8)
То есть максимальная амплитуда колебаний тока дросселя получа­
ется тогда, когда чоппер работает в режиме временного равенства фаз
накачки ':1 разряда. Когда важно учитывать амплитуду колебаний? При
расчете конструктивных параметров индуктивного элемента, для изго­
товления которого предполагается использовать ферромагнитный маг­
нитопровод. Соответственно, чтобы не выйти в режим насыщения маг­
нитопровода, нужно при расчете ориентироваться не на выходной ток
iout, а на максимальный в индуктивном элементе imax:
. -
lmax = U,n (
-
D
Rн +
D·(l-D)
)
2/L
(9.9)
А теперь - несколько слов о режиме прерывистого тока, изобра­
женном на, рис. 9.4, б. В этом случае колебания тока дросселя происхо-
Глава 9. Работаем с чоппером
185
дят от нуля до максимального значения, лоэrому выражение для опре­
деления максимального то.ка будет выглядеть несколько иначе:
i""" = D(I - р)
[JZ;
(9.10)
Выходной 1ЧК в этом режиме:
1·our
1 max •
>
- О '5·
(9.11)
·. При расчете чоплерноrо стабилизатора важно определиться с ре­
жимом его работы. Если выбирать параметры элементов наугад, вполне может оказаться так, что чоппер будет работать с прерывистым током дросселя, а значит, возрастут пульсации напряжения в нагрузке.
Поэтому очевидное условие непрерывности тока дросселя записывает­
ся так:
(9.12)
Однако для практических целей более удобна следующая форма
представления выражения (9.12), которая позволяет определить мини­
. мально возможную величину индуктивности дросселя (так называе­
мую критическую индуктивность):
L�
где
Dmin -
�fn
2,0IJf f
(1- Drnin )Drnin ,
(9.13)
минимальный коэффициент заnолнен11я.
Использовать формулу (9.13) нужно при анализе предельно воз­
можного режима работа чоппера. Поясним, что такое предельный ре­
жим для этой схемы. До сих лор мы проводили расчеты для стацио­
нарного режима работы. Но мы не учитывали следующее: поскольку
чолпер обычно подключается· к нестабилизированному источнику на­
пряжения, величина U;п может изменяться. Чтобы сохранить постоян­
ство напряжения на выходе, схема управления в соответствии с выра­
жением (9.3) будет изменять коэффициент заполнения. Собственно,
· минимальный коэффициент заполнения установится при максималь­
ном входном напряжении.
Иногда минимальную величину индуктивности удобно определить 1·
по ве11ичине сопротивления нагрузки Rн, если она известна и посто­
янна:
(9.14)
Еще один интересный вывод: чем более высокое ·3начение индук­
тивности по сравнению с критической мы выбираем, тем меньше будет
186
Глава 9. Работаем с чоппером
амплитуда тока ЛiL , тем более ток дросселя будет приближаться по ве­
личине к току наrру�ки.
Оценка режима работы чопперного стабилизатора является важ­
ным этапом расчета. Однако главным шагом, определяющим номина­
лы электрических элементов стабили·затора, является все же расчет
LС-фильтра по допустимому уровню пульсаu'ий напряжения на на­
грузке.
Как мы уже знаем, в чопперных схемах основным типом сглажи:­
вающеrо фильтра является однозвенный Г-образный LС-фильтр. Этот
тип фильтра, как впрочем, и все остальные, характеризуется так назы­
ваемым коэффициентом сглаживания (обозначается буквой q). Коэффи­
циент сглаживания - основной параметр, характеризующий фильтр с
точки зрения способности выделения постоянной составляющей: это
отношение амплитуды первой гармоники пульсаций на входе фильтра
к амплитуде первой гармоники на его выходе.
Поясним сказанное. Предположим, что мы подали на вход фильтра
переменное напряжение, форма которого может быть и отличной от
синусоидальной, например, прямоугольной, как в случае чоппера. Су­
ществует математический прием, называемый разложением по гармо­
ническим функциям, с помощью которого несинусоидальный сигнал
можно представить как сумму синусоидальных сигналов (спектр сиг­
нала), один из которых будет.иметь частоту, равную частоте основного
сигнала, а другие - кра;ные часrоты. Далее сигнал пропускается через
фильтр по каждой гармонике в отдельности, и на выходе происходит
суммирование амплитуд гармоник. Синусоидальный сигнал из спек­
тра, частота которого совпадает с частотой основного сигнала, не раз­
ложенного на составляющие, носит название первой гармоники. Перед
разработчиком фильтра наиболее остро стоит задача ослабления пер­
вой гармоники, поскольку кратные гармони� <<еще BЫfUe>> и их можно
не учитывать.
Существует понятие передаточной функции фильтра, к.9торая может
быть определена из соотношения:
k(/) = �ьц'
и
(9.15)
где Uвых - напряжение, измеренное на выходе фильтра;
Uвх - напряжение, поданное на вход фильтра.
Можно также получить математическое выражение передаточной
фу�кции фильтра, пользуясь правилами расчета электрических схем по
известным цараметрам: активного сопротив-11ения, индуктивности, ем­
кости. Профессиональный разрабmчик должен уметь вычислять и ана­
лизировать передаточные функции любой сложности, поскольку на
замысло�тые схемы фильтров. Радиолюпрактике могуг встречаться
_
Глава 9. Работаем с чоппером
187
бителю же можно, не вдаваясь в подробности, пользоваться готовыми
результатами.
Для большинства LС-фильтров соотношение между передаточной
функцией и коэффициентом сглаживания записывается так:
q = 1/k.
(9.16)
Чтобы записать передаточную функцию Г-образного фильтра по
всем правилам электротехники, мы обязаны отдельно представить его
амплитудную и фазовую характеристики. Но в данном случае не столь­
ко интересен вид характеристик, сколько возможность ослабления
фильтром первой гармоники сигнала с известной частотой. Это об­
стоятельство значительно упрощает наши расчеты. Учтем, что конден­
сатор С0и, и индуктивность L образуют делитель напряжения, чем-то
напоминающий обычный резистивный, но в данном случае с зависи­
мостью коэффициента деления сигнала от частоты. После проведения
ряда преобР.азований, которые мы здесь не приводим, передаточная
функция LС-фильтра Г-образного типа приобретет следующий вид:
k=
2
1
4тт / LС00 + 1
2
(9.17)
,
Поскольку в состав LС-фи:льтра входит как индуктивное, так и ем­
костное сопротивление, такой фильтр при определенном соотношении
индуктивности и емкости станет резонансной системой, то есть на оп­
ределенной частоте может возникнуть резкое увеличение выходного
напряжения. Резонансный характер передаточной характеристики та­
кого фильтра приводит еще к одному неприятному явлению: при рез­
ком изменении нагрузки фильтра (так называемом «сбросе» или «на­
бросе>> нагрузки) перераспределение энергии магнитного и электриче­
ского поля может вызвать колебательный процесс с увеличением
выходного напряжения. Поэтому при разработке LС-фильтра стремят­
ся так выбрать параметры его элементов, чтобы свести передаточную
функцию к апериодическому· (неколебательному) виду. Как это сде­
лать, мы расскажем чуть позже.
Итак, LС-фильтр в общем случае является резонансной системой,
у которой имеется одна или несколько резонансных частот. Известно,
что д;1я простых фильтров резонансная частота может быть с достаточ­
ной степенью точности найдена из соотношения:
(9.18)
Обычно LС-фильтры проектируются так, что частота первой гар­
моники сигнала/, подаваемого на фильтр, по крайней мере на порядок
выше резонансной частоты};,. Это означает, что в формуле (9.17) мож­
но совершенно безболезненно пренебРtЧЬ единицей, стоящей в знаме-
188
Глава 9. Работаем с чоппером
нагеле, и получить простую формулу расчета коэффиuиента сrлажива­
ния однозвенноrо Г-образноrо LС-фильтра:
. (9.19)
Для большинства реальных схем, построенных на основе Г-образ­
ноrо фильтра, этим расчетом можно ограничиться. Во избежание резо­
нансных явлений в фильтре не рекомендуется задаваться коэффициен­
том сглаживания менее тройки. Также нежелательно задавать коэффи­
циент сглаживания однозвенноrо фильтра более 10000, поскольку
фильтр становится <<неразворотливым>>, с плохой динамикой, что мо­
жет сказаться на устойчивости петли регулирования (петли обратной
связи) схемы управления стабилизатором.
При величине коэффиuиента сглаживания q больше 30 однозвен­
ный фильтр оказывается неоптимальным по затратам индуктивности·и
емкости. Соответственно, неоптимальными становятся его массоrаба_­
ритные показатели. Вопрос оптимизаuии может остро встать перед
разработчиками автономной малогабаритной аппаратуры и перед про­
ектировщиками очень мощных источников питания, в большинстве же
случаев для выбора элементов фильтра можно воспользов�ться следую­
щим дополнительным условием.
Если подходить к _ анализу передаточной функuии Г-образноrо
фильтра строго, то необходимо учитывать, что выходное сопротивле­
ние фильтра для любой из гармоник входного сигнала должно быть
много меньше сопротивления нагрузки. При этом <<нижняя>> величина
емкости фильтрующего конденсатора определяется из формулы:
(9.20)
Знак <<много больше>> можно трактовать так: <<ПО крайней мере в д�­
сять раз>>. Но это вовсе не значит, что величину выходной емкости
можно увеличивать до бесконечности. Существует некоторое предель­
ное значение емкости С00 лри котором характер фильтра даже с под­
ключенной к нему нагрузкой станет колебательным, что приводит к
увеличению пульсаций в нагрузке. Это явление особенно ярко прояв­
ляется в чопперах, рассчитанных на передачу мошности 200 Вт и выше .
. С таким эффектом автор столкнулся в проuессе макетирования регули­
руемой чопперной схемы с выходным напряжением 60 В, работающей
на активную нагрузку с мощностью 1 кВт. Питание схемы осуществля­
лось пониженным, выпрямленным и сглаженным напряжением трех­
фазной сети Зх380 В 50 Гu, однако напряжение (/4" все равно ,имело
пульсации частотой 300 Гц с уровнем порядка 1 %, которые в петле об­
ратной связи не <<выбира.J1ись>>. Частота работы данной схемы была вы­
брана около 30 кГц, а ко;:Эффициент заполнения менялся от О до 0,95.
Естественно, в выходном напряжении чоnпера присутствовали пульса­
ции частотой 300 Гu, поскольку ими модулировалось входное напряже,,
Глава 9. Работаем с чоппером
189
ние, а LС-ф,ильтр такую низкую частоту пропускал. Ilpи определенном
характерном значении D амплитуда пульсаций в нагрузке резко, в 3-4
раза, усиливалась. Природа явления стала понятной после сопоставле­
ния частоты собственного· резонанса фильтра и частоты пульсаций.
Они оказались примерно равными. Вдобавок соотношение Rн " L и С0ш
было выбрано таким, что передаточная функция фильтра носила резко
выраженный колебательный характер.
В маломощных стабилизаторах подобное резонансное явление
практически незаметно и им вполне можно . пренебречь. Однако в
мощных схемах, в которых к тому же строrо нормированы пульсации в
нагрузке, необходимо рассчитывать фильтр так, чтобы свести его пере­
даточную функцию к аnери.одическому (неколебательному) виду.
. � Анализ передаточной функции с точки зрения поиска условия апе­
риодичности показывает, что емкость конденсатора C0u, должна быть
выбрана исходя из дополнительного условия:
сои,-< ,Jq.R . ·
1t • J
(9.21)
11
Условия (9.20) и (9.21) дополняют друг друга, поэтому проектиро­
вание фильтра необходимо начинать с задания коэффициента сглажи­
вания q. Затем вычисляется величина емкости С0и1 по условиям (9.20)
и (9.21), последний шаг - определение вел'ичины индуктивности L по
формуле (9.19).
Ну а если читателю все же захочется спроектировать оптимальный
многозвенный фильтр? Как определить оптимальное число его звень­
ев, то есть вкл1оченных друг за дружкой простейших Г-образных
фильтров? Приближенное значение п числа звеньев даст формула:
(9.22)
п = 0,5ln q.
При расчете по формуле (9.22) нужно округлить полученное значе­
ние до ближайшего большего целого.
Произведение LC0u1 для каждого звена в случае их идентичности
рассчитывается по формуле:
�
LСш, = п 2 ..'¾q
1
41t 2/р,2
.
(9.23)
Расчеты мноrозвенных фильтров показывают, что оптимальный
вариант, состоящий из двух звеньев, имеет коэффициент сглаживания
30 ...300. Для получения коэффициентов сглаживания более 300 лучше
всего применять оптимизированный трехзвенный фильтр.
· Предупредим читцтеля: в случае, если оптимизировать фильтр по
критерию минимальной массы, минимального объема и минимальной
стоимости не нужно, возможно остановиться на однозвенном варианте, рассчитав его по приведенной методике.
190
Глава 9: Работаем с чоппером
9.2. Защита от·аварийных режимов
Любая схема силового импульсного преобразователя электрической
энергии, к которым также относится и чоппер, требует серьезной кон­
структивной проработки, компактного размещения силовых элемен­
тов, минимизации электрических связей между ними. Почему? Мы уже
не раз ГОВ(?рили о том, что силовые транзисторы подвержены потенци­
альному пробою, и если входное (коммутируемое) напряжение, ПQда­
ваемое на транзистор, можно легко учесть, то перенапряжения, возни­
кающие на паразитных индуктивностях схемы, поддаются проrнозиро' ванию гораздо хуже. Даже первый практический опыт изготовления
силового импульсного устройства позволяет разработчику убедиться в
том, что паразитные выбросы напряжения - далеко не безобидное яв­
ление. Прямые проводники имеют собственную индуктивность, оце­
нить величину которой можно по формуле:
L5 � 2 · 10-'[1п � + 0,386 J 1, ·
(9.24)
·и s = L diD_
(9.26)
где / - длина проводника, см;
d - диаметр проводника, см;
Ls - индуктивность, мкГн.
Если вычислить по формуле (9.'24) индуктивность проводника
круглого сечения диаметром 1 мм и длиной 2 см, то окажется, что она
составляет 10 ... 12 нГн. Много это или мало? Давайте разбираться вме­
сте, насколько опасен такой щ�разитный параметр для схемы чоппера.
К слову, наши рассуждения будут применимы и к другим схемам сило­
вых преобразовательных устройств.
Итак, в схем·е чоппера (рис. 9.5, а) имеется паразитная индуктив­
ность L5, которая при прохождении тока iп (рис. 9.5, б) накапливает
энергию. Эта индуктивность может иметь весьма большую величину,
например, в случаях, когда конденсатор C;n соединяется с остальной
частью схемы длинными проводами. В момент закрытия транзистора
VТ ток стока прерывается, но _энергия, накопленная в паразитной ин­
дуктивности, стремится его поддержать, поэтому возникает выброс на­
пряжения между стоком и истоком, образуя некоторую <<добавку>> U5 к
напряжению �п :
(9.25)
U os = U;,, + U s·
Через диод VD начинает течь ток, исток транзистора подключается
к общему проводнику схемы, поэтому «добавка>> в чистом виде «плюсу­
ется>> к входному напряжению. Рассчитать величину «добавки>> можно
по известной формуле:
s
dt
191
Глава 9. Работаем с чоппером
L.s
U1n
Cin
,..Uos ..;
1
vт 1
.
L
ivo
ivo
VD
Cout
Rн
io
t
а)
\ б)
Рис. 9.5. К расчету степени влияния индуктивности
монтажных проводников
Чем выше скорость спада тока стока, тем большую величину «до· бавки>> напряжения можно получить, тем опаснее становится режим
работы ключевого транзистора. К примеру, для транзистора MOSFET
типа IRF740, который «работает>> в схеме с входным напряжением
100 В, максимальньiм током сто·ка, равным 8 А, при минимальном вре­
мени спада тока стока 24 нс, скорость спада составит 0,33 А/нс, а <<до­
бавка» напряже_ния. для соединительного проводника миной 1 О см почти 35 вольт. Конечно, для приведенного типа транзистора такой
выброс не страшен, но представьте себе, что мы выбрали транзистор с
максимально допустимым напряжением «сток-истою> около 140 вольт,
то есть <<под завязку». Тогда вероятность того, что индуктивный выброс
«пробьет» ключевой элемент, весьма и весьма велика. Поэтому чита­
тель должен запомнить первое правило: всегда выбирать транзистор <<С
запасом>> по напряжению «сток-исток>>.
Что еще можно предпринять для улучшения надежности схемы и
снижения допустимой величины напряжения <<сток-исток>>? Обратите
внимание на рис. 9.6, где в схему введен конденсатор Cs, выводы кото­
рого подключены непосредственно к стоку транзистора VТ и нижнему
(по схеме) выводу разрядного диода VD. Этот конденсатор ввод·ится
для того, чтобы <<съесть» энергию, накопленную в па·разитной индук­
тивности, которая опред�ляется по формуле:
(9.27)
Q5 = 0,5Lsf1.
Накопленная энергия должна быть поглощена конденсатором Cs,
превратившись в небольшую «добавку>> лU к входному напряжению
чоппера:
(9.28)
Отсюда, задав1иись величиной допустимой «добавки>>, можно вы-• 1;
числить величину блокировочного конденсатора. Если продолжить.
приведенный ранее пример, желая сократиrь «добавку>> напряжения до
l
192
Глава 9. Работаем с чоппером
величины 5 В, емкость коIЩенсатора должна составить порядка
0,3 мкФ. Обычно конденсатор С5 выбирают неполярным, так как пара­
зитная индуктивность его обкладок и выводов гораздо меньше, чем у
полярных (электролитических) конденсаторов. Крайне желательно
также размещать конденсатор С0и, в непосредственной близости от вы­
водов ключевого элемента и применять <<электролиты>> с минимальным
индуктивным сопротивлением (self-inductance ESL). Сегодня такие
конденсаторы разработаны и свободно приобретаются на рынке радио­
деталей. Например, конденсаторы типа В43566, производимые фирмой
<<Epcos», имеют ESL поря,дка 15 ... 20 нГн. Также полезно зашунтировать
электролитические конденсаторы неполярным конденсатором небольшой емкости.
Ls
.. Cin
vт
Cs
L
VD
Рис. 9.6. Защита от индуктивных выбросов при помощи
неполярного конденсатора
.
Поручать функцию гашения индуктивных выбросов можно не
только конденсаторам. На сегодняшний день в массовых масштабах
выпускаются и другие элементы, которые резко снижюот свое сопро­
тивление при пре��1шении напряжения между своими электродами
выше ;Jаданноrо уровня. Одним из т�ких элементов является варистор.
На рис. 9.7 показан внешний вид дискового варистора, который наибо­
лее распространен в силовых схемах, его условное графическое обозна­
чение и зависимость протекающего тока .от приложенного между выводами напряжения.
Вольт-амперная характеристика варистора (рис. 9. 7, в) напоминает
·аналогичную характеристику двухстороннего стаби,!Jитрона. В нор­
мальном режиме работы сопротивление варистора велико и он не ока­
зывает никакого влияния на схему. При резком увеличении напряже­
ния выше заданного уровня происходит срабатывание элемента и его
сопротивление на несколько порядков уменьшается, тем самым «съе­
дая>> _выброс напряжения.
Сегодня выпускается много разных конструктивных исполнений
этого элемента, начиная от крохотных SМD-вариантов для поверхност­
ного монтажа на печатную плату и заканчивая «кирпичами» с выводами.
под мощный винт. Главное оrличие описываемых типов состоит в раз­
ной возможности поглощения энергии выбросов (energy absorption).
Маленькие варисторы поглощают малое количество энергии, <<кирпи.
193
Глава 9. Работаем с чоппером
irnax
----�
аст ь
Ра бочая �
,защиты
область
1мд ---Unns
(Uoc)
а)
б)
в)
Рис. 9.7. Внешний nид дискового варистора (а),
его обозначение в схемах (б) и зависимость величины тока от приложенного
напряжения (n)
чиl} - большое. В технической документации величина поглощаемой
энергии обозначается символом Wmax· Следует учитывать, что погло­
щаемая энергия приводится в расчете на одиночный (или крайне редко
повторяющийся) импульс тока длительностью 2 мс. В дополнение к па­
раметру поглощаемой энерrии приводится маl<симальное значение
тока, которое варистор может вьщержать без повреждения - surge
current, imax· Значение тока указывается для стандартизованного тре­
угольного токового импульса со скоростью нарастания 8 мкс и скоро­
стью спада 20 мкс.
Выбор варистора осуществляется по величине максимального ра­
бочего напряжения (operating voltage) постоянного Udc или переменно­
го Urms тока синусоидальной формы. Момент начала срабатывания ва­
ристора определяет так называемое варисторное напряжение и.
(varistor voltage), которое задается при величине тока варистора 1 мА.
И, наконец; в·технической документации необходимо обратить на ве­
личину напряжения ограничения варистора U,1 (clamping voltage). Для
примера, дисковый варистор типа S05K17, выпускаемый фирмой
«Epcosl}, имеет значение максимального постоянного рабочего напря­
жения 22 В, варисторное напряжение - 27 В и напряжение ограниче­
ния - 53 в.
На рис. 9.8 показаны способы включения варистора для защиты
КJIIO'leBOГQ траНЗИСТОра VТ ОТ ПОТеНЦИаJIЬНОГО пробоя.
Не только варисторы позволяют эффективно защищать транзисто­
ры от потенциального пробоя. Сравнительно недавно на рынке радио­
элементов появились полупроводниковые сапрессоры, которые, имея
меньшие размеры, позволяют более эффективно организовать защиту.
Сапрессоры позволяют «съесть» большее количество энергии, быстрее
194
Глава 9. Работаем с чоппером
RU
Ls
УТ
----,
RU
L
VD
б)
а)
Рис. 9.8. Защита транзистора с п�мощью варистора
срабатывают, боле.е надежно фиксируют напряжение, что особенно
важно при использовании транзисторов MOSFET. Одна из разновид­
ностей сапрессоров, называемая защитными диодами Transil (transient
voltage suppressor), активно используется профессиональными разра­
ботчиками и радиолюбителями. Еше совсем недавно сапрессоры име. ли более высокую стоимость по сравнению с варисторами, но сейчас
Transil стремительно дешевеют, все больше фирм осваивает их произ­
водство. Давайте познакомимся с этими защитными элементами.
Как видно из рис. 9.9, вольт-амперная характеристика сапрессора
очень похожа на аналогичную характеристику стабилитрона, в соответ­
ствии с этим обстоятельством он и включается в схему как стабили­
трон. И все же отличие Transil от стабилитронов существенно: они оп­
тимизированы по минимуму времени срабатывания и максимуму по­
глощаемой мощности. При этом QO внешнему виду сапрессор очень
трудно отличить от обычного диода.
Есть также сходство с вольт-амперной характеристикой варистора с
той лишь разницей" что варистор «работает» одинаково при протека­
;
it
-
-----------
ipp
Рабочая
область
Рис. 9.9. Вольт-амперная хара1<теристика сапрессора типа Transil
Глава 9. Работаем с чоппером
195
нии прямого и обратного тока, в то время как типовой сапрессор в
одну сторону проводит ток так же, как и обычный полупроводниковый
диод. Правда, имеются модификации двухсторонних сапрессоров, вид
характеристики которых едва ли удастся отличить от варисторной.
Выбор сапрессора нужно начинать с определения величины макси­
мального рабочего напряжения (stand-offvoltage), обозначаемого в тех­
нической документации как Игт · При этом напряжении, приложенном
к обратно включенному сапрессору, не происходит его открывания.
Начало развития зенеровскоrо (обратимого) пробоя происходит при
напряжении пробоя (breakdown voltage), обозначаемого как Иьr Это на­
пряжение указывается в маркировочной надписи сапрессора. Напри­
мер, �апрессор типа 1,5КЕЗ6А производства <<STMicroelectrorucs>> имеет
номинальное пробойное напряжение 36 В. Еще один параметр ...--- на­
пряжение ограничения (clamping voltage) Uc1 - показывает величину
напряжения при максимальном пиковом токе iPP (peak pulse current).
К характеристикам прямой проводимости относятся: прямое падение
напряжения lf_t (fotward voltage drop) и максимальный прямой ток i1
(forward current). Эти двt? характеристики нам мало интересны.
Теперь несколько слов об энергетических возможностях сапрессо­
ров. Как уже было сказано, они мoryr поглощать большое количество
энергии неповторяющихся импульсов. Например, сапрессоры популяр­
ной Сt?рии 1 ,5КЕ поглощают мощность I 500 Вт импульса треугольной
формы с нарастанием 1О мкс и спадом 1 мс или могуr пропускать через
себя неповторяющийся ток с пиковым значением 200 А в течение 1 мс.
В табл. 9.1 представлены основные параметры некоторых сапрессо­
ров типа Transil, выпускаемых <<STMicroelectronics>>.
На рис. 9.10 приведены основные рекомендации в отношении
включения сапрессора для защиты чопперного стабилизатора. А на
рис. 9.11 показано несколько простых и полезных рекомендаций, кото­
рые читатели могут занести в свой арсенал знаний и использовать по
мере необходимости. Выйти из ситуации, когда под рукой не окажется
сапрессора с нужным напряжением пробоя, но есть несколько других,
с более низким напряжением, позволит · идея, показанная на
рис. 9.11, а. Оказывается,. возможно последовательное соединение са­
прессоров, но тогда необходимо включить выравнивающие резисторы
сопротивлением 100...1000 кОм. Увеличить нагрузочную способность
сапрессора на 30.. .40 процентов позволяет введение теплоотводящих
пластин, как изображено на рис. 9.11, б. При этом теплоотводом полу­
проводникового кристалла служит токоведущий вы·вод, который у са­
прессоров достаточно мощный (диаметр порядка 1 мм). Дополнитель­
ные пластины вырезаются из медного или латунного листа толщиной
1 ... 2 мм, покрываются слоем припоя, в них по центру сверлятся отв�р­
стия, и они прикрепляются пайкой к сапресс.ору на расстоянии от кор­
пуса 5 мм.
196
Глава 9. Работаем с чоппером
Таблица 9. 1. Параметры сапрессорЬв типа Transil
l rm
Тип
, м
кА
Urm , В
Uь,,В
ис,, в
ipp•
А
С,пФ
10,2
12
21, 7
461
6000
1,5КЕ12А
5
1,5КЕ18А
1
15,3
18
32,5
308
4300
1,5КЕ24А
1
20,5
. 24
42,8
234
3500
l,5KE27A
J
23,1
27
48,3
207
3200
l,5KE36A
1
30,8
36
64,3
156
2500
1,5КЕ47А
1
40,2
47
84,
119
2050
1,5KEIO0A
1
85,5
100
178
56
1150
1,5КЕ150А
1
128
150
265
38
850
1,5КЕ250А
1
213
250
442
23
560
1,5КЕ440А
1
376
440
776
13
360
VD1
/
Ls
+ Cin
--,
VD1
L
Ls
VD
+ Cin
а)
vт
-
--,
VD
б)
Рис. 9.10. Защита транзистора с помощью сапрессора
UЬr
Uьr
Uь,
ЗUьr
а)
б)
Рис. 9.11. Маленькие хитрости использования сапрессоров
197
Глава 9. Работаем с чоппером
Итак, мы познакомились с простыми способами защиты от потен­
uиальноrо пробоя. Теперь поговорим о «подводных камнях>> токовых
выбросов в импульсных схемах и способах защиты от перегрузок по
току. Рассматривая чопперную схему, мы до сих пор считали, что раз­
рядный диод идеален по своим характеристикам, то есть мгновенно
начинает провопить электрический ток и мгновенно восстанавлJ,1вает
свои запирающие свойства. Реальные диоды работают, конечно, иначе:
им приходится затрачивать некоторое время, а значит, и энергию на
включение и отключение.
Чтобы проанализировать характер токовых перегрузок, возникаю­
щих в чоппере, для начала исключим разрядный диод VD и
LС-фильтр, подключив нагрузку Rн непосредственно к стоку транзи­
стора УТ, как показано на рис. 9.12.
,,.
I
io
iPt<
---------------
з
Мягкое
Uin 5
Rн ...,_-,.-, _____,
Uin
+ C1n
2
Rн
Рис. 9.12. К анализу токовых
перегрузок
Рис. 9.13. График, отражающий
коммуrаuионные проuессы в схеме
с реальным разрядным диодом
Когда транзистор VГ находится в состоянии отсечки, ток в цепи за­
твора равен нулю и напряжение «сток-истою> равно напряжению lf;n.
Это состояние схемы соответствует точке «1>> на графике рис. 9.13. От­
крывая ключевой транзистор VГ, мы перемещаемся из точки «1>> в точ­
ку «5>> по штрихпунктирной линии, где напряжение на открытом тран­
зисторе становится равным нулю.
Совершенно по-другому протекают коммутационные процессы в
схеме чоппера с реальным разрядным диодом и LС-фильтром. Поче­
му? Дело в том, что все р-n-переходы·диодов при прохождении через
них прямого тока накапливают на границе областей проводимости
электрический заряд. Поэтому диод не сможет закрыться до тех пор,
пока все накопленные носители заряда не исчезнут, не «рассосутся>>.
На исчезновение носителей затрачивается время, которое называют
временем обрат11оrо восстановления. В чопперном стабилизаторе тран­
зистор VГ всегда «работаеТ>> в режиме тяжелого переключения, если за­
дан режим непрерывного тока дросселя. Аналогичную ситуацию мы
198
Глава 9. Работаем с чоппером
наблюдали ранее, рассматривая режим тяжелого переключения тран­
зисторов в полумостовых и мостовых схемах.
Итак, открываясь,. транзистор VГ должен «перехватитЬ>> ток нагруз­
ки, который до этого момента проходил через разрядный диод
(рис. 9.3). Однако в силу того, что диод VD не может сразу закрыться:
(9.29)
В прямом направлении падение напряжения на любом диоде со­
ставляет 1... 2 В, поэтому исток транзистора оказывается подключен­
ным к общему проводу схемы. Ток в индуктивности резко вырасти не
может, следовательно, ток iD быстро вырастает до значения ipk (линия
<<1-3» на рис. 9.13). Хорошо, если транзистор допускает такой пиковый
ток, который в случае использования диода с большим временем об­
ратного восстановления может в несколько раз, пусть даже на короткое
время, превышать номинальный рабочий ток, а если нет -· транзистор
·выйдет из строя. Что происходит дальше? Начинается процесс «расса­
сывания>> носителей заряда в диодной структуре, и ток резко падает по
кривой «3-4-5>> до номинального значения, определяемого сопротивле­
нием нагрузки. Процесс включения диода гораздо менее инерционен,
поэтому мы вполне можем рассматривать включающийся диод как бе­
зынерционный элемент. Включение разрядного диода происходит по
кривой «5-6-1>>.
Чтобы снизить пиковый ток восстановления диода ipk, а значит, и
ток в цепи <<сток-исток» транзистора необходимо выбрать для чоппер­
ной схемы диод с минимальным временем обратного восстановления
(peak recovery time). Тогда проuесс обратного nосстановления будет
проходить по линии «2-4>>, минуя точку <<3>>.
Идеально подходят для чопперных схем так называемые диоды
Шотгки. Отличие диодов Шоттки от обычных диодов состоит в том, что
они производятся по другой технологии и у них практически отсутству­
ют неосновные носители заряда, которые как раз и влияют на время об­
ратноrо восстановления. На сегодняшний день выпускаются диоды
Шоттки, доnускающие прямой.ток через себя порядка 240 А, например,
249NQ150 производства «lnternational Rectifier�. Другое преимущество
диодов Шоттки - более низкое падение напряжения в открытом со­
стоянии, что делает их незаменимыми в низковольтных схемах.
К сожалению, диоды Шапки имеют существенный недостаток:
максимальное обратное напряжение у самых лучших представителей
этого класса силовых приборов не превышает величину 150 В. Как
быть, если разработчику нужно спроектировать чопперный преобразо­
ватель с номинальным входным напряжением более названной вели­
чины? В этом случае очень хорошие результаты обеспечивают специ­
ально разработанные ультрабыс-rрые диоды Hexfred, называем1:>1е n тех­
нической документации гексагональными эпитаксильными диодами
199
Глава 9. Работаем с чоппером
со сверхбыстрым временем восстановления. Диоды Hexfred, uроизво­
димые фирмой «International Rectifier>>, имеют величину обратного на­
пряжения до 1200 В.·
Познакомимся с диодами Hexfred подробнее. На рис. 9. 14 показана
типовая кривая ·обратного восстановления диода. В момент открыва­
ния ключевого транзистора VТ начинается спадание тока диода, затем
ток достигает нулевого значения, меняет знак, достигая значения irrm ,
называемого в технической документации пиковым током oбpamoro
восстановления (peak reverse recovery current). Процесс нарастания тока
обратного восстановления занимает время 10 называемое временем рос­
та обратного тока восстановления. После этого ток спадает до нулевого
значе1-1ия за время lь, называемое временем спада обратного тока вос­
становления. Полное время /"обратного восстановления диода (reverse
�ecovery time) определяется по формуле:
,
(9.30)
ivo
t
/
Рис. 9.14. К расчету заряда обратного восстановления диодов
Конечно, в технической документации приводятся дан·ные по вре­
мени обратного восстановления, по пиковому току обратного восста­
новления, и по этим данным теоретически можно рассчитать тепловые
потери, возникающие в nроцес<;е обратного восстановления. Однако
на практике пользоваться· ими неудобно, так как величина пикового
тока обратного восстановления и время восстановления 3ависят от ве­
личины приложенного обратного напряжен.11я. Производители диодов
рекомендуют для определения тепловых потерь обратн9rо восстанов­
ления пользоваться ве-nичиной заряда обратного восстановления (reverse
recovery charge), обозначаемого символом Qrr Величину заряда обрат­
ного восстановления можно получить непосредственно из технической
документации или рассчитать П<? формуле:
Q
rr
= irrm · I,,.
2
.
(9.31)
200
Глава 9. Работаем с чоппером
Тепловые потери обратного диода складываются из статических
потерь проводимости и потерь обратного восстановления. Статические
потери вычислить несложно - они будуr определяться величиной пря­
мого падения напряжения u.t на открытом диоде, средним током про­
водимости i0vg , согласно формуле (8.4), и коэффициентом заполнения
управляющих импульсов D. То есть мы исходим из того, что в режиме
непрерывного тока дросселя через диод течет ток ivn, равный току
дросселя ir. Потери проводимости будут определяться из формулы:
(9.32)
С потерями обратного восстановления сложнее. Поскольку к диоду
прикладывается большое обратное напряжение в то время, как через
него течет прямой ток, диоду нужно рассеивать большую мощность.
Функция изменения тока во времени носит сложный характер
(рис. 9.14), поэтому нам придется вычислять мгновенную мощность на
очень коротких промежуrках времени, а потом получившиеся резуль­
таты просуммировать. Проше всего, как вы уже догадались, сделать это
с помощью интеграла. Рассуждаем следующим образом.
Энергия тепловых потерь определяется суммой произведений тока
через диод на напряжение, приложенное к нему. Поскольку к диоду в
чопперной схеме прикладывается входное напряжение lf;n, энергия пе­
реключения Esw будет определяться так:
r"
Esw = U,-,, J i"D(f)dt.
,
/
о
(9.33)
Что представляет собой интеграл в формуле (9.33)? Это - заряд об­
ратного восстановления диода, который мы вычислили по формуле
(9. 31) или взяли из справочных данных на конкретный диод. Итак, те­
перь �ы можем вычислить и мощность потерь обратного восстановле­
ния:
psw =U;п·Qrт ·f,
(9.34)
где /- частота коммуrаuии.
Полные тепловые потери, как обычно, определяются суммой ста­
тических и динамических потерь:
(9.35)
Расчет охладителя по данным тепловыделения мы уже рассматри-·
вали и здесь повторяться не будем. Все необхолимые данные 110 тепло­
вым с<1противлениям диодных корпусов содержаrся в технической до­
кументации.
201
Глава 9. Ра6Qтаем с чоппером
В заключение приведем табл. 9.2 с основными параметрами неко­
торых диодов Hexfred. Данные, содержащиеся в таблице, позволят чи­
тателю оценить достоинства этих приборов.
Таблица 9.2. Параметры некоторых диодов Hexfred
·=
Диод
Uя,В
;,, А
tr,7 нс
Корпус
HFA04TB60
600
4
42
ТО-220
HFA06TB120
1200
6
26
ТО-220
HFA08TB60S
600
8
55
ТО-247
HFA15PB60
600
15
60
ТО-247
HFA25PB60
600
25
60
ТО-247
НFАЗОРА60С
600
30
60
ТО-247
HFA50PA60C
600
50
60
ТО-247
HFA70NH60
600
70
120
D-67
-
Отечественная промышленность, как всегда, _отстает от мйровых
производителей быстрых диодов и по номенклатуре предлагаемых при­
боров, и по их параметрам. Но уже сегодня возможно приобрести не­
дорогие диоды серий КД636, КД271, КД272, КД273, рассчитанные на
диапазон обрач-ных напряжений (для разных серий) 25...800 В и пря­
мь�е токи до 20 А. Выпускаются диоды в корпусе ТО-220. Осваивается
также производство более мощных диодов.
. 9.3. От классического диода - к диоду синхронному
.
Настало время поговорить о проблемах, · которые в значительной
степени беспокоят разра(?_отчиков низковольтных стабилизаторов, а
также· наметить пути их решения. Казалось бы, никоrо не должен серь­
езно беспокоить тот факт, что значение КПД чопперного стабилизатора
может оказаться в пределах 93... 95%. Однако современн.ые стабилизато­
ры модульного типа часто не имеют специальных теплоотводящих пла­
стин и отвод тепла осуществляе rся только через сигнальные и силовые
выводы. Здесь борьба за выигрыш ПР<?центов далеко не бесполезна.
Гл�вный источник проблем в низковольтном преобразователе это разрядный диод VD. Падение напряжения на открытом р-n-пере­
ходе обычного диода составляет 1,2 ... 1,4 В, у диодов Hexfred оно eu\e
больше - до 2, l В. Проблему в некоторой степени позволяет решить
.
202
Глава 9. Работаем с чоппером
использование диодов Шоттки, у которых прямое падение напряжения
составляет величину 0,4 ... 0, 7 В. Однако распространены случаи, когда
даже диоды Шотrки помочь не смогут. Причин здесь несколько:
во-первых, становятся соизмеримыми величина падения напряжения
на разрядном диоде и величина выходного напряжения, во-вторых,
увеличивается среднее значение тока за счет увеличения тока нагрузки
. и за счет увеличения коэффициента заполнения.
К примеру, питание нового процессора ltanium-2, разработанного
фирмой <<Intel», осуществляется напряжением порядка 1,0...1,3 В. В ре­
жиме полной загрузки процессор может потреблять ток около 100 А.
Понятно, что КПД преобразователя с такими параметрами окажется
очень низким и придется принудительно охлаждать не только процес­
сор, но и устройство его питания. Если удастся подобрать в качестве
разрядного диода VD такой элемент, на котором будет падать мини­
мально возможное напряжение при протекании номинального тока,
мы решим задачу повышения КПД. Оказывается, в качестве рq3рядно­
го диода можно применить ... полевой транзистор MOSFET.
· Приведенный в работах [39], [40] расчет изменения предельно.до­
пустимого уровня КПД преобразователя в зависимости от величины
выходного напряжения показывает, что в случае использования поле­
вого транзистора в качестве разрядного диода удается повысить КПД
на 10... 13 процентов даже по сравнению с вариантом включения диода
Шоттки. Как мы уже знаем, цепь <<Сток-исток» полевого транзистора
представляет собой активное сопротивление, поэтому, выбирая экзем­
пляр с возможно меньшим сопротивлением, уменьшаем падение на­
пряжения.
На рис. 9.15 показан способ перехода от класси_ческой схемы чоп­
перноrо стабилизатора (рис. 9� 15, а) с разрядным диодом, Шоттки к
схеме с дополнительным полевым транзистором (рис. 9.15, б).
1
vт ,
+
Cin
---,
а)
VТ1
VD
;>
Uin
+
C1n
---,
VТ2
J
VD
б)
Рис. 9.15. Чопперные схемы:
а) с раэрядным диодом Шоrrки; б) с синх�нным rранзистором
Но почему транзистор MOSFET улучшает характеристики чоппер­
ного преобразователя? Не проще.ли зашунтировать диод малым сопро­
тивлением? Оказывается, простое шунтирование постоянным сопро-
203
Глава 9. Работаем с чоппером
тивлением нарушит функционирование схемы: в фазе накачки энергии
диод должен быть закрыт. Соответственно, сопротивления цели
<<Сток-исток)> дополнительного транзистора VТ2 (рис. 9.15, б) в этой
фазе должно быть большим, а в фазе разряда - малым. Поэтому схема
управления такого преобразователя, называемого синхронным, должна
формировать упраш,яющие сигналы транзистора УТ I и синхронного
транзистора VГ2. Причем Vfl и Vf2 в этой схеме должны коммуrиро­
ваться противофазно: на протяжении времени открытого состояния
Vfl транзистор·VГ2 должен быть закрыт, и наоборот.
Результаты расчета КПД преобразователей, построенных по схе­
мам с разрядным диодом Шоттки и с синхронным транзистором, при­
ведены в табл. 9.3. Расчет проводился для преобразователей с номи­
нальной выходной мощностью 24 Вт при питании от источника напря­
жения (Uin) с напряжением 12 В, транзисторы VГ1 и VГ2 в открьпом
состоянии заменялись резисторами с сопротивлением 5 мОм, падение
напряжения на диоде Шоттки принималось равным 0,4 В.
Таблица 9.3. Расчет КПД чопперного стабилизатора
Выходное напряжение, В
5,0
3,3
2,0
Коэффиuиент заполнения пля
тран�истора VГl, D
0,417
0,275
0,167
Коэффиuиент заполнения пля
диода VD, (l - D)
0,583
0,725
0,833
Потери на интервале нарастания
тока в транзисторе VГI. Вт
0,074 _(0,3%)
· о,154 (0,6%)
0,293 (1.2%)
Потери на интервале спада тока
- в диоде VD, Вт
- в синхронном транзисторе
VГl, Вт
1,12 (4,7%)
0,55 (2,3%),
2.11 (8,8%)
0,25 (1,0%)
4,0 (16,7%)
0,657 (2,7%)
91,6
82,J
98.4
96,l
КПД с диодом Шоттки, %
95
КПД в синхронной схеме, %
93
--·
.
Видно, что с уменьшением выходного на�ряжения резко возраста­
ют потери в разрядном диоде, в то время как рост потерь в транзисторе
Vf l незначителен. Более того, при относительно низких значениях вы­
ходного тока преимУJuества повышения КПД, создаваемые включени­
ем полевого транзистора, оправдывают некоrорое усложнение схемы
- за счет появления управляющих цепей.
Из главы, посвященной полевым силовым rранзисторам, читатели
знают, что в своем составе транзистор MOSFET имеет паразитный
LU4
Глава 9. Работаем с чоппером
диод. В схеме синхронного выпрямителя этот паразитный диод оказы­
вается включенным в том же направлении, что и диод Шоттки. Вдоба­
вок ко всему, полевой транзистор должен работать в этой схеме при оr­
рицательных токах и напряжениях. Исследования показали, что в ус­
ловиях отрицательных токов и напряжений характеристики MOSFET,
применяемого в качестве синхронного элемента, даже лучше, чем в ус­
ловиях положительных токов и напряжений. В табл. 9.4 приведены ре­
зультаты исследований сопротивления цепи <<Сток-исток» транзистора
VГ2 при обеих полярностях токов. На рис. 9.16 показаны IJаправления
токов: 9. 16, а - по�ожительное направление, для б - отрицательное.
Таблица 9.4. К исследованию работы MOSFEТ
в разных полярностях токов
Ur1s , В
5
Rds «+•, мОм
R�5 «-•, мОм
Выигрыш,%
9, l
7,7
15
7,4
6
6,3
+
. 8,5
6,1
4,2
9,3
6,2
6,7
7
6,7
L
io
VD
+
+
а)
направление
тока
б)
Рис. 9.16. К исследованию работы MOSFET в условиях отрицательных токов
в цепи «сток-исток�
Результаты анализа говорят о том, что замена диода Шоттки поле­
вым транзистором дает выигрыш вплоть до некоторого граничного
тока нагрузки. Граничное значение тока увеличивается с уменьшением
сопротивления «сток-исток» и увеличением прямого падения напря­
жения на диоде Шоттки.
Все предыдущие рассуждения были проведены с учетом только ста­
тических тепловых потерь, то есть коммуrационные потери мы считали
пренебрежимо малыми, что вполне справедливо на невысоких частотах
работы· преобразователей. При повышении частоты переключения
I лава У. РаЬотаем с чоппером
доля коммуrационных интервалов в цикле переключения становится
больше, растет доля этих потерь в суммарных потерях. Расчеты, прове­
денные для преобразователей питания процессоров, показали, что не­
обходимо повышать частоту коммутации стабилизаторов до 1 ...2 МГц,
тогда возможно значительно снизить габариты и энергоемкость акку­
муляторов переносных компьютеров (ноутбуков): Итак, какими долж­
ны быть требования к элементам схемы синхронного преобразователя?
Во-первых, интервал провоJЩмости синхронного транзистора должен
иметь наибольшую продолжительность, и чтобы снизить потери на
этом интервале, сопротивление <(сток-исток» синхрон�оrо транзистора
должно быть как можно более низким. Во-вторых, интервалы проводи­
мости основного VГ l и синхронного VГ2 транзисторов разделяются
короткими интервалами проводимости паразитного диода транзистора
VГ2, поэтому диод должен иметь низкое прямое падение напряжения и
быстро восстанавливать запертое состояние. В-третьих, с точки зрения
снижения общих потерь, интервал проводимости диода должен быть
как можно меньше.
При разработке синхронных
Сквозной
схем всегда нужно принять меры
ток
для исключения сквозных токов
L
(рис. 9.17). Сквозной ток принци­
пиально не может появиться в Cin
VТ2
Cout
классическом чоппере, так как от­
+•
VD
Rн
крывающийся транзистор VГI ав­
томатически переведет диод VD в
запертое состояние. А вот в син­
Рис. 9.17. Сквозной ток
хронной схеме транзистор Vfl мов синхронной схеме
жет открыться тогда, когда еще не
подан запирающий импульс на затвор синхронного транзистора VГ2, и ток будет проходить через малое
сопротивление •сток-исток» обоих транзисторов. Конечно, транзисто­
ры моrут выйти из строя. Поэтому между моментами включения обоих
транзисторов должна быть введена короткая защитная пауза. Микро­
схемы управления синхронными стабилизаторами, выпускаемые се­
рийно, формируют необходимую величину защитной паузы, но при
разработке схемы управления самостоятельно об этой паузе не стоит
забывать.
Паразитный диод полевого транзистора не является элементом со
специально подбираемыми свойствами - это невозможно сделать. По­
нятно, что трудно ожидать от паразитного диода хороших коммутаци­
онных качеств. В то же время диоды llioтrки проектируются таким об­
разом, чтобы максимально снизить потери обратного восстановления.
Поэтому уменьшить потери в процессе выключения паразитного диода
можно, подкл�qчив параллельно синхронному транзистору обычный
_J
_J
206
Глава 9. Работаем с чоппером
диод lllопки. Чтобы понять, почему нужно так поступать, рассмотрим
форму тока разрядного диода при его обратном восстановлении. Быст­
родействующий диод отбирает на себя часть разрядного тока дросселя
и улучшает качество процесса коммутации.
Номенклатура микросхем синхронных стабилизаторов, выпускае­
мых мировыми лид�рами в области силовой электроники, столь широ­
ка, что ее вряд ли удастся привести в данной книге. К примеру, такой
микросхемой является МАХ767, выпускаемая фирмой «Maxim>>. Часто­
та преобразования в данной микросхеме выбрана около 300 кГц. Дру­
гой пример - микросхема Si9145BY производства «Vishay>>. Эта микро­
схема работает на частоте 375 кГц, обеспечивает КПД 89% при выход­
ном токе 7 А.
9.4. Проектируем дроссель
для чопперного стабилизатора
Одна из практических задач, которую читателю придется решать
почти сразу после того, как возникнет желание что-то сделать своими
руками, - это изготовление индуктивного элемента, в данном случае
дросселя. Строго говоря, если читатель воспользуется типовыми реко­
мендациями, приведенными в технической документации на конкрет­
ную микросхему, где обозначены все типы и номиналы элементов, ему
наверняка придет в голову простая мысль: «Почему бы не приобрести
такой индуктивный элемент, какой указан на схеме?» Спешим разоча­
ровать: во-первых, готовые типовые дроссели выпускаются только для
:маломощных импульсных стабилизаторов, во -:вторых, часто произво­
дитель микросхемы указывает только число витков и рекомендуемый
магнитопровод, а в-третьих, едва ли удастся приобрести указанные в
«дат�шите» типы в отечественном магазине радиодеталей. Не нужно
терять время в поиске редких компоненто�, поскольку практически
любой высокочастотный индуктивный элемент можно рассчитать и из­
готовить самостоятельно, приобретя близкие по характеристикам по­
луфабрикаты - каркас, магнитопровод, обмоточный провод. Нелишне
также познакомиться с основами проектирования -индуктивных эле­
ментов и профессиональным разработчикам, так как далеко не всегда
удается воспользоваться услугами профессионального конструктора
моточных изделий, поскольку сегодня предприятиям уже невыгодно
держать множество специалистов с узкой специализацией.
Вообще подбирать для питания электронных устройств трансфор­
маторы, рассчитанные на промышленную частоту сети 50 Гц, очень ·
просто - массово выпуск�ются унифицированные серии с разными
мощностями, набором напряжений, токами обмоток, rабаритами. Хо­
рошо известны серии унифицированных трансформаторов ТПП, ТА,
Глава 9. Работаем с чоппером
207
ТН, ТАН, ТП, ТПК, ТР. Эти серии давно вошли в арсенал разработчи­
ков электронной аппаратуры и едва ли выйдуг из него в ближайшем
будущем.
Ситуация с индуктивными элементами в области высокочастотной
_пр�образовательной техники противоположная: здесь ·традиционно
проектируют дроссели и трансформаторы индивидуально, для конкрет­
ной схемы. Конечно, заимс.твовать удачные элементы никто не запре­
щает, и даже предпринимались попытки промышленной унификации
некоторых индуктивных элементов,. но они бьmи и остаются непопу­
лярными, поскольку слишком много факторов определяет конструк­
тивные параметры высокочастотных моточных изделий, слишком они
получаются непохожими.
)
Об основах работы высокочастотных трансформаторов и дросселей
9ыло подробно рассказано в главе 3. Сейчас мы узнаем, как приобре­
тенные знания использовать практически. Для начала определимся с
целью нашего расчета: нам необходимо получить конструктивные па­
раметры дросселя (тип материала и типоразмер магнитопровода, коли­
чество витков, диаметр провода) по исходным данным, полученным в
результате расчета электрических параметров чопперной схемы. Ис­
ходными же данными здесь являются индуктивность дросселя L, полу­
ченная из формул (9.14) и (9.19), а также максимальное значение тока
дросселя imax, рассчитанное по формуле (9.5).
В индуктивном элементе выделяется тепловая энергия в виде мощ­
ности потерь. Следовательно, нужно спроектировать этот элемент так,
чтобы тепло достаточно хорошо рассеивалось в окружающем про­
странстве, не перегревая сам дроссель. В то же время дроссель должен
накапливать достаточное количество энергии, чтобы в. фазе разряда
значение тока iL не превышало расчетные пределы, то есть обладать
достаточной энергоемкостью. Расчеты показывают, что энергоемкость
дросселя связана с объемом, занимаемым ферромагнетиком, соотно­
шением:
(9.36)
где
µс - эквивалентная проницаемость сердечника;
а - коэффициент теплоотдачи, Вт/(см2 · 0 С);
ЛТ- допустимый перегрев, С;
Vm - объем магнитопровода, см.3•
Читателю, уже лознаJ<омившемуся с осно�ами тепловых расчетов в
главе 6, будет интересно узнать, как влияет тепловой режим на габа­
ритные размеры индукrивных элементов. Ко_:Зффициенr теплоотдачи,
как мы знаем, показывает, насколько хорошо выделяю1цееся тепло
0
208
Глава 9. Работаем с чоппером
рассеивается в окружающей среде. Коэффициенты теплоотдачи для
индуктивного элемента, находящегося в воздухе и в масляной среде,
приведены в _табл. 6.7. Воспользовавшись формулой (9.36), нетрудно
рассчигать, что если мы поместим наш индуктивный элемент в ем­
кость с трансформаторным маслом (что обычно предусматривают в
конструкции мощных трансформаторов для электросетей), мы имеем
право уменьшить объем магнитопровода .в 2,3 раза, сохранив допусти­
мый перегрев. Точно такой же эффект можно достигнуть, если обду­
вать трансформатор вентилятором со скоростью потока 4 м/с. Ситуа­
ция, когда вентилятор применяется для охлаждения индуктивного эле­
мента, встречается в маломощных источниках питания крайне редко,
поэтому необходимо ориентироваться на то, что индуктивный элемент
будет работать в аамкнутом воздушном пространстве.
Объем магнитопровода; определяемый тепловыми потерями, явля­
ется минимально возможным для дросселя. Казалось бы, теперь стоит по
справочнику выбрать магнитопровод с расчетным объемом, вычислить
количество витков, определить сечение провода и намотать дроссель...
Все правильно: именно так мьi и будем поступать. Однако в конце рас­
чета нам придется вспомнить, что возможности ферромагнетика не
безграничны, поэтому придется проверить величину 11ндукции в маг­
нитопроводе и рассчитать температуру наиболее нагретой точки по ме­
тодике раздела 6.5. В случае превышения по условию магнитной ин­
дукции придется выбрать магнитопровод большего объема и повторить
расчет. Если же неудачным окажется результат поверочного расчета
перегрева (что обычно случается при разработке индуктивных элемен­
тов для преобразователей, работающих на частотах выше 300.. .'400 кГц,
с применением стандартных ферритов), придется выбирать материал
магнитопровода с более низкими удельными потерями. ·tаким обра­
зом, формула (9.36) является только лишь <<Отправной точко�>> расчета.
Особенностью дросселей чопперных схем является их работа в ус­
ловиях однополярных токов с большой величиной подмаrничивающе­
rо тока. Поэтому, чтобы макси·мально использовать материал магнито­
провода по :lначению индукции, вводят немагнитный зазор, который
снижает относительную проницаемость материала µ на порядок, до
значения эквивалентной магнитной проницаемости µс. Рассчитать ве­
личину зазора для феррита можно по формуле (3.84), выбрав эквива­
лентную проницаемость в пределах 70... 200. Также возможно исполь­
зовать компактные тороидальные магнитопроводы из альсифера или
МО-пермаллоя, тогда немагнитный _зазор не потребуется.
, В номенклатуре стандартных ферритовых изделий имеются магни­
топроводы с готовым зазором нормированной величины. Однако при­
обрести их труднее, поэтому выйти из положения можно :гак: приобре­
сти разъемный магнитопровод без зазора и затем проложить между по­
ловинками прочные и теплостойкие прокладки, например из
Глава 9. Работаем с чоппером
209
термопленки, фторопласта, стеклотекстолита, и крепко стянуть обе по­
ловинки. Если для стяжки используется стальной обжим, ни в коем
случае нельзя делать ero замкнутым. Лучше применять алюминиевые
скобыО или стеклотекстолитовую панель с вертикальными стойка­
ми-стяжками. При выборе прокладки для немаrнитноrо зазора нужно
учесть, что ее толщина должна быть в два раз меньше расчетной, по­
скольку магнитопровод разрезан в двух местах, а значит, общая лротя. женность зазора удваивается.
BGerдa нужно иметь в виду, что магнитопроводы не изготавлива­
ются с произвольными геометрическими размерами. Номенклатура
магнитопроводов ограничена стан.дартным рядом типономиналов,
поэтому, определяя необходимый объем магнитопровода, нужно вы­
брать его. цз стандартного ряда, ориентируясь на ближайшее большее
значение.
Приблизительно оценить объем стан.дартноrо магнитопровода
Ш-образной конструкции можно не только по справочным данным.
Если справочник не доступен или сведения, содержащиеся в нем., не
полные, то приблизительно вычислить объем возможно по величине
nлощапи рабочего сечения маrнитоnррвола S и площади окна укладки
обмотки S0 (так называемой 4:Площади окна»):
[ ]3
V ,.., 4 SSo
т ,..,
0,13 '
(9.37)
где S - площадь рабочего сечения магнитопровода, см2 ;
S0 - площадь окна укладки обмотки, см 2 ;
Vm - объем магнитопровода Ш-образноrо типа, см3.
Оценить объем кольцевого магнитопровода можно по точной фор­
муле:
Vт = л . h (D2 - d2)'
4
(9.38)
rде h - высота кольца;
D - наружный диаметр;
d - внутренний диаметр.
Также для кольцевого магнитопровода можно воспользоваться
приближенной формулой вычисления объема по данным площади
окна и площади рабочего сечения:
(9.39)
Теперь, определившись с типоразмером магнитопровода, можно
вычислить количество витков, которое нужно намотать на неrо для по-
210
Глава 9. Работаем с чоппером
лучения нужного значения индуктивности. В· этом нам поможет ранее
выведенная формула (3.22), которую нужно преобразовать к виду:
W=
где
L. еср
µо. µс .
s
(9.40)
/ер - средняя линия магнитопровода.
Если при расчете получится дробное колиqество витков, необходи�
мо округлить его до ближайшего большего целого числа. 1 . •
Выбор поперечного сечения обмоточного провода в общем случае
производится по параметру допустимого перегрева моточного изделия.
Обычно исходят из условия ограничения плотности тока порядка ·
2 ... 3 А/мм2 . В некоторь1х случаях, например, когда число витков мало,
допустимо увеличить плотность тока до 5 А/мм2 . Рекомендуется также
не забывать о скин-эффекте и набирать проводник из нескольких изо­
лированных жил. Более того, если провод tiабран из нескольких жил,
он становится мягче и ровнее ложится на каркас, нежели одножиль­
ный с такой же площадью поперечного сечения.
Нелишне сказать несколько слов еще об одной конструкции ин­
дуктивного элемента - конструкции стержневого типа. Устроена она
очень просто: на ферромагнитный стержень круглого или прямоуголь­
ного т�па, называемый сердечником, намотана обмотка в один или не­
сколько слоев, сверху нанесена влагозащитная краска, а к торцам яри­
креплены выводы. Такие дроссели внешне настолько похожи на рези­
сторы, что их иногда путают между собой. Наиболее часто встречаются
отечестве1;1ные дроссели стержневого типа марок ДМ, ДПМ, КИГ,.се­
годня также можно приобрести зарубежные аналоги серий ЕС24. Ис­
пользовать этот тип индуктивных элементов в маломощных преобразо­
вателях, работающих на высоких частотах, очень удобно: они имеют
ми�имальные габариты при достаточной энергоемкости, обладают ми­
нимальными потерями мощности на гистерезис, а также близкую к ну­
левой остаточную индукцию в сердечнике. Встречаются и спроектиро­
ванные· «под схему» стержневые дроссели большого размера, напри­
мер, в блоках питания некоторых марок копировальных аппаратов. Но
все же - почему этот тип индуктивного элемента используется гораздо
реже, чем описанные выше броневые и тороидальные типы? Дело в
том, что физически стержневой дроссель представляет собой магнит­
ную цепь с воздушным участком большой протяженности (рис. -9.18).
За счет того, что практически половину своего пути силовые линии
· . магнитного поля проходят в воздухе, эквивалентная магнитная прQни­
цаемость сердечника, изготавливаемого из высокопроницаемых фер­
ритов марок _НН, НМ, НМС, снижается на J ...2 порядка. Переменный
магнитный поток, вызываемый наличием некоторой токовой пульса­
ции, ·создает электромагнитную волну, которая, _ра�пространяясь в
Глава 9. Работаем с чоппером
211
Рис. 9.18. Расчетная модель индуктивного элемента со стержневым
магнитопроводом ( сердечником)
пространстве, становится помехой для ряда электронных приборов.
Проще говоря, стержневой дроссель �сквозит» гораздо активнее, чем
дроссель на замкнутом магнитопроводе. Именно из-за этого обстоя­
тельства его не очень любят применять -!J источниках питания малосиг­
нальной или радиоприемной техники.
К сожалению, мы не сможем воспользоватьсS! ранее выведенными
формулами для вычисления индуктивности стержневого дросселя, по­
этому далее приводятся расчетные вь1ражения без объяснения того, как
они получены. Вывод этих формул достаточно сложен, занимает много
места и вряд ли заинтересует читателя.
. Исходными данными для расчета служат конструктивные размеры
дросселя, показанные на рис. 9.19. OQмотка длиной lk намотана на сер­
дечнике с длиной f. и диаметром d. В случае использования прямо­
угольного сердечника стороны его поперечного сечения обозначены
как а и Ь на том же рисунке.
lк
l
а
ь
Рис. 9.19. Конструктивные
размеры дросселя с сердечником стержневого тина
212
Глава 9. Работаем с чоппером
В силу того, что индуктивность такого дросселя в значительной
степени :1ависит от соотношения длины намотки и длины стержня,
вводится коэффициент заполнения сердечника обмоткой �' по значе­
нию которого и выбирается расчетная формула индуктивности. Коэф­
фициент заполнения определяется так:
е
(9.41)
�=-.
fk
Если .коэффициент заполнения � близок к единице, что эквива­ь
лентно распределению обмотки по всей длине стержня, индуктивност
. дросс�ля можно рассчитать по формулам:
(9.42)
(9 43)
.
f
L - 5µо w2
- 2n
ln( R. +0,29 .
а+Ь )
Если величина коэффициента заполнения � много больше едини­
при­
цы (обмотка занимает центральную часть сердечника), формулы
обретают вид:
(9.44)
L = µ0w'd[0,75 ; +0,3}
w'[0, lаь + 0, ].
L = 1, 13-.fаь µ 0
66
3
.
(9.45)
.
а
Формулы (9.42) и (9.44) относятся к сердечнику круглого сечения,
формулы (9.43) и (9.45) - прямоугольного сечения.
На этом разработку индуктивного элемента можно:было бы и за­
рое
кончить. Однако мы почти позабыли еще одно обстоятельство, кото ­
может повлиять на нормальное функционирование дросселя: это велин­
чина магнитной индукции, которая не должна превышать определе ь
ного значения, иначе магнитопровод насытится и его индуктивност
резко снизится.
Для любого дросселя должно выполняться проверочное условие:
L.--imax
(9.46)
�< В
w-S
max'
где Втах - максимальное значение магнитной индукции в магнито­
проводе.
Глава 9. Работаем с чоппером
213
Значение максимальной индукции определяегся по величине ин­
дукции насыщения Вт материала из соотношения:
Bmax = (0,7 .. .О,9)Вт . ·
(9.47)
Если рассчитанный дроссель не «проходит» по величине индукции,
требуется выбрать магнитопровод большего типоразмера (с большим
рабочим сечением) и повторить расчет количества витков.
В заключение этого раздела приведем несколько технологических
советов, которые выручат тех, кто займется самостоятельным изготов­
лением· индуктивных элементов. Считаем, что дроссель рассчитан,
проверен по тепловому режиму и величине индукции, приобретен маг­
нитопровод (или сердечник), подобран намоточный провод. Необхо­
димо соединить эти полуфабрикаты в единую конструкцию.
Первая задача - изготовление многожильного провода. Если сече­
ние жил невелико, их можно скрутить вручную, а если жилы достаточ­
но мощные, возможно воспользоваться электрической дрелью, зажав
пучок натянутых проводов в патроне. После скрутки провода мощных
дросселей (с токами 30 А и выше) перед намоткой желательно обмотать
тонкой полоской лакоткани или фторопластовой ленты, а концы - ак­
куратно зачистить, облудить и пропаять так, чтобы осуществлялся контакт со всеми жилами.
.
Вторая задача - размещение обмотки в окне магнитопровода. Для
этого нам потребуется каркас, склеенный из стеклотекстолита, гети­
накса или, в крайнем случае, электрокfiртона. Можно воспользоваться
готовыми каркасами, которые продаются, например, в магазинах фир­
мы «Платан». Каркасы изготавливаются из термопласта с рабочей тем­
пературой не более 180 °С или фенопласта с температурой не более
300 °С. Такая величина предельной температуры объясняется тем, что в
промышленных условйях намотанные катушки дросселей стремятся
пропитывать специальным лаком, что повышает их электрическую
прочность и устойчивость к влаге. Ну а радиолюбителя готовые карка­
сы просто избавят от лишних хлопот.
Обмотку дросселей стержневой конструкции желательно разме­
щать в центральной части стержня, наматывая ее в один слой. Если
все-таки разместить обмотку. в один слой не удается, можно изготовить
две круглые щеки и намотать провод в 2-3 слоя с тонкой прокладкой
между слоями. После намотки индуктивный элемент желательно по­
крыть термостойким лаком и надежно укрепить выводы.
Третья· задача - сборка магнитопровода. Как показывает практика,
магнитопроводы с немагнитным зазором должны собираться жестко,
иначе индуктивность дросселя в процессе эксплуатаuии прибора будет
«плавать», что может привести к дополнительным перегрузкам и даже
выходу схемы и:J строя. Зарубежные фирмы, например ((Epcos», пред. лаrают поrребителю детали магнитопроводов с удобным крепежом в
Глава 9. Работаем с чоппером
214
виде пружинных защелок, которые отлично стягивают «половинки».
Отечественная промышленность, к сожалению, такого крепежа не из­
готавливает, поэтому придется беспокоиться о стяжке самому. Воз­
можные варианты стяжки приведены на рис. 9.20. Для надежности
места соединения половинок желательно проклеить эпоксидным со­
ставом. Коне•1но, дроссель в результате станет неразборным, но склей­
ку лу_чше провести после окончательной настройки схемы.
ПроlСЛадКМ
Стойка
а)
б)
Рис. 9.20. Способы стяжки магнитопровода дросселя
Если при расчетах индуктивного элемента оказывается, что размер
необходимого магнитопровода превышает самый большой в стандарт­
ном ряду, можно складывать части одинаковых магнитопроводов так,
чтобы нарастить поперечное се�ение (рис. 9.21). Кольца можно уста­
навливать способом «одно на другое», а Ш-образные половинки складывать боковыми поверхностями друг к другу.
И, наконец, о том, как осуще­
ствить соединение выводов дроссе­
ля с остальной электрической схеПолоеинка 1
Полоеинка 2
Рис. 9.21. Способ увеличения
рабочего сечения магнитопровода
Рис. 9.22. Мощмый дроссель
с выводами "11од винn
215
Глава 9. Работаем с чоппером
мой. Зачастую возможно обойтись простым облуживанием концов об­
мотки и впайки их непосредственно в печатную плату. Готовые
каркасы, как правило, имеют дополнительные выводы, по·этому выво­
ды паяются к ним. С выводами мощных дросселей (рис. 9.22) слож­
нее - их нужно «оконцевать» специальными кабельными наконечни­
ками <<Под винт».
•' 1
9.5� От теории - к практике
Итак, состоялось наше первое знакомство с чоппперной схемой
импульсного стабилизатора, с принципами ее построения, основами
работы и основными расчетными соотношениями, _использующимися
при проектирован11и реального «чоппера�. Стоит сказать, что боль­
шинство авторов книг, посвяшенных силовой электронике, на этом
месте обычно ставят точку и перt:ходят к изложению теории других
схемотехнических решений силовой импульсной техники. Но мы еще
немного задержимся в гостях у «чоппера>>, чтобы приобрести практиче­
ский опыт разработки, изготовления и отладки своими руками неслож­
ных стабилизаторов типа step-down, который будет полезе1:1 и профес­
сиональным разработчикам, и радиолюбителям. Как показывает прак­
тика, начинаюшие радиолюбители и молодые профессиональные
разработчики стремятся сразу взяться за сложные высоковольтные
конструкции, стартовать, что называется, «с места .в карьер». Скорее
всего, этот эксперимент закончится сокрушительным поражением кучкой сгоревших транзисторов на столе и колоссальным разочарова­
нием в душе, Гораздо лучше начинать пуrь в практическую силовую
электронику с несложных низковольтных схем, которые «прощают»
большинство ошибок.
9.5.1. Чопперный
стабилизатор на микросхеме МАХ724
Наша первая пра�тическая конструкция 5-вольтовоrо стабилиза­
тора будет создана на базе микросхемы типа step-down, выпускаемой
фирмой «Maxim» (http://w.ww.maxim-ic.com). Мощность, которую смо­
жет отдать этот стабилизатор в нагрузку, невелика - всего 25 Вт, од­
нако для питания подавляющего большинства радиолюбительских
схем этого вполне достаточно. Стоимость микросхемы на сегодняш­
ний день составляет в среднем $11 для исполнения с маркировкой
ЕСК (диапазон рабочих температур ОТ -40 ДО +85 °С) и $8 для испол­
нения с маркировкой ССК (диапазон рабочих температур от О до
+70 °С). Оба исполнения имеют корпус ТО220 с пятью выводами, что
216
Глава 9. Работаем с чоппером
очень удобно для замены одного исполнения на другое без ущерба для
печатной платы.
Основные параметры микросхемы приведены в табл. 9.5.
Таблица 9.5.
Основные параметры микросхемы МАХ724
.
--
t
Параметр тех. документации
Мин.
Норма
Макс.
Максимальное входное напряжение
--
-
40
Минимальное входное напряжение
Ед.
иэм.
·---
8
-
,-
Максим�ьный выходной ток
-
в --·в
5,0
6,5
А
Падение напряжения на встроенном
ключевом элементе
-
2,3
Максимальный коэффициент
заполнения
85
90
-
-
Рабочая частота преобразования
90
100
110
кГu
Тепловое сопротивление
«кристалл-корпус»
-
1 ,5
-·
0
С/Вт
Тепловое сопротивление
«корпус-радиатор»
0,5
-
0
С/Вт
Тепловое сопротивление
«кристалл-среда•
40
-
0
Максимальная рабочая температура
кристалла
-
+125
\
'
2,5
1
...
в
С/Вт
ос
На рис. 9.23 показана структурная схема МАХ724. В своем составе
она имеет: генератор опорного напряжения REF (reference voltage),
усилитель сигнала рассогласования ЕА (error amplifier), схему форми­
рования напряжения смещения IB (internal Ьias), генератор частоты
преобразования OSC (oscillator), компаратор формирования сигнала
перегрузки CLC (cuпent-limit comparator), контроллер формирования
сигнала широтно-импульснрй модуляции PWM (pwm logic control), со­
ста·вной биполярный ключевой элемент SW (swith), датчик токовой пе­
регрузки Rsw.
Работает микросхема следующим образом. Задающий генератор на
своем �ыходе (точка <<1») формирует сигнал пилообразной формы, изо­
браженный на графике рис. 9.24, а линией «1». Сигнал обратной связи,
снимающийся в виде напряжения с выхода стабилизатора, подается на
вход FB микросхемы, где в узле ЕА осу1цествляется его сравнение � на-
Глава 9. Работаем с чоппером
217
5 Vin
REF
1В
+2,21В
Rsw
-+1
PWM
ONТROL
FBVc
2
МАХ724
з
GND
Рис. 9.23. Структурная схема МАХ724
Uosc
а}
Uin1
U5..l!i..6...il.�::...L..-...L.L...LL.J����'-'C..,,{_L...__..J"'-L..'-.,4lUU!,.l..-...
t
Рис. 9.24. Графики, поясняющие работу микросхемы МАХ724
пряжением <<пилы�. Усилитель ошибки ЕА в данной микросхеме вклю­
чен в инвертирующем варианте, то есть при увеличении сигнала на
входе FB происходит уменьшение сигнала на выходе стабилизатора.
Зависимость выходного напряжения стабилизатора от значения коэф­
фициента заполнения и величины напряжения на входе (регулировоч­
ная характеристика), линейна. Математически, если читатель помнит,_
она записывается при помощи формулы (9.3). Поэтому допустим, ч·r-о
при опред�ленной величин� входного И;,. и выходного U0и, напряжений
218
Глава 9. Работаем с чоппером
схема PWM формирует импульсы с частотой 100 кГц и коэффициен­
том заполнения D0 (рис. 9.24, б). Коэффициент заполнения не будет
меняться, пока не изменится входное напряжение. Если же такое изме­
нение произойдет, коэффициент заполнения примет значение Dь, но
произведение входного напряжения и коэффициента заполнения оста­
нется прежним, что эквивалентно постоянству выходного напряжения·
стабилизатора. Чтобы вернуть выходное напряжение к установленному
значению, предусмотрен «рычаг>> в виде усилителя ошибки ЕА.
Еще
формирования сиrна. один узел, называемый компаратором
.
ла перегрузки, предназначается для защиты микросхемы от токов короткого замыкания, которые могут вывести ее из строя. Датчиком
тока ключевого элемента SW служит шунт Rsw, сигнал с которого по­
ступает на компаратор. Величина сопротивления шунта выбрана та­
кой, чтобы при превышении тока ключа значения 6,5 А срабатывала
схема защиты и снимала управляющий импульс с базы транзисторно. го ключа SW.
Принципиальная схема стабилизатора приведена на рис. 9.25.
Входное постоянное (или выпрямленное пульсирующееl напряжение
lfгп фильтруется конденсатором С 1, параллельно которому включен
конденсатор С2 для устранения влияния индуктивности монтажа. До. полнительно защищает микросхему от опасных индуктивных выбросов
сапрессор VD 1. В выходной цепи имеются знакомые нам разрядный
диод Шоттки VD2, LС-фильтр с индуктивным элементом Ll и конден­
саторами С2, СЗ. Датчик выходного напряжения образуют последова­
телы-iо включенные резисторы R2 и RЗ. Резистор RЗ - подстроечный,
предназначен для регулировки величины выходного напряжения. Если
читателю не удастся найти номиналы этих элементов, какие указаны
на схеме, он может рассчитать их самостоятельно, исходя из имеющих­
ся в наличии, по формуле:
(9.48)
Цепь Rl, СЗ, включенная на вых'-)де усилителя сигнала рассогласо­
вания, формирует устойчивую регулировочную характеристику стаби­
лизатора.
- Несмотря на то что схема стабилизатора выглядит достаточно про­
сто, эта конструкция может в некоторых случаях выручить читателя из
весьма затруднительного положения. Судите сами.
Допустим, возникла необходимость стабилизации напряжения, ко­
торое в несколько раз меньше входного напряжения стабилизатора,
при достаточно большой величине тока. Скажем; в данном случае мак­
си�альное входное напряжение стабилизатора составит 30 В при на­
пряжении на нагрузке 5 В и выход1:1ом токе 5 А. При таком «раскладе»
219
Глава 9. Работаем с чоппером
С2
О,1мк
+Uin о--_________,,
С1
м
22оо кr
L1
МАХ7 4
С4
50мкГ
2
О,1мк
4
· · Vsw �;__-�
'---+-.,._-+-о Uout
DA1
I
R1 2 7к 2
Н t---t
Vc
СЗ
О,01мк
1
FB t---+--------.t
GND
3
С5
470мк
RЗ
2,2к
VD1 - 1,5КЕЗ6А
VD2 - MBR1645
Рис. 9.25. Принципиальная схема стабилизатора типа step-down
на базе МАХ724
классическая непрерывная стабилизационная схема будет рассеивать
на своем регулирующем элементе мощность:
(9.49)
Р,, = (U·;п - И0и,) -1�, = (30 - 5)5 = 125 Вт.
То есть, полезное потребление составит 25 Вт и <<Впустую& придется
рассеивать 125. КПД такой схемы составит 17%. Не слишком ли расто­
чительно? '"
Теперь оценим потери проводимости ключевого элемента, возни­
кающие в разрабатываемом нами чопnерном стабилизаторе с анало­
гичными характеристиками. Как мы выяснили ранее, потери проводи­
мости для биполярного транзистора, входящего в состав, мoryr быть
вычислены так:
Р,,р
= u_sw · jL • D � U sw • iou, UOUI = 2,3 · 5,0 · � = 1,9 Вт,
30
uin
1,(
(9.50)
где lfsw - падение наnряжеН!'{Я на открытом ключевом элементе.
Считая величину индуктивности Ll много больше критической,
что эквивалентно нахождению схемы в режиме непрерывного тока
дросселя, мы незначительно занизили потери проводимости в ключе­
вом элементе по сравнению с реальными.
Анализируя формулу (9.50), мы можем прийти к выводу, что для
чопперного стабилизатора наиболее благоприятным является режим, в
котором входное и выходное напряжения значительно отличаются друг
от друга по величине. Достаточно вычислить потери на ютючевом эле­
менте по формуле (9.50) при величине входного напряжения 10 В, как
мы получим цифру 5,8 Вт, но все равно это - величина небольшая, и
· рассеивать такую мощность сможет небольшой радиатор.
Не забыл ли читатель о том, что помимо потерь проводимости в
импульсных схемах всегда бол1:>шой вклад вносят поrери переключе­
ния, а их мы пока не учли, поэтому рассчитаем величину потерь пере­
ключения и . оценим получившийся
результат.
.
Глава 9. Работаем с чоппером
220
Техническая документация на микросхему МАХ724 рекомендуеr
оценивать время переключения по формуле:
(9.51)
1f = 50 + 3,0 · i00"
где
11- время переключения, нс;
i0ш - ток нагрузки, А.
Подставив в формулу (9.51) исходные данные, мы получим время
переключения, равное 65 нс ..
Теперь вспомним, что ключевой транзистор в чопперной схеме
<<работает» в режиме тяжелого переключения, а это значит, что нам не­
обходимо учесть потери·, связанные с обратным восстановлением раз­
рлдноrо диода VD2. В качестве этого диода выбран диод Шоттки типа
МВ�1645, производимый фирмой <<lnte-rnational Rectifier)). Характери­
стики диода, которые потребуются нам для расчетов, приведены в
·табл. 9.6.
Таблица 9.6. Характеристики диода MBR1645
,,..
Норма
Единицы
измерения
Максимальный прямой ток
16
А
Падение напряжения в открытом состоянии
0,57
Максимальное обратное напряжение
45
в
в
Пиковый ток обратноrо восстановления
1,0
А
Время обратного восстановления
1,0
мкс
Тепловое сопротивление «кристалл-корпус»
1,5
Тепловое сопроrивление «корлус-рапиатор»
0,5
0
С/Вт
Тепловое сопротивление «кристалл-среда�
40,0
0
С/Вт
Максимальная рабочая температура кристалла
+-125
Параметр технической документации
0
С/Вт
ос
Применяя для расчета формулы (7.26) и (9.31), мы можем опреде­
лить средние потери переключения:
U;11 (i0u, ·/1 + 0,5Q")f =·
5
6
= 30 · (5)0 -65-10-9 + 0,5 · J О ) · 10 = 2,4 Вт.
�l'p �
(9.52)
Аналоrи�1н·ая мощность потерь переютк>чения для напряжения пи­
тания 10 В составит 0,8 Вт.
Глава 9. Работаем с чоппером
221
Таким образом, суммируя полученные по формулам (9.50) и (9.52)
результа ты, получим, что д;1я напряжения питания 30 В тепловые по те­
ри в микросхеме с табилиза тора составят 4,3 Вт, а для напряжения пи­
тания 10 В - 6,6 Вт.
Где еще теряе тся значительная мощнос ть? В разрядном диоде гак­
же имеются тепловые потери проводимости и обратного восстановле­
ния. Эги потери вычисляют�я на основе формулы (9.32) с учетом допу­
щений режима с непрерывным током дросселя. Величина потерь про­
водимос ти д;1я напряжения питания 30 В составит:
Р,.,. "'Ui ,(100
i:J
= 0, 57
-s,{1 - :О)= 2,4Вт.
(9.53)
Для напряжения питания 1 О В потери проводимости будут равны
1,9 Вт.
По тери обратного восстановления с учетом формул (9.31) и (9.34)
д;1я напряжения питания 30 В составят 3 Вт, для напряжения питания
10 В -·1 Вт. Суммарные потери в разрядном диоде при питании 30 В 5,4 В т, для напряжения 1 О В - 1,8 В т.
Теперь мы можем вычислить КПД данного чопперноrо стабилиза­
тора, просуммировав полученные потери. Конечно, мы не рассчитыва­
ли величину по терь на омическом сопротивлении дросселя, потери в
магнитопроводе и потери, связанные с токами Фуко. Не учтены токи
утечки конденсаторов, ток потребления цепей управления микросхе­
мы, обратные токи диодов. Вообще профессиональному разработчику
выполни ть эти расче ты нелишне, но поскольку их вклад невелик
(обычно он составляе т не более 5...10 %), то для первого знакомства с
такого рода расче тами этими потерями мы пренебрегаем. Итак, тепло­
вые потери в стабилиза торе при питании напряжением 30 В составят
9,7 Вт, при питании напряжением 10 В - 8,4 Вт. В среднем КПД дан­
ного стабилизатора будет 15%, причем он мало меняется при измене­
нии напряжения питания. Сравните эту цифру с полученной ранее д;1я
непрерывного стабилизатора и, как говорят, <tпочувс твуйте разницу)> .
. Теперь, зная величину потерь, мы можем взя ться за проектирова­
ние радиаторов для микросхемы и разрядного диода. Но отложим не­
надолго эти расчеты, а сейчас обратим внимание на LС-фильтр, пара­
метры ко торого приведены в типовой схеме включения. Критическая
величина индуктивности, рассчи танная по формуле (9.14), в данном
случае сос тавит:
L=
Uои�
(1 - Dmin. ) = --5 1 - - = 4 мкГн.
2 · i ·/
2 · 55· l 0 ( 30
5)
(9.54)
oul
Сопоставляя расче тную величину индуктивности и указанную на
схеме рис. 9.25, мы можем сказать, что она более чем на порядок пре-
222
Глава 9. Работаем с чоппером
вышает величину критической индуктивности. Это значит, что режим
непрерывности тока дросселя будет сохраняться при увеличении со­
противления нагрузки в 1 О раз.
Оценим коэффициент подавления пульсаций фильтром по форму­
ле (9 1
. 9):
q = 4n 2/ 2 Li C5 = 39,4 -10 10 · 50 ·10--6 · 470 · 10- 6 :::: 9300.
(9. 55)
Кроме этого, по условию (9. 2 0) оценим апериодичность передаточ­
ной функции фильтра:
--
2nf · С5 �out = 6,28- 470 ·10 6 ·105 � = 295 �> 1.
5
lщ
(9. 56)
0
Условие апериодичности соблюдается с большим запасом.
И, наконец, оценим величину максимальноrо тока дросселя imax
при питании напряжением 30 и 10 В по формуле (9.9). Для напряжения
30 ·в эта величина тока составит 5,52 А, а для напряжения 10 В 5 ,25 А.
На этом мы закончим с электрическими расчетами и перейдем к
конструированию, поскольку нам нужно решить две серьезные задачи:
во-первых, сконструировать дроссель, а во-вторых, рассчитать радиа­
торы. Начнем с дросселя и подробно разберем две его модификации на Ш-образном маrнитопроводе с зазором и на кольцевом магнитопроводе из МО-пермаллоя.
..
Зададимся величиной проницаемости µс, равной 140 относитель­
ных единиц, и по формуле (9.36) определим минимальный объем маr­
нитопровода, · считая допустимый перепад температур равным 40 °С:
V
"' = 4 (
2 3
· 50 -10--6 · (5,52 ) =
3
0 '66 смз.
140 -1'2 -10-з · 40
J
2,5 -10
(9. 5 7)
Из справочника выбираем стандартный магнитопровод Ш 5х 5 из
феррита 2500НМС1 с площадью окна S0, равной 52 мм 2 , площадью nо­
перечноrо сечения S- 25 мм2 , длиной средней линии f.cp- 43,1 мм, по
формуле (9.37):
V = 4 0,52 -О,25 з =
"'
(
013
,
)
1'О смз.
.(9. 5 8)
Второй маrнитопровод из МО-пермаллоя с эквивалентной прони­
цаемостью 140 будет изготовлен на основе двух колец с типоразмером
К13х7х5, склеенных друг с друrом кольцевыми поверхностями. Этот
магнитопровод имеет площадь окна S0, равную 38 мм2 , 11ло1цадъ попе-
Глава 9. Работаем с чоппером
223
речного сечения S - 30 мм 2 и длину средней линии Rcp - 31,4 мм. По
формуле (9.39) найдем его объем:
Vм = 5,01 -0,3-.J0,38 = 0,93 см 3 .
(9. 59)
. Для Ш-образноrо магнитопровода вычисляем величину немагнит­
ного зазора по формуле, полученной из (3.84):
Б = (:р = Зl, 4 = 0,22 мм.
140
(9. 59)
µr
Не стоит забывать, что полученное значение ·из (9 .60) необходимо
разделить пополам, так как немагнитная прокладка будет проложена
не только между поверхностями центрального керна магнитопровода,
но также и между боковыми кернами. С учетом этого rолщина про­
кладки составит 0,1...0,11 мм.
Определим число витков разрабатываемых дросселей по формуле
(9.40). Для дросселя на Ш-образном магнитопроводе число витков:
-6
· 43,1-10-3 =
-ti
2 3 витка.
4-1t·l 0-7 -140-25 -10
50 -10
W=
(9.61)
Для дросселя на МО-пермаллоевом кольце:
W=
-6
· 31,4-10-3
-6 = 17 витков.
7
-140-30-10
·1t·l04
50 -10
(9.62)
Теперь необходимо проверить спроектированные дроссели по ве­
личине магнитной индукции (9. 46). Для Ш-образного магнитопровода:
В 50 -10 -6 . 5,52
= О '48 Тл.
=
(9.63)
6
.
23 . 25 1оДля магнитопровода из МО-пермаллоя:
В 50 · 10-� · 5,52
= О'54 Тл.•
=
(9.64)
17.30.10-б
Анализируем. полученные цифры. Индукция, которую мы рассчи­
тали в выражении (9.64), допустима и уклрдывается в условия, задан­
ные выражением (9.47), что служит гарантией нормальной работы ин­
дуктивного элемента. А вот ИtJдукция из (9.63) превышает значение
индукции насыщения для феррита, поэтому нам необходимо выбрать
Ш-образный магнитопровод большего типономинала и повrорить рас­
чет. Этот путь читатели смогут повторить самостоятельно, а мы приве­
дем резульrаты расчета. Нами был выбран магнитопровод типа Ш7х7 с
объемом Vм - 3,9 см З, плоuiадью поперечного сечения S - 62 мм2 ,
площадью окна S0 114 мм2 ·и миной ср·едней.линии fcp - 6 2,9 мм.
_
_
-
1
224
Глава 9. Работаем с чоппером
Количество витков дросселя - 17, толщина прокладки лля немагнит­
ного зазора - 0,22 мм, индукция в магнитопроводе - 0,26 Тл.
Одним из важных конструктивных поверочных ра�четов индуктив­
ных элементов является проверка заполнения окна магнитопровода
обмоткой. Проще, говоря, необходимо убеди·rься, вьйдет ли ·обмотка в
окно, насколько она заполнит окно. Если окажется, что обмотка не
<<входит>>, придется еще раз повторить расчет, выбрав следующий по
величине типоразмер магнитопровода.
Сечение проводник?., как читатель уже знает, вы.бирается из усло­
вия допустимой плотности тока. Коэффициент заполнения окна маг­
нитопровода медью kr.m обмотки может быть вычислен из условия:
kurr = Sм < 0,5,
So
(9.65)
- где Sm - пло1цадь, занимаемая «медью» обмотки.
В случае Ш-образного магнитопровода при выборе плотности тока
3 А/мм 2 заполнение окна медью обмотки составит:
k = 17 · 1, 84 = О '27 ·
urr
114
(9.66)
Для МО -:пермаллоевоrо магнитопровода условие (9.65):
\
k = 17 -1, 84 = О ' 82.
urr
38
(9.6.7)
Проводник желательно составить из 20 жил провода типа ПЭВ-2,
ПЭТВ-2 диаметром 0,35 мм, скрученных электродрелью.
Почему мы не можем задать предельный коэффициент заполнения
более 0,5? Дело в том, что мы производим расчет из условия, что окно
заполняется «медью>> равномерно, проводник имеет квадратное' сече­
ние, толщина изоляции стремится к нулевой. В реальности проводник
имеет круглое сечение, толщиной изоляции пренебречь нельзя, а об­
мотка не мо�ет быть намотана ровно, без перекосов. Поэтому мы
должны оставлять некоторый запас по площади.
А теперь оценим полученные результаты (9.66) и (9.67). Обмотка по­
местится в окне Ш-образного магнитопровода, но.дроссель на торои­
дальном .кольце придется пересчитать. В результате мы будем наматы­
вать дроссель на двух сложенных кольцах из МО-пермаллоя МП-140
типоразмера К20х 12х6,5. Число витков дросселя составит 17, индукция
в магнитопроводе - 0,31 Тл, коэффициент заполнения окна �медью� 0,2 8 . Провод - IIЭTB-2 или ПЭВ-2, диаметр 0,35. Число жил - 20.
Вторая часть конструкторских расчетов - проектирование радиа­
торов лля микросхемы DAI и разрядного диода VD2. Первым делом
необходимо провериrь, нужны ли этим компонентам радиаторы и �1и
\'
Глава 9. Работаем с чоппером
225
можно обойтись без них. В этом нам помоrут данные по тепловому со­
противлению «кристалл-среда�, а также следующая формула:
½ := Т: +
(9.68)
Р,,.
Температура кристалла для микросхемы DAl при температуре ок­
ружающей среды +30 ас, тепловьщелении 6,6 Вт составит:
R,h _ja •
(9.69)
Тот же самый параметр для разрядного диода VD2 при максималь­
ном тепловыделении 5,4 Вт:
½ = 30 + 5,� · 40 = 24� С.
0
(9. 70)
Расчеты температуры кристалла показали, что проектировать ра­
диаторы придется и для микросхемы, и для диода. Мы уже знакомы с
методикой расчета охладителей, приведенной в главе 6. Теперь мы
применим полученные теоретические знания на практике, рассчитав
пластинчатые радиаторы. Поскольку расчет для микросхемы и диода
одинаков, мы проведем его только для микросхемы, а размеры охлади­
теля VD2 укажем в конце.
Расчет начинается с определения теплового сопротивления <<радиа­
тор-среда» по формуле (6.20) из условия нахождения температуры кри­
сталла в пределах +100 ас:
ЗО - 1,5 - 0,5 = 8,6 °С/Вт.
- = l �,6
(9. 71)
� = 30+ _l_ -8,6 -6,6 = 88 °С.
0,98
(9. 72)
R,h s;
.
Теперь задается высота мастины h, например 30 мм, и по графику
рис.6.9 определяется коэффициент неравномерности прогрева пласти­
ны g. В данном случае коэффициент g составит 0,98.
Далее определяе,:ся по формуле (6.22) температура радиатора:
Среднеарифметическая температура рассчитывается по формуле
(6.13):
�р
= 88 + 30 = 59 ос.
2
(9.73)
Теперь необходимо открыть книrу на странице, где приведены
табл. 6.4 и 6.5, для roi-o чтобы по величине среднеарифметической тем­
пературы найти коэффициент конвекционного rеплообмена Наш ра­
диатор будет ориентирован вертикально, поэтому, с ·учетом величинJ>I
-
226
Глава 9. Работаем с чоппером
коэффициента А2, найденного из табл. 6.5, коэффициент ak, расчет ко­
торого проводится по формуле (6.8), будет равен:
.
88- 30
а = 1 314 -- = 8 69 Вт/(м2 • С).
*
'
О ' 03
'
(9. 74)
В знаменателе подкоренного выражения формулы ( 6.8) необходи­
мо подставлять размер наименьшей стороны радиатора. Мы пока не
знаем, какая сторона будет больше" а какая - меньше, поэтому под­
ставляем известный размер.
Расчет коэффициента теплообмена излучением производят в не­
сколько этапо,в. Сначала по.формуле (6.18) определяется значение пе­
реходной функции:
4
4
3
273)
273)
(88
= 8,33 Вт/(м2 • С). (9.75 )
-( О +
+
/(7;,, �) = 5,67 .10-s
88-30
0
Затем по табл. 6 .6 выбираем характеристику поверхности радиато­
ра. Предполагаем, что пластина радиатора будет покрыта электрохими­
ческим способом или покрашена в черный цвет. Степень черноты та­
кой поверхности считаем равной 0,85.
Теперь по формуле (6 .16 ) можно вычислить коэффициент теплооб­
мена 'излучением, учитывая, что коэффициент облученности равен 1:
·
(9.76)
а А = 0,85 · 1,0 · 8,33 = 7,1 Вт/(м2 · С).
0
Площадь теппоотводящей поверхности Ss вычисляется по формуле
( 6 .23):
Ss =
6 ,6
(8,69 + 7,1) · (88 - 30)
= 7'6 -10-3 м2 .
(9.77)
Теперь можно найти ширину-пластины Ь:
ь = ss = 7, 6 . 1о-з = о 125 м.
2h
2-0,03
(9.78)
В заключение стоит оценить так называемый коэффициент габа­
ритных размеров радиатора:
k
Ь = 126 =
=
(9.79)
4 '2
гр
h 30
·
Коэффициент габаритных разме.ров характеризует эффективность
работы радиатора. Дело в том, что теплопроводность материала радиа­
тора конечна, а это значит, что при увеличении расстояния от источни­
ка тепла распространение энергии посредством кондукции ухуд1uается.
Радиатор становится неравномерно прогретым. Поэто�у при значении
Глава 9. Работаем с чоппером
227
R2
o--cJ-o
��
��
L1
•
Ll')
N
lf1
а.
о
о
< о
:s: о
.,.. о
�
o--cJ-o а.�
а.
о
.,_
.,..
�D1
1(]
С'11
о!
�,-.c3I'
+
С1
зз
Рис. 9.26. Печатная плата
Рис. 9.27. Сборочный рисунок
коэффициента габаритных раэмеров более пяти стоит переходить на
другие конструкuии радиаторов, например пластинчатые.
J{ля разрядного диода габаритные размеры радиатора составляют
30 х 100 мм, но поскольку оба радиатора обладают примерно равными
раJмерами, разумно их сделать �ообще одинаковыми, то есть радиатор
для диода будет немного избыточным. Толщина обоих пластин состав-
228
Глава 9. Работаем с чоппером
ляет 3.. .4 мм. При установке места контакта нужно зачистить мелкозер­
нистой шкуркой-«нулевой>>, нанести тонким слоем теплопроводящую
пасту КПТ-8. В результате наши радиаторы получились не слишком
удобными для конструирования, и по-хорошему их неплохо было пе­
ресчитать на ребристый тип. Но этот расчет мы привели для тоrо, что­
бы познакомить читателя с основами тепловых расчетов, показать их
важность и необходимость.
Печатная плата стабилизатора показана на ри�. 9.26, собрать его
поможет рис. 9.27. В конструкции применены полярные конденсаторы
типа К50-68, неполярные - К10-17б. Постоянные резисторы С2-ЗЗН, С2-23 из 5-процентноrо ряда. Подстроечный резистор СП5-16ВА или другой. На замену диода VD2 подойдут MBR745,
1N5825. Входные и выходные клеммы «под винт» - типа MKDS. В схе­
ме можно использовать микросхему DAI типа МАХ726, тогда она не
с· может отдавать в нагрузку более 2 А, и, кроме того, индуктивность
дросселя L1 должна быть увеличена вдвое. Если удастся купить микро­
схему МАХ727, то отпадет необходимость в делителе R2, RЗ и вывод
<<1» долже� быть подключен непосредственно к выходу фильтра.
Настраивают стабилизатор следующим образом. Подключают схему
к источнику постоянного J:iаnряжения величиной 30 В, а на выход под­
соединяют резистор типа ПЭВ, С5-35 сопротивлением 1 Ом и мощно­
стью не менее 30 Вт. После включения нужно резистором RЗ выставить
на выходе напряжение (5"0 ±0,1) В, потом снизить входное напряжение
до 1О В и проверить, что выходн9е напряжение находится в допуске.
Оставив схему включенной на 1 ... 2 часа, стоит проконтролировать тем­
пературу обоих радиаторов и убедиться, что наши расчеты тепловых ре­
жимов верны.
9.5.2. Чопперный ста($илиза�ор на микросхеме
К1156ЕУ5
Втqрой вариант малогабаритного чопперного стабилизатора с вы­
ходным током до 500 мА можно построить· на основе отечественной
микросхемы Kl 156ЕУ5, разработанной НТЦ <<СИТ>>, г. Брянск, на ос­
нове прототипа МС34063 фирмы «Motorola�. Выпускается микросхема
в двух исполнениях - классическом DIP-8 (маркируется буквой Р) и
поверхностно-монтируемом SOIC-8 (маркируется буквой Т). Посколь­
ку данные корпуса не предусматривают установку дополнительных ра­
диаторов, охлаждение происходит, главным образом, через токоведущие выводы. Впрочем, это - типичная ситуация для маломощных стабилизаторов. ·
Структурная схема KI 156ЕУ5 показана на рис. 9.28. Задающий ге­
нератор OSC формируе:r импульсную последовательнос:r� частотой до
229
Глава 9. Работаем с чоппером
100 кГц. Частота задается внешним конденсатором, подключаемым к
выводу <<3». Управляющие импульсы через триггер Т поступают на си­
ловой ключевой элемент SW на транзисторах VТl и VТ2. Источник
опорного напряжения REF формирует опорное напряжение 1,25 В, с
которым сравнивается напряжение, поступающее с выхода стабилиза­
тора. Функцию сравнения выполняет компаратор CLC Имеется также
схема защиты от токовой перегрузки. Входной сигнал перегрузки по
току поступает на вывод «7» микросхемы.
8
1
&
г-
s
�
IРК
т а-к::vт2
о
�
�
Ct
1
2
sw
з
osc
6
...
1,25В
�
-
U,n
�
4
REF
5
Рис. 9.28. Структурная схема микросхемы Kl 156ЕУ5
Принципиальная схема стабилизатора на базе этой микросхемы
приведена на рис. 9.29, печатная плата - на рис. 9.30, а сборочный ри­
сунок - на рис. 9.31.
R1 1
R21
DA1 - К1156ЕУ5
8
7
• .
С2
С1
1000мкr rо, 1мк
DA1
1
6
2
5
4
з
сз
470
l1
220мкГ
VD1
С4
470мк
•
I
+Uout
С5
о, 1мк
r
VD1-90SQ045
. Рис. 9.29. Принципиальная схема стабилизатора на основе К J 156ЕУ5
230
Глава 9. Работаем с чоппером
Рис. 9.30. ПечаП1ая плата
Рис. 9.31. Сборочный рисунок
В конструкции применены стандартные компоненты. Конденсато­
ры полярные типа К50-68, неполярные - К10-17б, резисторы С2-ЗЗН. Возможно также применять импортные аналоги. Дроссель LI
намотан на двух склеенных кольцах из МП-пермаллоя типоразмера
К13х7х5 с проницаемостью 140. Количествр витков - 36 . .Провод типа
ПЭВ-2, ПЭТВ-2 диаметром 0,2 мм; намотка осуществляется пучком из
пяти проводов.
Входное напряжение стабилизатора - 10...25 В, напряжение на на­
грузке поддерживается с нестабильностью не более 3 мВ при пульса­
ции не более 120 мВ. КПД стабилизатора - около 84%, ток потребле­
ния стабилизатора фиксируется на уровне 1,1 А при возникновении
короткого замыкания на выходе.
9.5.З. Чопперный стабилизатор
на микросхеме К1155ЕУ2
Третья конструкция чоnперноrо стабилиз<1тора, которая предлага­
ется читателю для сборки, построена на основе отечественной микро­
схемы К1155ЕУ2. Зарубежный аналог этой микросхемы - L296, вы­
пускаемый фирмой «STMicroelectronics», причем если читателю не уда­
стся приобрести отечественную микросхему, он может установить
импортный аналог даже без какой-либо доработки печатной платы. На
основе этой микросхемы можно построить stер-dоwп-стабилизатор с
выходным напряжением от 5,1 до 40 В при токе нагрузки до 4 А Вход­
ное напряжение микросхемы находится в пределах от 9 до 45 В, разме­
щена она в корпусе типа Multiwatt-15.
На первый взгляд, по параметрам этот стабилизатор мало отличает­
ся от описанного ранее МАХ724, а по схеме включения даже сложнее,
поскольку имеет 15 выводов против 5 у МАХ724. В чем же тогда пре­
имущество Kl 155ЕУ2? А преимущество - во множестве дополнитель­
ных функций, которые предоставляюrся пользователю. Во-первых,
имеется схема плавного пуска, предотвращающая скачок выходного
231
Глава 9. Работаем с чоппером
тока при включении. Во-вторых, схема .удаленного управления позво­
ляет дистанционно включать или отключать стабилизатор. В-третьих,
формируется сигнал «Reset», который можно использовать для сброса
микропроцессоров или микроконтроллеров. В-пятых, выводы -синхро­
низации задающего генератора предназначены для совместной работы
нескольких одинаковых микросхем.
На рис. 9.32 показана структура микросхемы Kl 155ЕУ2. Генератор
пилообразного напряжения STO (sawtooth oscillator) формирует лин·ей­
нонарастающее напряжение, которое подается через вывод <<7» (вывод
синхронизации) на компаратор CPWM, который формирует шцрот­
но-модулированный сигнал. Частота генерации задается· RС-цепью,
подключаемой к выводу «11�>. Сиг�ал токов.ой защиты формирует ком. паратор СОМР, который управляется напряжением шунта, который
· подключен к выводу <<3� (напряжение питания). Вывод «4�, подклю­
ченный к тому же компаратору, позволяет задавать внешним резисто­
ром порог токовой защиты.
3
4
1
15
св
11
sто
7
2
OS'
5,1В
REF
s
т а
5,18
1
R
10
12
RST
TSD
14
13
GND
а
6
5
Рис. 9.32. СтруК1)'рная схема микросхем� Kl 155ЕУ2
232
Глава 9. Работаем с чоппером
К выводу «5» 11одю1ючается конденсатор, формирующий траекто­
рию плавного пуска сгабилизатора. Также к схеме плавного пуска от­
носится компаратор RC (input reset comparator). Вывод << 10>> - вход
сигнала обратной связи, а к выводу «9� необходимо подключить
RС-цепь, формирующую устойчивую реrулировочную характеристику.
Сигнал внешнего управленJ:fЯ подается на вывод «6>>. Этот сигнал
может запретить работу микросхемы и снять напряжение с выхода ста­
билизатора. Схема СВ (crowbar) формирует напряжение для включения
внешнего устройства универсальной защиты от. перенапряжений.
Обычно вывод «l>> этой схемы соединяется с выводом обратной связи,
а вывод <<15>> - с управляющим электродом тиристора, который шун­
тирует выход стабилизатора, если выходное напряжение по каким-ли­
бо причинам превышает номинальное на 20%. Если схема СВ не ис­
пользуется, вывод <<l>> соединяют с общим проводом.
Температурную защиту от перегрева осуществляет внутренняя схе­
ма TSD (thermal shutdown). Порог срабатывания TSD установлен на
уровне 145 °С. Последнее дополнительное устройство - это суперви­
зор RST (reset), который предназначен для выдачи сигнала сброса на
микропроцессоры и микроконтроллеры. Супервизоры сегодня широко
применяются в цифровых устройствах, так как с помощью их очень
удобно запускать микропроцессоры только после того, как напряжение
на выходе питающего стабилизатора установится на номинальный уро­
вень. Встроенный супервизор имеет три контакта: вьiвод <<12>> с поро. rом срабатывания 5 В обычно соединяется с выходом стабилизатора; к
· выводу <<13; можно подключить конденсатор задержки выдачи сигнала;
вывод «14» формирует выходной сигнал сброса (в схемах блоков пита­
ния компьютеров типа IBM-PC этот сигнал еще называют <<pow�r
good»). Осталось только упомянугь выходной драйвер OS (output stage),
С2
VD1
+Uin" О,1мк 1,5КЕ47А
С1
220О мк
+
r
I
3
L1
св
ЗОО мкГ
О,1мк
1 10 12
"-...._--41_____.� +Uout
21-----1
С7
DA1
220м к
15
VD2
К1155ЕУ2
MBR16 45
7 11 6
сз
2200
R1
4 ,Зк
5
I·
С4
2,2мк
VS1
_________, BT151-500R
9
С6
R2
15к З90
I
I
С5
О,ОЗЗмк
Рис. 9.33. Принципиальная схема стабилизатора на К l l 55EY2
233
Глава 9. Работаем с чоппером
к выходу которого (вывод <•2>>) подключается точка соединения разряд­
ного диода и вход LС-фильтра.
Мы не будем задействовать все возможности, предоставленные
этой микросхемой, а построим обычный стабилизатор с выходным на­
пряжением 5, 1 В. Схема такого стабилизатора приведена на рис. 9.33.
Дополнительных комментариев она не требует, следует лишь обратить
внимание на элемент VS 1. Этот тиристор защищает питаемую схему от
.rn-
Uinffi
С1
+
28
Рис. 9.34. Печатная плата
Рис. 9.35. Сборочный рисунок
234
Глава 9. Работаем с чоппером
перенапряжений таким способом: при возникновении перенапряже­
ния на управляющий электрод поступает открывающий сигнал, в вы­
ходной цепи возникает режим короткого замыкания и включается схе­
ма оrраничения потребляемого тока.
Печатная плата, на которой можно собрать стабилизатор, приведе­
на на рис. 9.34, «сборка>> - на рис. 9.35. Дроссель Ll наматывается на
трех сложенных вместе кольцах из МО-пермаллоя типоразмера
К20х12х6,5 проницаемостью 140. Количе,ство витков - 33, провод ПЭВ-2 или ПЭТВ-2 диаметром: 0,35. Намотка осуществляется пучком
из 15 жил.
Радиатор, на который устанавливаются микросхема DAl и диод
VD2 - общий, размерами 125 х 30 мм, толщиной 5 мм. Здесь есть одна
небольшая хитрость, о которой стоит сказать. Дело в том, что динами­
ческие потери обоих элементов при изменении коэффициента запол­
нения остаются постоянными, а потери проводимости меняются: при
увеличении D они растут у микросхемы, но уменьшаются у диода, и на­
оборот. Поэтому общий радиатор позволяет сэкономить на габаритах
элементов охлаждения.
Требования к элементам - также стандартные. Тиристор VS 1 любой
из серий ВТ151, ВТ152, выпускаемых фирмой <<Philips». Этот
. .
элемент можно и не устанавливать, но тогда несколько снизится защищенность схемы, которая будет питаться этим стабилизатором.
Глава 10
С повышением
(} f-./i
r
повышающий стабилизатор положительного
напряжения с последовательным включением дросселя
и параллельным включением ключевого элемента.
Основы расчета. Практические конструкции
Купил я себе видеокамеру, но аккумулятора хватает минут на сорок, не боль­
те. Иметь в кармане пару-тройку фирменных 7-вольтовых - накладно, но есть у
wеня неплохой аккумулятор на три вольта. Габаритами побольше, конечно, чем
фирменный, но его можно и в сумку положить. Вот только как. из трех вольт сде­
лать шесть·?...
Из переписки
Хочу встроить в свою электрогитару качественный предусилитель, но его пи­
тание составляет 5 В" а я могу реальн_о подать на него 1,5 от одной пальчиковой
батарейки, больше места внутри корпуса нет. Собрал автоколебательный преоб­
разователь, но так как он работает на частоте 10 кГц, эта частота «пролеза­
ет» в звуковой тракт. Нельзя ли посоветовать какое-нибудь мшюгабаритное
практическое решение моей проблемы?
Из отзывов на первое издание
/!
Из предьшущей главы читатель узнал, что в схеме
step-down-cтaби,
'
лизатора невозможно принципиально получить выходное напряжение,
которое по величине будет выше входного. И тем не менее построить
повышающий стабилизатор возможно: для этого необходимо восполь­
зоваться схемой повышающего стабилизатора положительного напря­
жения с последовательным включением дросселя и параллельным ключе�ого элемента. Другое название данной схемы: бустерный стаби­
лизатор, или, если короче, ·«бустер».
1 О. 1. Устройство бустерной схемы
Вторая схема DC/DC конвертора, с которой мы будем знакомиться
подробно, это повышающий стабилиJатор (boost converter, step-up
converter). Встречается такой стабилизатор не менее часто, чем рас­
смотренный нами в предыдущей главе <<чопnер». Он находит лри�ене-
236
Глава 1D. С повышением
ние в приборах, где имеется только низковольтное питание, например,
1-2 гальванических элемента напряже�·1ием 1,5 В, но требуется иметь
повышенное стабильное напряжение 5 ... 15 В для питания узлов с ма­
лым токовым потреблением. Другая <<профессия>> бустерного преобра­
зователя - построение активных корректоров коэффициента мощно­
сти. Об этих устройствах мы поговорим в одной из следующих глав,
пока же разберем основные принципы работы <<бустера».
iout
Rн
Uout
Схема
управления
Рис. 10.1. Базовая схема бустерного стабилизатора
На рис. 1 О. J показана базовая схема бустерного преобразователя.
Входное напряжение lf;n через фильтрующий конденсатор С;п прикла­
дывается к последовательно включенному дросселю L и ключевому
транзистору VГ. К средней точке соединения этих элементов подклю­
чен диод VD, к другому выводу котороrо подключается выходной кон­
денсатор С0и, и шунтирующая его н�rрузка Rн - Ключевой транзистор VГ
работает в импульсном режиме с постоянной частотой преобразова. ния. Диод VD блокирует нагрузку и конденсатор фильтра С0и, о,: клю­
чевого элемента в нужные моменты времени.
Если ключевой транзистор открыт, схема находится в фазе накоп­
ления энерrии дросселя, ток от источника питания lf;n протекает через
дроссель L, запасая в нем энергию. Диод VD при этом блокирует на­
грузку и не позволяет конденсатору фильтра разряжаться через замк­
нуrый ключевой транзистор. Ток в нагрузке в этот nромежуrок вре­
мени поддерживается только за счет энергии, запасенной в конденса­
торе С0и,·
Когда ключевой транзистор закрыва_ется, схема переходит в фазу
передач� энерrии дросселя в наrрузку, ЭДС самоиндукции суммируется
с выходным напряжением и энергия, запасенная в дросселе, подзаря­
жает конденсатор C0u" При этом выходное напряжение Uou, может стать
больше ВХОДНОГО lf;n.
Следует запомнить, что, в отличие от чопnерной схемы, в <<бустере>>
дроссель L не является элементом Фю:�ьтра, а_ выходное напряжение
становится болыпе входного на величину, определяе�,f)'Ю величиной
индуктивности L и значением коэффициенrа заполнения, оnределяе-
237
Глава 10. С повышением
моrо как отношение времени открытого состояния ключевого элемен­
та к периоду коммуrации (duty cycle).
Разберем чуrь более подробно фазы работы бустерного преобразо­
вателя и сначала поговорим о фазе 1:1акопления энергии дросселя, в ко­
торой задействованы элементы согласно рис. 10.2, а.
iot.Л
iout
Cout
C1n
Транзистор
от ыт
а)
Транзистор
зак ыт
6)
Рис. 10.2. Фазы работы бустерного стабилизатора:
а) фаза накопления энергии дросселя; б) фаза передачи энергии дросселя в
В этой фазе транзистор VГ открыт и потенциал-правого (по схеме)
вывода дросселя L близок к потенциалу общего проводника схемы, ле­
вый вывод замкнуr на «плюс» питающего напряжения. Конденсатор
C0u, считаем имеющим некоторый заряд, поэтому диод VD «подперт»
напряжением U0u,, ток в нагрузке поддерживается только за счет энер­
гии, накопленной в выходном конденсаторе. Но в данном случае нас
больше интересуют процессы, происходящие в дросселе. А происходит
в нем линейное нарастание тока iL от нулевого значения по закону:
( 1 о. 1)
где t - продолжительность фазы накопления энергии.
Мы видим, что чем дольше длится фаза накопления, тем большую
велич1-:1ну тока можно получить к моменту ее окончания. Если же нала­
гается ограничение на длительность фазы накопления .(что в реальных
схемах чаще всего и бывает), то получить необходимую величину тока
можно за счет выбора соответствующего значения ИНдуктивности L
Чем меньшее значение индуктивности И1':fее r дроссель, тем легче ему
«набирать» ток. Этот простой, но очень важный вывод мы сделали ис­
ходя из того, что в полученном выражении индуктивность L стоит в
знаменателе.
Переход к фазе передачи энергии в нагрузку происходит при раз­
мыкании ключевого транзистора vr. В этой фазе левый (по схеме) вы­
вод дросселя L остается подключенным к «плюсу» источника питания.
238
Глава 1 О. С повышением
а вот правый - через открывшийся диод VD - приобретает потенциал
<<плюса>> выходного напряжения схемы.
Мы уже хорошо знаем, что основное свойство индуктивного эле­
мента - стремление к поддержанию величины и направления проте­
кающего через него тока. Поэтому при размыкании ключа направле­
ние разрядного тока индуктив11ого элемента совпадет по направлению
с зарядным током. Закон изменения тока дросселя в данной фазе запи­
сывается так:
( 10.2)
где Т- период коммутации.
Если переход между фазами происходит в некоторый момент
,, fи
(рис. 9.2), то, подставляя это значение в формулы (10.l) и (10.2), приравнивая их правые части, мы получим регулировочную характеристи­
ку бустерного преобразователя:
1
uout = uin ·--'
1-D
(10.3)
где D - коэффициент заполнения (duty cycle).
Анализируя формулу (10.3), легко заметить, что теоретически мож­
но увеличивать выходное напряжение преобразователя до бесконечно­
сти. Казалось бы, с помощью столь простых средств можно создать
повышающий стабилизатор, имеющий на входе 1,5 В, то есть величи­
ну напряжения одного гальванического элемента, и выдающий на на­
грузку I ,5 кВ! К сожалению, максимальный повышающий коэффици­
ент преобразования, даже при наличии очень хороших элементов схе­
мы, существенно ограничен. Его значение не превышает в типовых
практических схемах значение 3... 6. Почему так происходит, мы объ­
ясним далее.
Как и. в случае чоnnерного стабилизатора, индуктивный элемент
«бустера» также может работать в двух режимах - с неразрывным то­
ком и с разрывным током iL . На рис. 10.3 приведены диаграммы, отра­
жающие работу step-up конвертора. Режим неразрывных токов приве­
ден на рис. 10.3, а. Поскольку диод VD в фазе разряда дросселя не за­
крывается вплоть до момента ее окончания, напряжение «сток-исток>>
закрытого транзистора VТ в этой фазе равно выходному напряжению
U0иr Если режим тока дросселя разрывный (рис. 10.�, б), ток iL спадает
к нулю до окончания разрядной фазы, диод VD закрывается и напря­
жение <<сток-исток>> транзистора становится равным lf;,,. Если быть бо­
лее точным, то в момент полного разряда дросселя возникает колеба-
Глава 1 О. С повышением
Ud s
Uout
--------
-------tи
Uout
Uin
�
·;
1
imax
iout
Колебательный
процесс
-----
-----
t
т
L
imax
iin
iL
-----------
t
'
-,--------- -
imax
----tи
tn
:т
iL
Uds
239
i1n
--------
t
:т
iL
imax
-- --------- -
t
t
т
-----
��
t
т
а)
б)
Рис. 10.3. Характеристики бустерного стаблизатора: а) в режиме неразрывных
токов дросселя; б) в режиме разрывных токов дросселя
тельный процесс (он показан на рисунке), частоту которого можно оп­
ределить по формуле:
l
/о = --======
2n�L · (Сvт + CvD) '
(10.4)
где Сvт - емкость между стоком и истоком транзистора VГ;
CvD - барьерная емкость закрытого р-n-перехода диода VD.
В режиме непрерывных токов, когда ЛiL < 2�п , время открытого со­
стояния ключевого транзистора УТ определяется по формуле, являю­
щейся следствием ( l 0.3):
_ (
1
)
и OUI
uin •
fu -- -----
f
UOUI
(10.5)
Амплитуда тока дросселя ЛiL рассчитьiвается по формуле:
( 10.6)
240
Глава 10. С повышением
При расчете парамеwов «бустера>> важно знать максимальную ве­
личину rока imax дросселя L, и ее можно рассчитать по формуле:
lmax
I л·
.
= l;п + 2 IL,
(10. 7)
rде входной ток i;п равен:
(10.8)
Теперь приведем основные расчеrные соотношения для режима
разрывны·х токов, определяемого по условию ЛiL > 21�п · Время открыто­
rо состояния транзистора VГ в этом режиме определяется так:
и
1
.(
)
u.2
= 2 l.ou, . L Uои, - И;п .
f.
'
(10.9)
,п
Время спада до нулевого значения разрядного тока дросселя
(рис. 10.3, б):
..
.,
lul = fu
·(
lJout
UOUI - uin
)·
(1 О. 1 О)
Амплитуда тока дросселя:
(10.11)
Мы рассмотрели процессы, происходящие в идеализированном бус­
тере. Как бьшо сказано ранее, реальные схемы бустерных преобразова­
телей не позволяют значительно увеличивать напряжение на выходе
из-за наличия некоторых паразитных параметров, о которых стоит пого­
ворить немного подробнее. В схеме рис. 10.4 показаны основные пара­
зитные параметры: активное сопротивление обмотки индуктивного эле­
мента (rд, сопротивление ключевого элемента в открытом состоянии
(rvr), дифференциальное сопротивление диода в прямом направлении
· (rVD)- Для простоты будем считать, что сопротивления транзистора и
диода примерно равны, тогда общее сопротивление зарядной и разряд­
ной цепей преобразователя можно считать примерно одинаковым:
r = rL + Гvт = rL + г.,.0 .
(10.12)
Регулировочная характеристика преобразователя, ранее записан­
на� нами в виде (10.3), для схемы с паразитными параметрами будет
выглядеть так:
1 .
l
2
U = U. . -(10.13)
1-D
1 + - · (l - D)
OUI
,,,
-.,.....r__,)_______
flн
Глава 10. С повышением
VD
241
rvo
Rн
Рис. 10.4. Паразитные параметры в реальном бустерном преобразователе
Выражение (1О.13) справедливо для диапазона коэффициентов за­
полнения D в пределах от О до Dкр, называемого критическим коэффи­
циентом заполнения. Критический коэффициент заполнения опреде­
ляет границу применимости формулы (10.13); при ее превышении ре­
гулировочная характ�ристика стабилизатора приобретает падающий
характер. Это происходит потому, что падение напряжения на паразит­
ном сопротивлении r уже не может быть скомпенсировано нарастани­
ем тока в индуктивности.
Определить критический коэффициент заполнения можно по фор­
муле:
(10.14)
Графически семейство регулировочньrх характеристик показано на
рис. 10.5. Хорошо видно, что если необходимо получить достаточно
протяженный начальный участок, и, след9вательно, расширить диапаUout
U1n
5
4,5
r
. -=О
Rн
4
3,5
3
2,5
2
1,5
1
1
1
1 Dкр
1
9,5
-------------------0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,6
0,7
о.в 0,9
1
Рис. 10.5. Семейство реrулировочных харакrеристик реальных
бустерных преобразователей
242
Глава 10. С повышением
зон регулирования выходного напряжения, необходимо уменьшать па­
разитные активные сопротивления зарядной и разрядной цепей.
В практических схемах <<бустеров>> максимальный коэффициент запол­
нения выбирается не более 0,8...0,9, чтобы не <<Выйти» на падающий
участок регулировочной характеристики. Для этого в схему управления
стабилизатором вводится специальный оrраничитель.
10.2. Расчет параметров элементов бустерного
преобразователя
-Обычно, если бустерный преобразователь разрабатывается на ос­
нове готовой микросхемы, номиналы элементов можно просто взять из
типовой схемы включения, Но бывают случаи, когда разработка ведет­
ся <<С нуля», и тут не обойтись без расчетов.
Начнем с индуктивного элемента.. Что нам необходимо учесть при
его расчете? Во-первых, желательно обеспечить работу схемы в режиме
непрерывного тока дросселя, в противном случае возрастут пульсации
напряжения в нагрузке. С другой стороны, преобразователь должен
обеспечить передачу в нагрузку необходимой мощности, а это значит,
что индуктивный элемент в фазе накопления энергии должен «запа­
сать)> ее столько, сколько нужно на поддержание расчетных выходных
тока и напряжения. Казалось бы, стоит только выбрать величину ин­
дуктивности L сколь угодно малой, и мы, гарантированно повысив за­
рядный ток, обеспечим передачу необходимой мощности в нагрузку ...
Если это утверждение было справедливо, достаточным считалось бы
заменить дроссель простым отрезком провода. Но на самом деле, со­
гласно выражению (IQ.l), скорость нарастания тока в индуктивном
элементе определяется ничем иным, как его индукт1:1вностью! Следова­
те.пьно, при заданной частоте.коммутаuии, в какой-то момент вре�ени
величина тока imax может просто «выскочить» за предельно допустимую
величину тока ключевого транзистора, что, конечно, приведет к его
разрушению.
Очевидно, существует минимально возможная величина индуктив­
ности, при которой при любом действующем коэффициенте заполне­
ния будет сохраняться непрерывный ток дросселя. Значит, необходимо
так рассчитать индуктивность дросселя, чтобы обеспечить условие
ЛiL < 2i;п, которое нам уже встречалось. Подставляя в названное нера­
венство выражения (10.6), (10.8) и (10.3), мы можем получить формулу
для расчета минимально возможной величины индуктивности, при ко­
торQй сохраняется режим непрерывности тока:
U -D·(1-D)
Lmm. = ои,
.
2 · 1.оиt • /
2
(10.15)
Глава 10. С повышением
243
Если· рассчитать значения Lт;п во всем диапазоне во:iможных ко­
эффициентов заполнения (от О до 1), то окажется, •1то наибольшая
величина индуктивности получится при значении D, равном 0,5.
Следовательно, мы можем упростить формулу (10..15), приведя ее к
виду:
Lmin = 0,063 _иQUI
1out
(10.16)
•f
А теперь мы вернемся к выражению (10.1) и вспомним, что величи­
на индуктивности ограничена «снизу>> не только условием непрерыв­
ности тока, но также и величиной предельного тока ключевого транзи­
стора. Рассчитать ее можно по формуле:
Lmin -- о, 25 . uour
1vт_max • f
,·
(10.17)
где i vт_max - максимально возможный ток ключевого транзистора.
Как уже было сказано, по формуле (10.15) рассчитывается крити­
ческая, то есть минимально возможная, величина индуктивности.
Для обеспечения стабильности схемы полученную велиqину индук­
тивности рекомендуется увеличить в 7...1О раз по сравнению с вычис­
ленной. После этого необходимо произвести расчет по форму­
ле (10.17) и убедиться, что принятая велиqина индуктивности по
крайней ·мере на 15 ... 20 процентов больше рассчитанной по форму• ле (10.17), то есть обеспечивается токовый запас. Максимально до­
пускаемый ток силового ключа можно найти в технической докумен­
тации на конкретный элемент. Следует также помнить, что современ­
ные· профессиональные разработчики силовой техники предпочитают
применять готовые микросхемы и лишь в крайних случаях берутся за
ее ра;зработку на <<рассыпухе>>. Если в составе микросборки уже содер­
жится силовой транзистор, нужно найти в технической документации
относящийся к нему параметр <<Current limit» (максимально допусти­
мый ток).
Еще один важный элемент схемы, величину которого нужно нау­
читься рассчитывать, - это выходной конденсатор С0и,· Именно вы­
ходной конденсатор определяет величину выходных пульсаций бустер­
ного преобразователя.
В режиме непрерывного тока дросселя «добавка>> напряжения вы­
ходного конденсатора будет определяться величиной раэрядноrо тока в
' индуктивном элементе. Предполагая, что энергия магнитного поля,
накопленная в индуктивном �лементе, полностью �ереходит в энергию
элекrрическоrо поля коtщенсатора, а также учитывая, что изменение
244
Глава 1 О. С повышением
индуктивного тока ЛiL на порядок меныuе входного тока i;п (10.7), вели­
чина конденсатора вычисляется таким образом:
С
.
1
1ош
ои, > f · ЛU '
(] 0.18)
оиl
где Л И0и, - размах пульсаuии выходного напряжения стабилизатора
Выбирать выходной конденсатор необходимо и по величине ESR
(последовательного активного сопротивления). РекомеJ-Шуется придер­
живаться следующего соотношения:
ESR < ли�,.
ЛiL .
Чем чревато для работы преобразователя (кстати, не только бустер­
ного) наличие ESR? Это - полезный или вредный параметр? Одно­
значно можно сказать - вредный, и вот почему. На любом активном
сопротивлении выделяется мощность в виде тепла, которое рассеива­
ется в окружающем пространстве. Не исключение и ESR коJ-Шенсато­
ров, через которые в работающей схеме протекают зарядные и разряд­
ные токи. Вследствие этого конденсатор разогревается, причем темпе­
ратура внутри корпуса может превысить допустимое значение.
Особенно опасен разогрев электролитических конденсатороR, когда за­
кипевший внутри электролит разрывает оболочку элемента со звуком
пистолетного выстрела.
Опасность повреждения конд�нсаторов вследствие наличия ESR
·можно снизить, включив на выходе преобразователя не один, а не­
сколько параллельных элементов. К слову, в типовых схемах преоб­
разователей, построенных на основе готовых микросхем, часто встре­
чается параллельное соединение двух-трех конденсаторов с одинако­
вым номиналом. Причина тому - не отсутствие у составителей
технической документации необходимого элемента, а именно стрем­
ление снизить ESR, повысить надежность схемы, облегчить ее тепло­
вой ' режим. Пренебреr�ть этой рекомендацией не стоит, но и неоп­
равданно увеличивать число параллельных элементов - тоже плохо.
В этом случае может увеличиться паразитная ИJ-Шуктивность монта­
жа, а также, что немаловажно для профессионала, вырастут габариты
и стоимость.
В настоящее время в качестве выходных КОJ-Шенсаторов бустерных
пре образова·rелей используются три типа: алюминиевые, танталовые и
с диэлектриком на основе органического полупроводника. Алюминие1:Jые конденсаторы всем хорошо знакомы - они имеют· низкую стои­
мость, широко распространены, однако ESR у них, по сравнению с
двумя остальными· типами, самое высокое. Более того, алюминиевые
конденсаторы имеют низкое отношение.емкости к объему, что rовориr
Глава 10. С повышением
245
об их <<rабаритности)!). Танталовые конденсаторы и конденсаторы с ор­
ганическим диэлектриком более компактны, имеют низкое ESR, высо­
кую температурную стабильность, ч:то позволяет использовать их лля
изготовления плат с поверхностным монтажом, работающих в жестких
эксплуатаuионных условиях. Однако эти конденсаторы имеют более
высокую стоимость.
В качестве диода VD, если позволяет величина максимального об­
ратного напряжения, лучше использовать диоды с барьером Шоттки.
Эти диоды, как мы знаем, обладают небольшим падением напряжения
в прямом направлении, высоким быстродействием и тем самым повы­
шают общий КПД преобразователя. Разработчику необходимо выбрать
диод, подходЯший по величине прямого тока, обратного напряжения и
конструктивному исполнению корпуса. В последнее время появились
также микросхемы управления синхронными <<бустерами», в которых
диод VD _зашунтирован р-канальным транзистором MOSFET. Эта
мера, как мы знаем, улучшает КПД преобразователя, заставляет его ра­
ботать более эффективно.
Расчет тепловых потерь диода в «бустере» производится по формуле:
(10.20)
где
(4 - прямое падение напряжения на диоде.
Динамическими потерями при расчете бустерной схемы обычно
пренебрегают, так как их вклад .в данном случае невелик.
Выбор ключевого транзистора VТ, в качестве которого рекоменду­
ется применять MOSFET с n-каналом, осуществляется по величине
максимального тока индуктивного элеме'"та, рассчитанного по форму- ле (10.7). После этого нужно оценить тепловой режим транзистора,
воспользовавшись следующей формулой:
(10.21)
Первое слагаемое этой формулы представляет собой статические
потери на сопротивлении <<сток-исток» открытого транзистора, а вто­
рое - динамические потери при его переключении.· При расчете по
формуле (10.21) нужно подставлять максимальный коэффициент за­
полнения D, который обеспечивается схемой преобразователя.
О конструктивном расчете индуктивных элементов мы говорили в
предыдущей главе, поэтому здесь повторяться не будем. Поскольку ин­
дуктивные элементы в «бустере>>, как и в чопперной схеме, работают в
условиях однонолярных токов, с высоким подмагничиванием, поэтому
необходимо о�еспечить снижение величины остаточной индукции с
246
Глава 10. С повышением
с
помощью немагнитного зазора. Вычисление тепловых потерь в дроссе­
ле <<бустера>> проводят по формуле:
Р. =
�'D )'-RL + Р""',
(10.22)
где RL - активное сопротивление обмотки дросселя;
P,orrг - обобщенные потери на гистерезис и токи Фуко в магнито­
проводе.
'
Для построения «бустеров>> профессиональные разработчики часто
пользуются. стержневыми магнитопроводами (сердечниками) из фер­
рита, так как они могут работать на высокой частоте, позволяют легко
намотать обмотку, достаточно стабильны по характеристикам. Сущест­
венный недостаток стержневого магнитопровода - излучение электрр­
магнитноrо поля через торцы стержня. Эффективно бороться с излуче­
нием позволяет размещение преобразователя в металлическом экране,
которь1й часто является еще и корпусом преобразовате.пя. Можно так­
же пользоваться готовыми дросселями из серии ДМ (зарубежный ана­
лог ЕС24).
10.3. От теории - к практике
Несколько несложных практических конструкций, предлагаемых в
этом разделе для повторения, позволят читателю <<живьем>> познакомиться с бустерным преобразователем, оценить его работу, поэкспери­
ментировать, а также взять <<На вооружение» некоторые распростра­
ненные типы микросхем управления.
10.З.1. Бустерный стабилизатор на микросхеме
КР1446ПН1Е
Очень простой «бустер>> с минимальным количеством дополни­
тельных элементов можно построить на отечественной микросхеме
КР1446ПН1Е, производимой ОАО «Ангстрем>>. Средняя стоимость
этой микросхемы составляет $1,9, выпускается она в 8-выводном пла­
стмассовом корпусе типа DIP-8, не имеет специальных пластин для
крепления теплоотвода. Преобразователь, построенный на этой мик­
росхеме, будет работоспособен в диапазоне входных напряжений
0,9 ... 5,0 В при токе нагрузки до 100 мА. Выходное напряжение nреоб­
разователя выбирается из двух значений: либо 3,3 В, либо 5,0 В. Кроме
того, в составе микросхемы имеется детектор пониженного входного
напряжения, который срабатывает при напряжении пигания 1,25 В и
менее. КПД преобразователя, согласно справочным данным, составит
не менее 80%, рабочая частота - около 100 кГц.
247
Глава 10. С повышением
Основные узлы и элементы микросхемы показаны на рис. 10.6. VТl
типа MOSFET - это ключевой транзистор, который «принимает на
себя» основную токовую нагрузку. Транзистор VГ2 - измеритель тока.
Сигнал токовой перегрузки снимается с сопротивления Rg и подается
на вход компаратора С 1, который в случае возникновения перегрузки
запрещает работу управляющего драйвера DRV. Узел С2 представляет
собой усилитель сигнала обратной связи, сигнал с его выхода подается
на управляющий драйвер, который, изменяя ширину управляющих
импульсов, стабилизирует выходное напряжение. Компаратор СЗ от­
носится к детектор.у пониженного входного напряжения и управляет
ключевым транзистором VГЗ. Сток этого транзистора - открытый, по­
этому к нему подключается нагрузка в виде резистора. Транзистор нач­
нет пропускать ток, если напряжение на входе детектора (вывод «5»)
снизится менее 1,25 В. Опорное напряжение 1,25 В, которое использу­
ется для работы компараторов и усилителя Cl, С2, СЗ, ·задается узлом
REF. Принудительно запретить работу стабилизатора можно, подав
низкий уровень напряжения на вывод <<l>> микросхемы (shutdown).
В отключенном режиме потребление стабилизатора ничтож�о - всего
20 мкА. Собственно, вот и все основные узлы этой микросхемы.
LX 8
1
'SRON
Драйвер
управления
2
Зi5
DRV
VТ2
REF З
I
4
во
OUT 6
REF
/
5
LBI
GND 7
Рис. 10.6. Основные уJЛы микросхемы КР1446ПН IE
248
Глава 10. С повышением
Принципиальная схема стабилизатора с применением КР1446ПН 1 Е
приведена на рис. 1 О. 7. Конденсаторы С l и С2, подключенные к выво­
ду «5>> DA 1, фильтруют напряжени� питания, а также блокируют пере­
менную сос.тавляющую входного тока, образующуюся при коммуrации
силового транзистора. Конденсатор СЗ стабилизирует опорное напря­
жение, конденсаторы С4-С6 являются выходными. Резистор R1 обра­
зует нагрузку выхода детектора пониженного напряжения.
С1
+
220мк
s.зв I
С2
О, 1мк
r----41---...
Um
L1 22мкГ
I ------------ ·в
5 DA1
1
Вt<Л/ОТl<Л�
VD1
Uout
6
2
4
I I I Г
R1 5, 1к
1--......--1 ''
з
сз · 7
Iо.22мк
1
2
1------�
DA1 КР1446ПН1Е
VD 1 1 N5817
Детектор
напряжения
,--.u-
...L.
11'1
Рис. 10.7. Принuипиальная·схема преобразователя
на основе КР1446ПН lE
В конструкции использованы неполя:рные конденсаторы типа
К10-17б, полярные - тип� К50-68 или импортные серий EBR, �XR,
ESX фирмы <<Hitano». Диод VDI должен обязательно быть с барьером
Шоттки с величиной падения прямого напряжения 0,5 ...0,8 В, в про­
тивном случае, при применении обычных диодов, следует ожидать
снижения КПД преобразователя ·и увеличения минимально возм�жно­
го напряжения запуска. Вместо указанного на схеме диода можно при­
менить без корректировки печатной платы аналогичные по характери­
�тикам диоды lN5818, 1N5819, 1N582l, IN5822. Дроссель LI должен
иметь минимально возможное активное сопротивление обмотки, до­
пускать прохождение тока до 1,2 А без насыщения магнитопровода.
В технической документации рекомендуется наматывать дроссель на
стержневом магнитопроводе. Читателям можно рекомендовать гото­
вые дроссели типа В82464А4223К или B82477G4223M, выпускаемые
фирмой <<Epcos>>. Эти дроссели намотаны на маrнитопровqде типа
«гантель)>,· предназначены для поверхностного монтажа, но их легко
можно использовать и для обычного монтажа, удлинив выводы. Ко­
нечно, можно рассчитать дроссель самостоятельно, чем мы сейчас и
займемся.
Глава 10. С повышением
249
Определить максимальный коэффициент заполнения D МО.)11..НО,
воспользовавшись формулой (1 0.3), подставив в нее величину входного
напряжения 0,9 В и выходного - 5 В. Итак, максимальный коэффици­
ент заполнения мы получаем не более 0 , 82.
Воспользуемся теперь формулами (10.3), (10.6), ( 10.7) и (10. 8) для
определения максимальной амплитуды тока дросселя. Очевидно, что
ее-можно рассчитать по формуле:
.
1max
. --+-·---и 1 и (1 - D)=
U.
=I
OUI
,п
2
' 0,9
2
0111
L. f
= О l 5,0 + _!_. 5,0 · (1- 0 ,82) · ?,82 = О 9 А.
оиt
22 · 10-6 · 1 О'
( 10. 2 3)
'
В качестве магнитопровода, как уже было ранее сказано, мы выбе­
рем стержень круглого сечения из феррита 2000НМ типа С4,2х17.'Рас­
считать его эквивалентную проницаемость можно по следующей фор­
муле:
.
µ=
с
где
(f./d)
2
ln(f./d)- 0,818 '
(1 0 . 24 )
f - длина стержня, мм;
d - диаметр стержня, мм.
Для указанного стержня проницаемость µс составит 29 относитель­
ных ед_иниц. Теперь по формуле (9.36) рассчитываем минимальный
объем магнитопровода дросселя:
V"' = 4
, -10 3 • 22 ·1 о-6 • (1,2 )2
)= О '1 2 смЗ.
3
· 29 .1,2 . J 0 - • 40
(2 5
Реальный объем магнитопровода составит 0 ,23 см3 , что позволяет
сделать вывод о правильности выбора указанного типоразмера.
В расчете количества витков нам поможет формула (9.42). Соглас­
но ·этой формуле, нам необходимо. намотать 27 витков провода
ПЭТВ-2 диаметром 0,5 мм. Для устранения скин-эффекта это сечение
можно набрать из 4-5 жил меньшего диаметра, предварительно свив
их в пучок.
Осталось оценить величину пульсаций выходного напряжения Л U0щ
по формуле (1 0.1 8). При выходном напряжении 5 В пульсация составит
1-!е более 0 , 0 l В или 0,2 %. Реально, конечно, пульсация окажется не­
много больше из-за наличия временной нестабильности, паразитных
монтажных параметров и неидеальности используемых элементов.
Печатная плата преобразователя приведена на рис. 10. 8 , правильно
собрать его поможет рис .. 1 0.9. Настройка «бустера» 1аключается в уста­
»овке перемычки (джампера) между контактами J и 3 (выходное на-
Глава 1 О. С повышением
250
,
Детектор напряжения U in
38
+ -
Uin
Рис. 10.9. Сборочный рисунок
Рис. 10.8. Печатная плата
пряжение 5 В) или. между контактами 1 и 2 (выходное наqряжение
3,3 В). После этого можно нагрузить преобразователь на сопротивле­
ние 50... 60 Ом мощностью 1 Вт и, изменяя входное напряжение в до­
пустимых пределах, убедиться в стабильности выходного напряжения.
10.З.2. Бустерный стабилизатор на микросхеме
К1156ЕУ5
Мы уже использовали эту микросхему в предыдущей главе мя по­
строения <<Чоппера», поэтому не будем повторять рассказ о ее внутрен­
нем устройстве, а сразу перейдем к схеме ее включения в режиме· бус­
терного преобразователя (рис. 10.10). Добавим, что прямым импорт­
ным аналогом этой микросхемы является МС34063, выпускаемая
<<STMicroelectronics».
.
!
L2
170мкГ
Rб
180
R1...R51
8
DA1
К1156ЕУ5
t--1
7
2
б
з
----сз
5
+Uin----
С1
100мк
I I
С2
0,1мк
1
VD1·
CS
1N5822 С4
ЗЗОмк О,1,..к
+
�
4
1500
I
L2
10мкГ
'---8--.. Uout
С6
1оомк
r
е----1,, �R..:.:7_4
__
7_1< ________,
'----i
Рис. 10.10. Принципиальная схема преобразователя на основе Kl 156EY5
Частота преобразования определяется номиналом конденсатора СЗ
и в данном случае. она составляет прибдизительно 15 ...20 кГц. Входное·
Глава 1 О. С повышением
251
напряжение преобразователя может находиться в диапазоне 8...16 В,
выходное остается постоянным и равным 28 В при максимальном токе
нагрузки 175 мА. Поскольку стабилизатор работает в режиме прерыви­
стых токов дросселя Ll, максимальные пульсации на выходе составля­
ют 300 мВ. Чтобы снизить это значение в 10 раз, на выходе включен до. полнительный LС-фильтр L2, С6. КПД стабилизатора составляет 89 %.
Печатная плата преобразователя показана на рис. l 0.11, собрать его
поможет рис. 10.12. Дроссель Ll наматывается на одном кольце типо­
размера К20.х120х6,5 из МО-пермаллоя МП-140. Количество витков 42, провод диаметром 0,5 мм. Дроссель L2 - типа ЕС24 или отечест­
венный ДМ. Резисторы R7 и R8 желательно установить из ряда с до­
пуском 1%. Если такие резисторы приобрести не удастся, можно вое. пользоваться подстроечным резистором сопротивлением 3,3 кОм, ус­
тановив его на место R8. Т�гда точку соединения R7 и R8 необходимо
подключить к контакту движка.
r�
с
'"'oc---=a--J
(")
N
78
Рис. 10.11. Печатная плата
Рис. 10.12. Сборочный рисунок
10.3.З. Синхронный «бустер>>
на �икросхеме МАХ1703
Одной из новых разработок фирмы «Maxim-Dallas» является мик­
росхема МАХl 703, на основе которой можно построить бустерный
преобразователь с пqвышенным КПД за счет применения р-каналъно­
rо синхронного транзистора, 1uунтирующеrо диод. Характеристики
этого преобразqвателя будут след}1ощие: КПД состав11т. 95% при вход-
252
Глава 10. С повышением
ном напряжении от-О, 7 до 5,5 В и выходном токе до 1,6 А, потребление
в режиме «отключено>> (shutdown) - не более 300 мкВт, частота преоб­
разования - 300 кГц в режиме асинхронной работы и от 200 до
400 кГц в синхронизируемом режиме. Поскольку изначалън9 микро­
схема разрабатывалась для использования в портативной аппаратуре
типа сотовых телефонов, ноутбуков, преобразователь на ее основе хо­
рошо согласуется с никель-кадмиевыми (NiCd) и никель-металлогид­
ридными (N iMH) аккумуляторами. Рекомендуемые режимы приведе­
ны в табл. 10.1.
Таблица 10.1. Режимы работы микросхемы МАХ1703
Тип
аккумулятора
Входное
напряжение,В
Выходное
напряжение,В
Выходной ток,
мА
1 NiCD/NiMH
1,2
3,3
600
2,4
3,3
1400
2,4
5,0
950
3,6
5,0
1600
2 NiCD/NiMH
3 NiCD/NiMH
.
Блок-схема соединения основных узлов микросхемы показана на
рис. 10.13. Транзисторы Vfl и VГ2 являются силовыми элементами
схемы, причем р-канальный транзистор VТI - синхронный, а n-ка­
нальный транзистор Vfl - коммутирующий дроссель. Транзистор Vf 1
имеет сопротивление в открытом состоянии 140 мОм, транзистор
VГ2 - 75 мОм. Оба транзистора допускают максимальный постоянный
ток 2 А.
Имеются также маломощные транзисторы VГ3 и VГ4 с каналом
n-типа, которые включены по схеме с открытыми стоками. Транзи­
стор VГЗ своим затвором подключен к супервизору питания СОМР,
вход которого (вывод <<3» микросхемы) может быть использован для
контроля напряжения батареи питания или выходного напряжения.
Этот вход имеет приблизительно !-процентный гистерезис и порог
срабатыван·ия 1,25 В.
Транзистор VГ4 подключается -к операционному усилителю GB
(gain Ыосk), инвертируюu1ий вход которого (вывод «6» микросхемы)
можно подключить к выходу преобразователя. Если в схему вве�ти до­
полнительный выходной р-канальный MOSF�T, с помошью GB воз­
можно защитить питаемый прибор от перенапряжений. Как и в преды­
дущем случае, изменение напряжения управления ·rранзистором VГ4
происходит при ] ,25 В.
253
Глава 1 О. С повышением
оuт 4
suo
EN
Q
13.15
СОNТ
POUT
D
14
REF
16
00
1
REF
5
GNO
9
CLК/SEL
2
FB
POKIN
AIN
з
6
osc
ON
1,25
RDY
В REF
PFM/PWМ
.
OUT
EN
osc
LXP
LXN
10.12
PGND
MODE
FB
8
РОК
7
REF
qVТ4
REF
АО
Рис. 10.13. Основные узлы микросхемы МАХ1703
Опорное напряжение в микросхеме формирует встроенный
управляемый источник опорного сигнала REF (reference). Выход ис­
точника выведен наружу (вывод «1» микросхемы). Между этим выво­
дом и «общим» (вывод «5» микросхемы) рекомендуется включить
фильтрующий неполярный (керамический) конденсатор емкостью
порядка 0,22 мкФ.
Выбор величины выходного напряжения осуществляется с помо­
щью сигнала, подаваемого на устройство DM (вывод �2>> микросхемы).
Чтобы на выходе преобразователя получить напряжение 5 В, необходи­
мо. подключить этот вывод к «общему>> схемы, при необходимости
иметь регулируемое от 2,5 до 5,5 В напряжение, этот вывод подключа­
ется к средней точке резистивного делителя, включенного между «об­
щим» схемы и выходом преобразователя
Микросхема может работать в двух режимах - широтно-импульс­
ном (PWM) и частотно-импульсном (PFM). Щиротно-импульсная мо­
дуляuия используется в номинальном режиме работы, а частотно-им­
пульсная включается в низкотоковом режи�е, когда величина выход­
ного тока снижается менее 10% от номинала. Микросхему можно
принудительно перевести в режим PFM, если подать на вывод «9>> низ­
кий (нулевой) уровень напряжения. В режиме PWM этот вывод соеди­
няется с выходом преобразователя. Если необходимо синхронизиро­
вать задающий генератор МАХ 1703 с внешним задаюu1им генератором,
на вывод �9>> подается сигнал от этого генератора, и устройство OSC
(oscillator) входит в режим синхронизации.
'
254
Глава 10. С повышением
Стабили:Jация выходного· напряжения осуществляется с помощью
устройства UL (undervoltage locko11t), имеющего вход <t4)1), на кот<>рый
поступает выходное напряжение через интегрирующую RС-цепь.
Первичный старт в облегченном режиме осуществляется с помо­
щью стартового генератора SUO (start-up oscillator), который управляет
интеллектуальным драйвером CONT выходных транзисторов.
Если потребуется отключить преобразователь, это можно будет
сделать, задав высокий уровень напряжения на выводе <<16>>-микросхе­
мы. Низкий уровень сигнала на этом выводе включает преобразова­
тель.
Принципиальная схема экспериментального преобразователя на
основе МАХ1703 показана на рис. 10.14.
Uin -------�
С1
100мiI
З POKIN
б AIN
r
С2
о,1мк
1rо.
сз
22м к
I II
С5
Сб
С7
220мк 220мк О, 1мк
С4
о,22м к
r
Рис. 10.14. Принципиальная схема преобразователя на основе МАХ1703
....
\()
Масштаб 2:1
Рис. 10.15. Печатная плата
Глава 10. С повышением
255
Uout
U1n.....,+--o
Общий
Масштаб 2:1
Рис. 10.16_. Сборочный рисунок
В наши планы не входило задействование устройств СОМР и GB,
поэтому в схеме выводы <<3>> и �6>> микросхемы соединены с <<общим», а
выводы << 7>> и <<8� оставлены свободнь1ми.·
В конструкции применены SМD-компоненты. Дроссель Ll должен
допускать протекание тока не менее 3,2 А. Можно изготовить его само-·
стоятельно, взяв за основу цилиндрический сердечник с диаметром 2,8
и длиной 24 мм из феррита 2000НМ 1 (или аналогичного). Количество
витков - 16, провод ПЭТВ-2 диаметром 0,6 мм.
,.
'Глава 11
Ниже нуля
. Инвертирующий стабилизатор отрицательного
напряжения с последовательным включением
ключевого элемента и параллельным включением
дросселя. Основы расчета. Практические конструкции
Есть ли какие-нибудь способы получения двуполярного напряжения из однопо­
лярного? Все дело в том" что имеющийся у меня трансформатор имеет только
одну обмотку, а корпус, в котором он размещается, выбрасывать жалко - уж
очень он удобный...
Из переписки
Заинтересовался инвертирующей схемой, провел некоторые расчеть, и даже
запланировал попробовать самостоятельно ее изготовить, но, к сожалению, в
книге не нашл.ось практической !(Онструкции. Нельзя ли в следующих изданиях при­
вести практические рекомендации и список инвертирующих микросхем?
Из отзывов на первое издание
Даже начинающие радиолюбители знают, что большинство опера­
нионных усилителей требует двуполярноrо питающего напряжения.
Можно, конечно, задать <<Среднюю точку» резистивным делителем и
эксплуатировать ОУ на однополярном питании, однако это не всегда
удобно.· Кроме того, бывают случаи, когда в наличии имеется только
однополярное питание" и из-за каких-нибудь 20... 30 мА, потребляемых
от источJ,Jика минус 15 В, приходится разрабатывать нестандартный се­
тевой трансформатор. В подобных ситуациях выручает импульсная ин­
вертирующая схема стабилизатора. Она имеет сходство и с чопперной,
и с бустерной схемамм, но работает иначе.
11 . 1 . Устройство инвертирующей схемы
Третий распространенный вид ОС/ОС-конвертора без гальваниче­
ской развязки между вх·одом и выходом носит название инвертирующей
схемы (buc�-boost converter). Как мы уже сказали, ее целесообразно ис­
пользовать тогда, когда требуется получить выходное напряжение, ко­
торое будет отрицательным по отношению к входному. А в комбина-
Глава 11. Ниже нуля
257
uии с чопперным или бустерным стабилизатором может получиться
источник двуполярного напряжения. Поскольку инвертирующая схема
гораздо менее распространена по сравнению со схемами, описанными
в двух предыдущих главах, мы не будем рассматривать ее подробно, но
в npouecce изложения теории постараемся nрИдерживаться знакомых
нам обозначений физических величин - токов, напряжений и т. д.
На рис. 11.1 показана базовая схема инвертирующего стабилизатора.
ivo
VD
Cout •
iout
Rн
Сх ема
управления
Рмс. 11.1. Базовая схема инвертирующего стабилизатора
Входное напряжение lf;n фильтруется конденсатором С;� и прикла­
дывается к последовательно включенным ключевому транзистору VГ и
накопительному дросселю L. Но, как наверняка читатель уже успел за­
метить, в отличие от бустерной схемы, здесь дроссель .и конденсатор
поменяны местами - в этом и заключается «изюминка)) данного пре­
образователя. К средней точке соединения элементов подключен бло­
кировочный диод VD, но опять .же, по сравнению с «бустером», в об­
ратном направлении. На выходе преобразователя имеется фильтрую­
щий конденсатор С0и,, которым шунтируется нагрузка Rн . Обратите
внимание: выходной конденсатор подключен к <<общему)) схемы не ми­
нусовым, а плюсовым выводом.
Схема buck-boost конвертора может находиться в двух фазах рабо­
ты: накопления энерrии дросселя и передачи энерrии в наrрузку. В этом
обстоятельстве ее сходство с <<бустером>>, однако протекают фазы рабо­
ты не�колъко иначе, чем в бустерной схеме, что отражается на регули­
ровочной характеристике. Забегая вперед, скажем, что выходное на­
пряжение инвертирующего преобразователя, если учитывать только
его абсолютную величину, может быть как больше, та1< и меньше вход­
ного напряжения.
Фаза накопления энергии дросселя условно показана на рис. 11.2, а.
В этой фазе верхний (по схеме) вывод дросселя L скоммугирован к
«плюсу» питающего напряжения транзистором VГ, поэтому ток дроссе­
ля нарастает по закону:
•t
uin'r. == ---L.
(11.1)
Глава 11. Ниже нуля
258
vт
I
..
L
Cout
. Cout
IL
iout
Транзистор
Транзистор
отк ыт
зак ыт
б)
а)
Рис. 11.2. Работа инвертирующего стабилизатора: ·
а) фаза накопления энергии дросселя; б) фаза передачи энергии дросселя
в нагрузку
Сравните это условие с условием (10.1), и вы не заметите никакой
· разницы. Но как только мы обратимся к фазе передачи энергии дрос­
селя в нагрузку (рис. 11.2, 6), то заметим отличия от формулы (10.2), а
именно:
(11.2)
·. Выходное напряжение уже не складывается с входным, а знак <<Ми­
нус>>, появившийся в формуле, означает инверсию выходного напряже:..
ния Uou, по сравнению с входным lf;n. Теперь мы можем паrrучить реrули­
ровочную характеристику преобразователя, приравняв выражения (11.1)
и (11.2), а также вспомнив о наличии коэффициента заполнения д
D
uout = -Uln --.
1-D
(11.3)
При D < 0,-5 инвертирующая схема работает с понижением напря­
жения, при D > 0,5 - с повышением. Если режим работы инвертирую­
щей схемы поддерживать на уровне D = 0,5, то выходное напряжение
по величине будет равно входному.
Инвертирующий преобразователь также необходимо рассматри­
вать � точки зрения разрывности тока накопительного дросселя. В ре- .
жиме неразрывных токов величина изменения тока дросселя может
быть вычислена по формуле:
ЛiL _!_ _!_ uin · Uou,
= . .
(11.4)
f L uin +
Максимальная величина тока дросселя в этом режиме:
UOUI
.
lmax
. 1 .
= lL + 2 ЛlL.
(11.5)
Глава 11. Ниже НУ.ЛЯ
�•
-
Uin
Uout
iL
UL
.
tи
r
-
259
tn
-
т
tn_
t
l n1
r
--------
Uout
iL
imax
imax
t
t
т
imax
-------
ivD
imax
iout
-------
iout
iL
t
т
. а)
б)
Рис. 11.З. Характеристики инвертирующего стабилизатора: а) в режиме
неразрывных токов дросселя; б) в режиме разрывных токов :1росселя
Протяженность импульса fи открытого состояния транзистора VГ:
t
и
=
_!_.
f
UOUI
uin
+
(11.6)
UOUI
В режиме разрывных токов максимальная величина тока· дросселя:
imax = .l. U. · D.
L
f
(11. 7)
U/
Протяженность импульса fи:
UOUI
. tи = 2 · lou,
. ·L·/.
2 •
uin
( 11.8)
Протяженность времени tn 1 передачи накопленной энергии в на­
грузку:
tnl = tи и0/41 + uin •
UQUI
( l J .9)
260
Глава 11. Ниже нуля
Следует заметить, что по окончании времени tn 1 передачи накоп­
ленной энергии в нагрузку, напряжение на нагрузке поддерживается
только за счет заряда конденсатора С0щ,
Определить границу разрывного и неразрывного режимов можно
по условию:
(11.10)
Важным этапом расчета преобразователя этого типа является рас­
чет минимально возможной величины индуктивности L для сохране­
ния режима неразрывных токов:
.
Lmin. >- -
UOUI
•
2 · 1out · f
.
U;�
2•
(11.11)
- U;п)
Минимально возможная величина выходного конденсатора С0и1 ис­
ходя из условия сохранения допустимой величины пульсаций выход­
ного напряжения
л U0щ в ре�име непрерывных токов дросселя:
'
С
out
>
-
(Uout
jour. D
(11.12)
· ЛU .
Остальные рекомендации в отношении в'Ыбора конструктивных
параметров основных элементов схемы были приведены нами в преды­
дущих главах, поэтому повторяться здесь не будем, а перейдем к прак­
тическим конструкциям.
f
OUI
11.2. От теории - к практике
Традиционный уже практический раздел посвящается двум не­
сложным конструкциям инвертирующих преобразователей. Первый
преобразо�атель может быть построен на микросхеме МАХ735 произ­
водства фирмы <<Maxim-Dallas», а второй - на микросхеме МС34063
фирмы <<Motorola>>:
11.2.1. Инвертирующий стабилизатор
на микросхеме МАХ735
Достаточно удачный и несложный для повторения инвертирующий
DС/DС-стабилизатор можно собрать на основе микросхемы МАХ735
или ее аналога МАХ755. Стабилизатор работает в диапазоне напряже­
ний 4,0 ... 6,2 В, преобразует это напряжение в выходное отрицательной
полярности величиной 5 В и током до 200 мА. Частота преобразования
составляет 160 кГц, КПД - не менее 78%, имеются встроенные функ­
ниональные устройства <<мягкого" старта>>, детектора входного напряже­
ния и схемы ограничения выходного тока.
Глава 11. Ниже нуля
261
На рис. 11.4 показаны основные узлы микросхемы. МАХ735. Узел
BIG (blas generator) представляет собой схему переключения в режим
низкого энергопотребления. Внешним управляющим входом этого
узла является вывод «1)) микросхемы. При подаче на этот вход напря­
жения со входа микросхема функционирует в нормальном режиме, при
замыкании на <<общий» - переходим в режиме shнtdown.
8 V+
BIG
5
Vout
Ед
4
се
2
Vref
1Ш
BG
1,23В
osc
7
LX
60кГц
з
ss
vтз
Рис ..11.4. Основные узлы микросхемы МАХ735
Источник опорного напряжения .1,23 В BG (bandgap) имеет внеш­
ний вывод «2». Сигнал обратной связи с нагрузки подается на усили­
тель ошибки рассогласования ЕА (error amplifier). Точка входа усилите­
ля ошибки имеет вывод <<4>), к которому подключается конденсатор
формирования устойчивой регулировочной характеристики. Пилооб­
разное линейнонарастающее напряжение генерируется узлом RG
(ramp generator). Это· напряжение, проходя через узел компенсации
крутизны SLC (slope compensation), сравнивается с сигналом обратной
связи. Генератор импульсов 160 кГц OSC управляет триггером Т, выход
которого подключен к драйверу затворов токоизмерительного Vfl и
силового VГ2 транзисторов. В стоковой цепи Vfl имеется шунт Rg,
сигнал с которого поступает на схему ОСС (overcurrent comparator)
фиксации токовой перегрузки.
Чтобы обеспечить бесперегрузочный стартовый режим .микросхе­
мы, предусмотрен узел «мягкого» старта, имеющий вывод �з» (soft
st�rt). К этому выводу можно подключить внешний конденсатор емко-
262
Глава 11. Ниже нуля
стью 0 .. .1200 пФ, что позволяет задавать время «мягкого старта)) в пре­
делах от О до 70 мс. При возникновении перегрузки микросхема будет
переходить в режим «мягкого старта» с помощью транзистора VГЗ и
схемы SSCLAМP. Кроме этого, в составе микросхемы имеется встро­
енный детектор пониженного входного напряжения UVLO, снимаю­
щий управление с затворов VГl и VT2 при снижении напряжения пи­
тания ниже величины 3,7 В.
Принципиальная схема экспериментального стабилизатора на базе
этой микросхемы показана на рис. 11.5. Входное напряжение U;n вели­
чиной 4,0 ... 6,5 В через фильтрующие конденсаторы С l и С2 поступает
на вход микросхемы. С выхода микросхемы отрицательное напряже­
ние U0щ фильтруется конденсаторами С5 и С6.
,
1
.
+U1n
С1
О,1м
кI
• С2
47мк
I
2
сз
r1ом,<
R2 �
ЗООк
3
4
Од1 МАХ735
'Sят.:1
V+
8
Vref
LX
7
ss
GND
се
Vout
Б
L1
10мкГ
VD1
1N5817
-Uout
5
cs
100мк
J:
СБ
1мк
rо,
Рис. 11.5. Принципиальная схема стабилизатора на базе МАХ735
Печатная плата стабилизатора показана на рис. 1 1.6, собрать его
можно по рис. 11.7.
В конструкции применены элементы со стандартными допусками.
Дроссель LI - аксиального типа LGA410, ЕС24 или ДМ с допустимым
током не менее 500 мА. Диод Шоттки VDl - любой из ряда 1N5818,
1N5819, IN5821, IN5822. Конденсаторы полярные - KS0-35, KS0-68;
35
Oбщ.+ Uin -Uin Общ.
\()
N
Рис. 11.6. Печатная плата
Рис. 11.7. Сборочный рисунок
263
Глава 11. Ниже нуля
неполярные - типа KI0-176. Эксплуатировать данный стабилизаrор
рекомендуется при токах нагрузки не более 100 мА.
11.2.2. Инвертирующий стабилизатор
на микросхеме МСЗ4063
Уже знакомая читателю микросхема МС34063, аналогом которой
является отечественная KJ 156ЕУ5, может быть включена по инверти·­
ру�щей. схеме. Принципиальная схема преобразователя приведена на
рис. 11.8.
R1-R51 Ом
ОА1 МСЗ4063
8
1
swc
DRC
L1
7
SWE
lpk.
6 Vcc
+Uin--------------i
rо,1мк
R6
' 5 CII
8,2к
2
те .._з__
С2
С1
100мкI
90мкГ
GND
-,1,,
1--4,..__.__
4
сз
VD1
1N5817
1500
1------.,___._...,_....,__.,_,. -U t
R7910
.
ou
С4
1 000мкJ:
С5
rо, 1мк
Рис. 11.8. Принципиальная схема стабилизатора на базе МСЗ4063
••
1=
�
о
N
'
.
ое
�
с
t'I
'1
�
'
1)
��
.
Рис. 11.9. Печатная плаrа
Общ.
----------------
........-общ.
Рис. 11.10. Сборочный рис�Н<?К
264
Глава 1 ·1. Ниже нуля
.
.
._ Эта схема позволяет преобразовывать.входное напряжение величиной 4,5...6,0 В в выходное отрицательное напряжение 12 В с током до
100 мА. КПД преобразователя - не менее 58 %. Собрать его можно на
плате рис. 11.9 по сборочному рис. 11.1О.
Требования к элементам стандартные. Дроссель Ll наматывается
на одном кольце из МО-пермаллоя марки МП-140 типоразмера
· К20х12х6,5. Число витков - 30, провод ПЭТВ-2 диаметром 0,5 мм.
Глава 12
Корректируем мощность
Импульсные корректоры коэффициента мощности.
Основные расчетные соотношения. практические
конструкции
... В руки попала интересная схема блока питания с входной коррекцией коэф­
фициента мощности. В принципе, коррекцию можно исключить и схему упро­
стить. Но, тем не менее, за рубежом все чаще корректоры стремятся вводить.
К чему такое усложнение?
Из переписки
. .'.Прочитал материал о корректорах коэффициента мощности, проникся их
важностью и перспективами. Видимо, через некоторое время все устройства, под­
ключаемые к. промышленной сети, будут оснащаться корректорами.
Из отзt,1вов на первое издt;rние
Проблема наиболее полного использования электроэнергии была
актуальной во все времена, но сегодня она встала еще более остро, так
как почти все современные электронные приборы оснащаются им­
пульсными источниками электропитания, которые представля1от со­
бой не слишк<?м удачную нагрузку д;1я питающей сети. М�ждународ­
ный стандарт МЭК IEC 1000-3-2,. введенный в действие в 1995 году,
ставит производителей электронной техники, питаемой от сети пере­
менного тока, в очень жесткие условия. Согласно этому стандарту, ко. эффициент мощности работающей аппаратуры должен приближаться
к единице для всех потребителей мощностью более 300 Вт. Невыполне­
ние требования влечет за собой не только отсутствие конкурентоспо­
собности, но в ряде случаев и невозможность вообще продавать свою
продукцию на мировом рынке. В этой главе мы познакомимся с техни­
ческими идеями, которые позволяют улучшить показатели потребле­
ния электрической энергии от сети.
'
12. 1. Что такое коэффициент мощности
,
· Не все читатели, взявшие ·в рухи эту книгу, знают, что такое коэф­
·фициент мощности, как он определяется, на что оказывает влияние и
почему его нужно в ряде случаев корректировать. Поэтому нелиu1не
266
Глава 12. Корректируем мощность
будет вначале познакоми rься с физи­
ческим смыслом этого важного пара­
L
метра силовых устройств.·
Рассмотрим простейшую элек­
R
трическую цепь, состоящую из актив­
ного сопротивления R и индуктивно­
сти L, подключенную к сети перемен­
Рис. 12.1. Активно-реактивная
ного тока, как показано на рис. 12.1.
цепь, включенная в сеть
С помощью приборов РА, PV и PW,
переменного тока
включенных в цепь, мы будем изме4
рять соответственно ток в цепи iн, напряжение Uн и активную мощность Р, выделяющуюся в цепи.
Произ�едение тока и напряжения, измеренных прибор�ми РА и· PV
по отдельности, называется полной мощностью (5), потребляемой на­
щей электрической uепью и измеряемой в вольт-амперах (ВА):
(12.1)
В то �е время, как было сказано выше, по прибору PW мы непо­
средственно измеряем акmвную мощность (Р) в uепи, единицей изме­
рения которой, как известно, служит :ватт (Вт). В чем отличие полной
и активной мощности друг от друга? Давно известно, что любой реак­
тивный элемеl-fГ, будь то катушка индуктивности или конденсатор,
<<двигают» фазу тока относительно фазы напря�ения, то есть макси­
мум тока в активно-реактивной цели не совпадает с максимумом на­
пряжения, подводимого к ней. Поэтому полная мощность, подведен­
ная к такой цепи, не равна активной мощности, выд�ляющейся на ее
активных элементах. Отношение ж.е мощностей PF, определяемое из
формулы:
р
PF =-,
s·
(12.2)
называется коэффициентом мощности (power factor) uепи. Очевидно,
что коэффициент мощности не может быть больше 1. Для чисто актив­
ной нагрузки, когда максимум напряжения совпадает с максимумом
тока, коэффициент мощности равен единице, во всех остальных случа­
ях PF меньше единицы. Чем плохи нагрузки с низким PF! Тем, что ре­
активную мощность не удается использовать для соверше;ния полезной
работы, но тем не менее она потребляется от ист-очника, что заставляет
увеличивать его полную отдаваемую мощность, выбирать более мощ­
ное оборудование. Имеется еще ряд неnрJ:Uiтных особенностей, о кото. рых мы поговорим чуть позже.
Если к активно-реактивной uепи приложено напряжение-синусои­
дальной формы, в ней во:зникает синусоидальный ток. В таком случае
_Глава 12. Корректируем мощность
267
активную мощность, выделяющуюся в цепи, можно определить по
формуле:
P=Uн ·iн ·COSq>,
где
()2.3)
q> -' угол сдвига между фазами напряжения и тока в нагрузке.
С учетом формул (12.1) и (12.2) для синусоидальных токов и напря­
жений коэффициент мо1цности определяется так:
PF = cos�.
(12.4)
Полученное выражение определяет так называемь1й �косинус фи»
активно-реактивной цепи, который является частным случаем коэф­
фициента мощности. <<Косинус фи» обычно приводят для асинхронных
электродвигателей, подразумевая, что они будут работать только с си­
нусоидальными токами и напряжениями. Для большинства же других
устройств силовой электроники определять <�косинус фи>> неправиль­
но, а значит, нужно обращаться к общему определению (12.2) и огова­
ривать коэффициент мощности.
Теперь выясним, как обстоит дело с величиной коэффициента
МОЩНОСТИ у ИМПУЛЬСНЫХ ИСТОЧНИ-
питания, в схемах которых на
входе предусмотрен диодный вы­
VD
прямитель и емкостной сглаживаю­
Rн Uout
Cout
щий фильтр.- Для простоты рас­
смотрим однополупериодную схему
выпрямления (рис. 12.2). В устано­
Рис. 12.2. Однополупериодная
вившемся режиме (рис. 12.3), коrда
схема выпрямления
входное напряжение l.f;,, падает
ниже величины U0и,, до которой заряжается конденсатор C0ur, нагрузка
может питаться только зарядом, накопленным в емкости C0ur, а ток iVD в
это время отсутствует.
Если входное напряжение превышает величину, до которой заря­
жен конденсатор C0u,, происходит его заряд, и в это время течет заряд­
ный ток ivn, потребляемый от сети.
Из рис. 12.3, а хорошо видно, что форма тока, потребляемого из
сети, носит характер коротких импульсов. Естественно, выпрямитель
начинает потреблять из сети не только первую гармонику тока, но и
кратные ей гармоники (рис. 12.4 ), что приводит к возникновению до­
полнительных помех, «заrря.зняеТ>> сеть. Более того, коэффициент
мощности диодного выпрямителя обычно не превышает значения
0,5... 0, 7, и даже если принять специальные меры в ниде включения
LС-фильтра, все равно можно в лучшем случае добиться значения око­
ло 0,85. Поэтому необходимо введение специального устройства, назыКОВ
'
268
Глава 12. Корректируем мощность
а)
t
Uo u
б)
t
Рис. 12.3. Формы токов и напряжений в однополупериодной схеме:
а) форма входноrо напряжения и тока, потребляемоrо от сети;
б) форма напряжения на выходе
А1
1
з
f
5
7
9
11
13
15
17
19
Рис. 12.4. Гармонический состав тока, потребляемого от сети
однополупериодным выпрямителем
ваемоrо корректором коэффициента_ мощности (power factor corrector),
который позволит приблизить форму потребляемого тока к той, кото­
рая наблюдается при включении в сеть чисто активной н�rрузки.
Проблемы с повышением коэффициента мощности, как правило,
не возникают у радиолюбителей, поскольку любительские конструк­
ции не сертифицируются государственными органами. Однако, если у
радиолюбителя возникнет желание изготовить экономичный, не соз­
дающий помехи электронный балласт д;1я люминесцентной лампы, о
чем мы подробно поговорим в последующих главах, ему просто необ­
ходимо будет изготовить устройство, «ответственное>> за качество по­
требляемой из сети э�ерrии. В первую же очередь знакомство с метода­
ми повьпнения ·· коэффициента мощности будет полезно профессио­
нальному разработчику силовой техники, поскольку проблема качества
Глава 12. Корректируем мощность
269
потребляемой.энергии может встать перед отечественными производителями электронной техники весьма скоро.
Итак, стандарт IEC l 000-3-2 регламентирует уровень гармониче­
ских составляющих, выдаваемых в однофазную питающую сеть с на­
пряжением 220 ... 240 В или трехфазную питающую сеть с напряжени­
ем 380".415 В, ·частотой 50 и 60 Гц, током до 16 А. Согласно этому
стандарту, все приборы, которые мoryr подключаться к сети пере­
менного тока, разделены на четыре группы: А, В, С, D. К группе А
относят оборудование, питаемое от трехфазной сети и домашние
�лектроприборьr. Группа В включает электроинструмент и бытовое
сварочное оборудование. Группу С составляет осветительное обору­
дование. Наконец, группа D включает оборудование мощностью до
600 Вт с характеристикой потребления тока, присущей бестрансфор­
маторным импульсным преобразователям. К таким потребителям от­
носятся компьютеры, мониторы, телевизоры. Нормы потребления
гармоник тока, приходящиеся на ватт мощности устройства, приво­
дятся в табл. 12.1
Таблица 12.1. Нормы потребления гармоник тока
для аппаратуры класса D
Номер гармоники, n
3
1
Максимальный ток
гармоники на ватт мощности,
мА/Вт
3,4
5
1 ,9
7
1,0
9
0,5
11
0,35
13... 39
3,85/n
Следует также отметить, что нормы гармонического потребления
для приборов с потребляемой мощностью более 600 Вт и потребляе­
мым током более 16 А устанавливает международный стандарт
IEC 61000-3-4.
В связи с наличием жестких норм по коэффициенту мощности ост­
ро встает вопрос в отношении его корректировки. Конечно, пассивные
корректоры, основанные на компенсации фаз особым включением ем­
костных и индуктивных элементов, известны инженерам давно. Эти
пассивные схемы широко применяются в изделиях с ярко выраженной
индуктивной составля1ощей - балластах люм.инесцентных ламп, элек-
270
Глава 12. Корректируем мощность
трических двигателях. Они описаны в литературе, выполняются из ма­
лого количества элементов. К недостаткам пассивных корректоров
следует отнести их зависимость от п�раметров нагрузки.
Пассивные корректоры не имеют отношения к теме данной книги,
поэтому их описание и методика расчета не приводится. Интерес для
нас представляют импульсные устройства, с помощью которых можно,
во-первых, повысить коэффициент мощности и, во-вторых, подцержи­
вать его на этом уровне независимо от параметров нагрузки. Выпуск
данных устройств сегодня осваивает все большее.количество зарубеж­
ных фирм, они стремительно завоевывают рынок электронной продук­
ции. Появляются активные корректоры и на отечественном рынке.
12.2. Как работает корректор коэффициента
мощности
Исследования, проведенные инженерами, показали, что, в прин­
ципе, для построения !Корректора коэффиuиента мощности могуr быть
использованы рассмотренные нами схемы DС/DС-преобразователей
типа buck, boost, buck-boost. Однако наибольшее распространение по­
лучила схема активного корректора на основе преобразователя типа
buck, так как только он обеспечивает непрерывность тока в цепи пита­
ния преобразователя (входной цепи).
Рассмотрим блок-схему простейшего типовqго корректора коэф­
фициента мощности, приведенную на рис. 12.5. В этой схеме, помимо
выполнения функции коррекции PF, дополнительно осуществляется
L
iin
VD1-VD4
VD5
iout
Вход
(сеть)
УК
2208 50Гц
Uvт
Uiin
Uin
УН
. днн
Uout
двн
дт
Рис. 12.5. Типовая блок-схема активного корректора коэффициента
мощности на основе преобразователя Ьооst-типа
Глава 12. Корректируем-мощность
271
стабилизация выходного напряжения. Входное напряжение перемен­
НОJ;'О тока 220 В 50 Гц подается на обычный диодный мост VDI ... VD4,
но далее, после выпрямления, в классическом случае должен быть
фильтрующий конденсатор, а здесь он заменяется бустерной схемой,
состоящей из дросселя L, блокирующего диода· VD5, ключевого тран­
зистора VГ, выходного конденсатора C0u1 и схемы управления корре�­
тором. Однако схема управления корректором в данном случае работа­
ет несколько иначе, чем обычная бустерн� схема стабилизатора. Вход­
ное _напряжение корректора U;,,, выпрямленное диодным мостом,
представляет собой однополярные половинки синусоиды (линия 1 на
рис. 12.6). Это напряжение- контролируется датчиком входного напря­
жения (дВН). Когда транзистор VГ переводится схемой управления в
проводящее состояние, ток в индуктивности L начинает линейно наu
u,;
u
·�
1 1
1 .• ,
1 1
1 1
1 1
1 1
- - - ,-.. - -Vi
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1 .
1 Uvт
1
1
1
1
1
1
1
1
.... t
Рис. 12.6. Графики, отражающие процессы, происх<)дящие в активном
коррекrоре коэффициента мощности
272
Глава 12. Корректируем мощность
растать. Величина входного тока i;п фиксируется датчиком тока (ДТ) и
преобразуется в напряжение Uum пропорциональное величине rока i;п
(линия 2 на рис., 12.6). Величина индуктивности L выбирается такой,
чтобы нарастание (и спад) тока. в ней происходило значительно ·быст­
рее нарастания (и спада) входного напряжения. Когда величина напря­
жения, снимаемая с датчика тока ДТ, сравнивается с величиной напря­
жения, вырабатываемо·й датчиком входного напряжения ДВН, управ­
ляющий каскад (УК) схемы управления закрывает транзистор УГ и
происходит спад тока в первичной цепи до нулевого значения. Отме­
тим, что в этот момент ток протекает через диод VD5 и конденсатор
Cout· Момент падения тока в первичной uепи до нуля служит сигналом
для управляющего ·каскада на открытие транзистора VГ, и процесс по­
вторяется.
Из рис. 12.6 видно, что огибающая (линия 3) мгновенных значений
тока первичной цепи (i;nJ, i;п2, i;пз) повторяет по форме входное напря­
жение [f;n, а среднее значение (линия 4) тока icp(in) становится очень по­
хожим на форму тока в активной нагрузке. Таким· образом-, фактически
потребляемый ток носит характер посто�нно следующих коротких импульсов переменной амплитуды.
Мы рассматривали работу активного корректора в режиме преры­
вистого тока дросселя. Отметим, что данный корректор может работать
также в режиме непрерывного тока дросселя, тогда вид сигналов будет
таким, как показано на рис. 12.7. В паузах между отключениями тран­
зистора УГ ток в индуктивности L не успевает упасть до нулевого зна­
чения·, а значит, его среднее значение icp(inJ окажется ближе к синусои­
дальному, чем в режиме разрывных токов.
Описанный несложный метод коррекции коэффициента мощности
имеет и некоторые 1-lедостатки. Если входное напряжение [f;n будет ме­
няться, что на практике и происходит в силу нестабильности сетевого
напряжения, изменится средний ток через нагрузку (в силу измене­
ния мгновенных значений импульсов тока i;п i, i;п;, i;пз), а значит, изме­
нится· выходное напряжение U0u" Изменение. сопротивления нагрузки
Zн _также будет менять выходное напряжение, так как спад индуктивно­
го тока в элементе L будет происходить медленнее или быстрее. �Пла­
вающее» напряжение на выходе корректора потребует от разработчика
дополнительных мер по стабилизации напряжения в нагрузке коррек­
тора. Поскольку обычно к активным корректорам подключаются им­
пульсные преобразователи напряж.ения, .придется вводить в них стаби­
лизирующие обратные связи, что, конечно усложнит схему. Поэтому
все современн�1е активные корректоры снабжаются дополнительными
узлами стабилизации. напряжения нагрузки.
Изображенный на схеме рис. 12. 5 датчик �апряжения нагрузки
(ДНИ) вместе с усилителем ошибки (УО) являются системой, отслежи­
вающей выходное напряжение корректора. С выхода да1Чика снимает,
Глава 12. Корректируем мощность
273
U, i
iin5
icp(in)
...___._.__...____.,__.,____.____._____.;..__.__________ t
Рис. 12. 7. Работа активного корректора коэффициента мощности
в условиях непрерывности тока дросселя
ся напряжение, пропорuиональное напряжению нагрузки U0и1 . Умно­
житель напряжений (УН) перемножает сигналы U;,, и U0и1 с необходи­
мым коэффициентом nропорциональноети� · Полученный выходной
сигнал с УН управляет транзистором VГ. Таким образом, в данноц схе­
ме в�зможно <<Сдвигать» порог переключения транзистора VГ, поддерживая постоянное напряжение на нагрузке.
Теперь нам понятно, что в структуре современноr9 блока питания
появляется еще один достаточно сложный узел, что, конечно, не спо­
собству� уменьшению габаритов источника питания. Поэтому, в це­
лях сокращения конструктивных размерqв, на рынке элементной базы
появились совмещенные микросхемы, в которых одна часть управляет
корректором, а вторая - импульсным источником. К таким микросхе­
мам относятся ML4819, ML4824, выпускаемые фирмой <<Fairchild�, и
их отечественный аналог КIОЗЗЕУ6.
Настало время получить основные расчетные соотношения, кото­
рые позволят пытливому читателю самостоятельно рассчитать коррек. тор, выполненный практически на любой специализированной микро­
схеме. Еще раз вспомним, что корректор коэффициента мощности
представляет собой бустерный преобразователь, который мож.ет рабо­
тать в режиме, пограничном с режимом разрывных токов. Следова­
тельно, для ПИК()Воrо значения тока дросселя мы можем записать:
и,,,
. = -�----"-'---(UOUI - )(1 - D).
1;,,
L·f
(12.5)
В обычной бустерной схеме преобразователя частота преобразова­
ния/ остается постоянной. Корректор работает в режиме автоrенера­
ции с изменяющейся частотой и скважностью управляющих сигналов.
Поэтому в качестве опорной частоты мы вынуждены принять среднюю
частоту, которая указывается как рекомендуемая для расчетов. Значе­
ние этой частоты можно найти в технической документации на кон­
кретную микросхему.
274
Глава 12. Корректируем мощность
Учитывая, что
Uiп = 1-D
UOUI
(12.6)
'
выражение (12.5) может бь1ть записано в следующем виде:
L
= (Uout - U;п). U;п.
(п
·f
(12.7)
Uout
Поскольку корректор приближает форму потребляемого тока к си­
нусоидальной, мы можем связ�ть ток и напряжение в нагрузке с током
и напряжением сети через потребляемую мощность, затем вычислить
величину индуктивности. Рекомендуется пользоваться следующей рас­
четной формулой:
рOUI =
U,n. iin
2
= UOUI
•
( 12.8)
• /OUI •
'
Окончательно, учитывая выражения (12.3) и (12.4):
L = U;�
4�U1
. (l _ ) .
__!__ .
f
Uiп
UOUI
(12,9)
11,
где 11 - КПД корректора, при)iимаемый равным 0,9...0,95.
Выражение (12.9) обеспечивает расчет· величины индуктивности с
учетом режима разр1,>1вных токов. Чтобы перевести корректор в режим
неразрывных токов, неорходимо значение индуктивности увеличить.
Тогда нам будет необходимо учесть наличие максимального тока дрос­
селя Uтах), а также амплитуды колебаний тока дросселя (Лi;п). Рекомен­
дуется принять значение амплитуды колебаний тока дросселя около
40% от максимального значения, тогда величина индуктивности для
режима непрерывного тока дросселя рассчитывается по формуле:
.
L = 1,;5 . U;;
. _!__ . (
Роо, f
1 - U;п
Uout
)·
11 •
(12.10)
.
.
Величина максимального гока через индуктивность, которая потребуется для конструктивного расчета дросселя, может быть опреде­
лена из выражения:
(12.11)
Определить величину фильтрующего конденсатора C00t возможно
и.з условия ограничения ампли гуды колебаний напряжения U0u�- В свя-
Глава 12. Корректируем мощность
275
зи с этим задаются амплитудой колебаний выходноrо напряжения л uout
и проводят вычисления по формуле:
сour > 2
-
.
�Ul
. 7t • J1'in •
U
OUI •
лU '
(12.12)
OUI
где iп - входная частота корректора, составляющая 50 Гц.
На этом наш(? теоретическqе знакомство с корректорами коэффи­
циента мощности можно и завершить. Мы еще раз упомянем коррек­
торы в разговоре об электронных балластах люминесцентных освети­
тельных ламп.
12.3. От теории - к практике
Специфика корректоров коэффициента мощности состоит в том,
что радиолюбители, как правило, не желают тратить время на их изго­
товление. Профессиональные разработчики также еще не в полной
мере прониклись достоинствами эtих силовых.электронных устройств..
Поэтому встретить готовые схемы в литературе, и уже тем более в Ин­
тернете, пока невозможно. Учитывая это, автор рекомендует читателям
две конструкuии активных корректоров, микросхе�ы управления ко­
торыми можно достаточно легко приобрести на отечественном рынке.
·,
12.3�1. Корректор коэффициента мощности
на основе МСЗ4262
Достаточно простой корректор для импульсного источника пита­
ния мощностью до 450 Вт можно построить на баз� 8-выводной микро­
схемы МСЗ4262, выпускаемой фирмой <<Motorola>>. Аналоmчная микросхема с маркировкой TDA4862 выпускается фирмой «Infineon». Оте­
чественный аналог данной микросхемы - IL34262N, готовящийся к
выпуску белорусским НПО «Интеграл>>. Микросхема имеет детектор
нулевого входного тока, схему стабилизации выходного напряжения,
элементы защиты от выходного перенапряжения, схему плавного пус­
ка мя устранения перегрузки в переходных режимах, .ирайвер внешне­
го транзистора MOSFET, схему блокировки при снижении напряже­
ния питания микросхемы ниже 6 В. Выходное напряжение корректора
составляет 400 В при максимальном токе 1,125 А. Входное напряжение
корректора может колебаться в пределах от 90 до 268 В. Согласно дан­
ным табл. 12.2, коэффициент мощности преобразователя близок к еди­
нице во всем диапазоне входных напряжений.
На рис. 12.8 приведена структурная схема .микросхемы МСЗ4262.
К выводу <<3» подключается
датчик входного
напряжения, сигнал с ко.
.
.
276
Глава 12. Корректируем мощность
Таблица 12.2. Данные тестирования PFC на основе МС34262
--
Входное
напряжен ие
U;п, В
Коэффициент
мощности
PF
Ток
индуктивности
90
КПД,%
;max, А
Выходная
мощность
Роиt,Вт
0,990
5,53
450
92, 1
120
0,998
3,94
450
94,9
138
0,998
3,38
450
95,8
180
0,998
2,57
450
97,3
240
0,996
1,91
450
98,0
268
0,995
1,72
450
98,2
-
тороrо поступает на умножитель МР (multiplier). Датчик выходного на­
пряжения необходимо подключить к выводу <<l>>. К этому выводу под­
ключены встроенные усилитель ошибки рассогласования ЕА (епоr
amplifier) и компаратор превышения выходного · напряжения OVC
(overvoltage comparator). Вход датчика тока -· вывод «4'> микросхемы.
Оrработку токового сигнала осуществляет узел CSC (current sense
comparator). Нулевой ток индуктивного элемента (дросселя) отслежи­
вается детектором «НУЛЯ>> ZCD (zero current detector), имеющим наруж­
ный вывод «5>>. Управление внешним транзистором происходит через
вывод « 7>> драйвера затвора DO ( drive output). Питается микросхема на­
пряжением 12 В через вывод <<8>>.
На рис. 12.9 показана принципиальная схема корректора. Входное
напряжение 90...268 В выпрямляется диодным мостом VD1-VD4, не­
значительно сглажи!Зается конденсатором Cl. Датчик входного напря­
жения - резисторный делитель Rl, R2 и сглаживающий конденсатор
С2. Датчик выходного напряжения - резисторный делитель R8, R9.
Датчик тока - параллельно включенные резисторы Rб, R7. Конденса­
тор СЗ осуществляет задержку пуска корректора и плавный выход на
номинальный р�жим.
При включении корре_ктора в сеть питание микросхемы DAl осу­
ществляется через резИСТ(?Р RЗ. В дальнейшем микросхема питается от
обмотки П дросселя Ll. Эта же обмотка дросселя служит для определе­
ния нулевого тока в индуктивном элементе. Назначение остальных
элементов читателю известно.
Печатная плата корректора приведена на рис. }2.10, а правильно
собрать коррекгор можно по рис. �2.11. Настройку корректора произ­
водить не нужно, при исправных деталях и .верном монтаже он должен
сразу нача:rь работать.
Глава 12. Корректируем мощность
277
· Vcc 8
ZCSD 5
2,5В
REF
TR
DO 7
CSI 4
1
10
6 GND
Ед
МР
З
MI
VFI
cs
as
2
Рис. 12.8. Структурная схема МС34262
Несколько слов о примененных электронных компонентах, а так­
же о возможных заменах� Диодный мост VD 1-VD4 можно заменить
любыми низкочастотными (выпрямительными) диодами с обратным
напряжением не менее 400 В и прямым током не менее 5 А. Конден­
саторы С l и С6 - зарубежные типа ELP или отечественные типа
К50-68. Конденсатор С4 - любой полярный с номинальным напря­
жением не менее 35 В. Резисторы - С2-33Н, С2-23 или аналогичные,
кроме R6 и R7, в качестве которых рекомендуется применить им-
278
Глава 12. Корректируем мощность
-Uin
R1
1,ЗМ
90... 268В
С4
RЗ
/
100мк
100к
•н
DA1
МСЗ4262
Vcct-"'8'-+--"*""iн
ZCSD S
DQi-7__...,
4
cs1.--­
С2
R2 ,,_
0,01 мк
12
r к "/'
vF1
I
•
1
GND
6
VD1-VD4 KBU8G (сборка)
VDS - 1 N4934, ВУ297
VD6 - MUR460, FRЗ0S, f'RЗОб
VТ1 - MТW20N50E,
IRFP460, BUZ334
Рис. 12.9. ·принципиальная схема активного корректора
коэффициента мощности на базе МСЗ4262
портный керамический тип SQP-2 мощностью 2 Вт. Диод VD5 дол­
жен быть быстровосстанавливающимся с номинальным током не ме­
нее 1 А» номинальным обратным напряжением не менее 50 В. Диод
VD6 желательно применитJ? типа HEXFRED (по классификации
«International Rectifier)> ), EmCon и THINQ (по классификации
«Infineon>>) с номинальным током не менее 3 А и номинальным обрат­
ным напряжением не менее 600 В. Подойдуr (с корректировкой печат­
ной платы) отечественные диоды КД2961Б, КД2959Б. Транзистор VТI
необходимо выбрать с номинальным напряжением «сток-исток» не
менее 500 В и номинальным током стока не менее 20 А. Для этого
транзистора необходим радиатор с размерами 80 х 35 х 5 мм из алюми­
ниевой (дюралевой) пластины.
Оrдельно следует сказать о дросселе Ll. Поскольку данный дрос­
сель имеет вторую обмотку, строго говоря, ero нельзя называть дроссе­
лем. Это - скорее накопительный трансформатор, о котором мы будем
· говорить в следующей главе. Часть накопленной энергии магнитного
поля используется для питания микросхемы DAl, которая отбирается в
фазе передачи энергии дросселя в нагрузку. В ост�ьное время питание
микросхемы поддерживается за счет энергии, накопленной конденса­
тором С4.
В фирменной документации дроссель Ll наматывается на Ш-об­
разном сердечнике типа ЕЕ 42 х 20 из феррита Р3657А, выпускаемого
фирмой <<Colicraft>>. Количество витков обмотки 1- 38, обмотки 11 - 3.
Провод первичной обмотки диаметром 0,04 мм, количество жил -
279
Глава 12. Корректируем мощность
м
N
60
-------
Рис. 12.10. Печатная плата
1300 (#46 AWG), провод вторичной обмотки диаметром 0,8 мм (#20
AWG). Зазор в магнитопроводе - 0,18 мм.
Читателя может смуrить количество жил в проводе первичной об­
мотке ( 1300) ..Ничего удивительного здесь нет: зарубеж�ые фирмы
все чаще применяют для намотки индуктивных элементов много­
жильный литцендрат в целях борьры со скин-эффектом. Зачищать
жилы в этом случае вручную трудно, поэтому применяют специаль­
ное оборудование.
280
Глава 12. Корректируем мощность
.....
s: о
о
(О
Q
>
Uout
С6
О--+-++
+
'
Рис. 12.11. Сборочный рисунок
Изготовить такой дроссель с применением указанных выше типо­
ном11налов сложно, поэтому читателю рекомендуется намотать его на
двух· сложенных кольuах КП44х28х10,3 из МО-nермаллоя марки
МП-140. Количество витков обмотки 1 - 29, количество витков обмот­
ки II - 2,5. Провод первой обмотки - диаметром 0,25 мм в 30 сложе­
ний, провод второй обмотки - одножильный диаметром 0,8 мм. При
монтаже изготовленного дросселя необходимо соблюсти· фазировку
обмоток: �начала� обмоток отмечены черными точками.
Глава 12. Корректируем мощность
281
12�3.2. Корректор коэффициента мощности
на основе ТОР202
Очень удобно разрабатывать корректоры коэффициента мощности
на основе готовых трехвыводных микросхем серии TOPSwitl1, выпускае­
мых фирмой «Power lntegration)}. Мы поговорим об этой серии подроб­
нее в следующей главе, сейчас же читателю предлагается изготовить на
ее основе корректор, состоящий всего из 15 электронных компонентов.
Мощность-нагрузки, рекомендуемая для подключения к корректорам с
разными представителями микросхем TOPSwith, приведена в табл. 12.3.
Следует учесть, что диапазон входных напряжений в данном случае со­
ставляет 230 ... 277 В, а выходное постоянное напряжение - 420 В.
Таблица 12.З . .Рекомендуемый диапазон мощностей нагрузки ·
для микросхем TOPSwith
Типономинал
Мощность нагрузки, Вт
ТОР200 YAI
0...25
ТОР201 YAI
20...50
ТОР202 YAI
30...75
ТОР203 YAI
45 ... НЮ
ТОР214 YAI
60... 125
ТОР204 YAI
75...150
I
.,,
На рис. 12.12 приведе�а· принципиальная схема корректора, обла­
дающая следующими характеристиками: входное напряжение
t1
500мкГ
VD1-VD4
R1
200к =
-U1n
VDб
50Гц
С1
О.22мк
4008
о
• s
с
420В
VD5
DA1
TOP202YAI
2308
+Uout
R2 200
.....
С2
С4
47мк
450В
RЗ /
6,8к
Общий
VD1-VD4 - KBU6G (сборка) VD6 - MUR460
VD5 • 1N4937
\107, VD6 • Р6КЕ160А
Рис. 12.12. Принципиальная схема активного корректора коэффициента
мошности на базе микросхем серии TOPSwith
282
Глава 12. Корректируем мощность
о
11
��-�i
60
Рис. )2.13. Печатная плата
+Uout
сз
+
С4
VD5
-Uout
L
1
O
·-�
о.
f
в
�1
о
о
R1
С2
1о
а.
VD1
11
о
о
ol
0. 1
-Uin
Рис. 12.14. Сборочный рисунок
230... 265 В, выходное напряжение - 420 В, номинальная мощность на­
грузки - 65 Вт. Средняя часrота преобразования ·составляет- 100 кГц,
КПД - не менее 0,95.
· Общие принципы расчета корректора приведены в [ 411, поэтому
здесь мы не.. будем повторяться. МетодиJ:<а расчета Qчень простая:
Глава 12. Корректируем мощность
283
во-первых, по приведенным в документации графикам выбирается
значение индуктивности дросселя LI; во-вторых, выбирается резистор
Rl (датчик входного напряжения); в-третьих, рассчитывается величина
максимального тока индуктивного элемента Ll. На этом расчетная
часть заканчивается.
Конструктивно корректор выполнен на печатной плате из односто­
роннего фольrированноrо стеклотекстолита (рис. 12.13). Собрать его
можно по рис. 12.14. Диод VD5 должен ·обладать временем обратного
восстановления не более 200 нс. В качестве элементов VD7, VD8 по­
дойдут сапрессоры из серии l,5KE. Дроссель LI намотан на двух сло­
женных вместе кольцах КП24х1Зх7 из МО-пермаллоя марки МП-140.
Количество витков - 46, провод ПЭТВ-2 диаметром 0,15 мм. Намотка
ведется одновременно 22 скрученными жилами, Микросхему DAl не­
обходимо установить на пластинчатый радиатор с размерами
35 х 35 мм.
В настройке корректор не нуждается и при исправных деталях дол­
жен начать работу сразу после включения в питающую сеть.
Глава 13
Флайбэк
Однотактный преобразователь с обратным включением
диода. Основные расчетные соотношения.
практические конструкции
У меня самодельный <<флайбэю> с трансформатором от телевизора. Трансфор­
матор я перемотал и повысил частоту до 50 кГц, рассчитываю получить мощность
порядка 150 Вт. При мощности более.ВО Вт сильно греется полевой транзистор,
радиатор площадью 80 см2 приходится обдувать вентилятором. Хотя, по моему
мнению, он должен рассеивать всего 1... 2 ватта. В чем заключается ошибка?
Из переписки
С большим интересом прочитал книгу, хотелось бы получить консультацию по
следующему поводу: необходимо рассчитать «флайбэк», но есть затруднения с вы­
бором микросхемы с диапазоном входных напряжений 9... 50 В. Необходима гальва­
ническая развязка и несколько выход1:1ых напряжений. Мощность источника поряд­
ка 5 Вт ...
Из отзывов на первое издание
До сих пор мы рассматривали схемы стабилизаторов, не требующие
гальваниtfеской развязки от питающей сети. Обычно напряжение, ко­
торым питаются <<Чопперы>> и «бустеры>>, поступает с автономных ис­
точников типа аккумуляторов, либо с выпрямителей, питаемых от вто­
ричных обмоток сетевых трансформаторов. Классические трансформа­
торы с частотой преобразования 50 Гц имеют значительные габариты,
поэтому разработчикам электронной техники давно хотелось заменить
этот громоздкий элемент. Появление высокочастотных импульсных
схем открыло широкие возможности для снижения массы и габаритов
источников питания с rальваническои развязкои входа и выхода.
В этой главе мы поговорим о широко распространенной схеме обрат­
ноходового преобразователя типа <<флайбэк>>, ставшего стамартным
узлом питания бытовой аппаратуры.
�
v
13.1. Так ли важна гальваническая развязка?
Вне всякого сомнения, читатели, которые не только перелистыва­
ют страницы этой книги, но и проверяют теореrические знания в прак­
тических конструкциях, уже заметили,. что спроектировать <<чоппер)),
Глава 13. Флайбэк
285
«бустер» или инвертирующий преобразователь отнюдь не так сложно.
Почему бы не использовать рассмотренные схемы для питания аппара­
туры от сети? К примеру, с помощью «чоппера>> достаточно легко по­
н:11:зить сетевое напряжение, к тому же, управляя коэффициентом за­
полнения, стабилизировать его...
К сожалению, отказаться от классического сетевого трансформато­
ра в таком варианте не получится, поскольку прибор, оснащенный та­
ким преобразователем, не будет электробезопасным, то есть много­
кратно возрастет вероятность поражения электрическим то.ком челове­
ка, который намерен им воспользоваться. Вообще, строго говоря,
встречаются и такие варианты организации питания сетевой аппарату. ры, но это - скорее редкое исключение, чем правило.
Радиоэлектронные приборы принято проектировать так, что про­
водник схемы, называемый «обшим>> (земляным), зачастую подключа­
ется к шасси прибора, если оно выполнено из металла. Нередко метал­
лический корпус прибора также не изолируется от шасси. С другой
стороны, водопроводные трубы, батареи uентральноrо отопления, га­
зовые трубы, металлическую арматуру зданий принято <<Заземлять», то
есть, по сути, они_ имеют непосредственную связь с «нейтралью» трех­
фазной промышленной сети переменного тока. Заземляются также
трубы, в которых прокладываются электрические кабели. Один из кон­
тактов сетевой однофазной бытовой розетки всегда является <<Нуле­
вым>>, другой - всегда <<фаз­
ным>>. Человек, дотронувшийся
до прибора и случайно коснув­
шийся батареи, окажется под на­
пряжением 220 В. Конечно, се­
1\.
годня все большее распростране­
-2208
ние получают УЗО (устройства
5ОГ4..
защитного отключения, safety
switch)� позволяющие оператив­
На 1<орпусе
•нуль"
но снимать напряжение при слу­
'
чайных прикосновениях, но все
Корпус
·Фаза•
же лучше исключить саму воз­
�
можность такой ситуации, чем
-2208
бороться с ее последствиями.
50Гц
Из рис. 13. l видно, что в слу­
чае попадания одного из основ­
ных проводников схемы на кор­
·нуль·
корпусе
пус прибора, последний может
- На"фаз
а"
приобретать фазный потенциал,
а это значит, что, коснувшись
_ Рис. 13.1. Опасность поражения
батареи центрального отопления
электрическим током в сетевых
схемах без гальванической развя:1ки
и корпуса прибора, человек од-
...
ООО
286
..
Глава 13. Флайбэк
нозначно получит удар электрическим током. Чтобы не возникало та­
ких опасных для жизни и здоровья человека ситуаций ) цепи прибора и
питающей сети должны быть rальванически развязаны, то есть не иметь
общих проводников. Единственно возможный выход в этом случае использование трансформатора с независимыми первичными и вто­
ричными обмотками. Из главы, посвященной основам работы транс­
форматоров, мы помним, что с повышением рабочей-частоты габарит­
ная мощность трансформатора увеличивается, а это значит, что при со­
хранении мощности можно, повысив частоту преобразования,
существенно снизить габаритные размеры трансформатора.
13.2. Немного о теории однотактных
преобра�ователей
Прежде чем мы обратимся непосредственно к преобразователю
типа «флайбэю>, рассмотрим типовую структурную схему преобразова­
теля с гальван11ческой развязкой и затем сравним две наиболее часто
встречающиеся схемы с гальванической развязкой - прямоходовую
(forward converter) и обратноходовую (flyback converter).
Типовая схема преобразователя с гальванической развязкой пер­
вичной и вторичной цепей показана на рис. 13.2.
ВФ1
и
т
ВФ2
Rн
ос
Рис. 13.2. Струкгурная схема типового преобразователя
с гальванической развязкой
Переменное сетевое напряжение частотой 50 Гц выпрямляется ди­
одным мостом и сглаживается фильтром (узел ВФl). Затем полученное
постоян1:1ое напряжение с помощью инвертора (узел И) преобразуется
в импульсное переменное напряжение повышенной частоты. Им­
пульсный трансформатор (узел Т) преобразует это напряжение в необ­
ходимое для питания аппаратуры значение. Выпрямитель и фильтр
(узел ВФ2) сглаживает пульсации высокочастотного напря:жения и пи­
тает нагрузку Rн. Таким образом, варьируя шириной высокочастотных
импульсов, можно управляrь напряжением_ на нагрузке либо ввести
стабилизирУ;ЮWУ� обраrную связь (узел ОС).
Глава 13. Флайбэк
287
Наиболее часто на практике встречаются три основные схемы од­
нотактных преобразователей с гальванической развязкой: упомянутая
нами обратноходовая схема (flyback), прямоходовая ощ1отранзисторная
схема (forward single transistor) и прямоходовая двухтранзисторная схема
(forward two transistor). Отличие прямоходовых от обратноходовых схем
заключается в способе передачи энергии в нагрузку - если передача
энергии происходит тогда, когда силовой транзисторный ключ открыт,
говорят о fоrwаrd-преобразователе; если нагрузка попо"1ннется элек­
трической энергии в момент разомкнутого состояния ключевоrо эле­
мента - это flуЬасk-преобразователь. Необходимо сделать небольшую
оговорку в отношении прямоходовой двухтранзисторной схемы, где
передача энергии в нагрузку происходит и при открытом и при закры­
том состоянии ключевых транзисторов, но это уже особый случай од­
нотактного преобразователя.
В чем преимущества и недостатки обеих разновидностей однотакт­
ных преобразователей? Поскольку во флайбэк-схеме разнесены во
времени фаза накопления энергии и фаза передачи ее в нагрузке, он
не боится короткого замыкания на выходе. В то же время для передач
накопленной энергии необходим индуктивн�1й элемент с более мас­
сивным магнитопроводом. Схема forward может выйти из строя при
наличии короткого замыкания выходных клемм, поэтому необходимо
принимать специальные меры по защите. Но поскольку индуктивный
элемент в данном конверторе работает не как накопитель, а как клас­
сический трансформатор, его габариты получаются меньше. Правда, в
однотактных преобразователях все равно приходится принимать меры
пq предотвращению одностороннего насыщения магнитопровода вводить немагнитный зазор или наматывать специальные
размагничи·
вающие обмотки.
На рис. 13.3 показаны основные элементы прямоходовой одно­
транзисторной (forward) схемы преобразователя. Цикл работы этой
схемы состоит из двух фаз: фазы передачи энергии в нагрузку и фазы
холостоrо хода (фазы размагничивания магнитопровода). В фазе переiout
iin
Uin
Uout
Cin
vт
VD�
Рис. 13.3. Ilрямоходовая однотранзисторная (forward)
·
схема преобразователя
288
Глава 13. Флайбэк
дачи энергии в нагрузку, когда транзистор VТ открыт, ток i,п индуци­
рует ток iL во вторичной обмотке трансформатора Т. Поскольку диод
VD2 в этом случае оказьmается включенным в прямо1у1 направлении,
что является следствием фазировки обмоток трансформатора Т, оба
тока (первичный и вторичный) проходят одновременно, что показано
на рис. 13.4, а.
При закрывании транзистора VТ самоиндукция ((переворачивает»
полярность на выводах трансформатора, диод VD2 блокируется, ток
нагрузки поддерживается за счет энергии, накопленной в индуктив­
ности L и выходном фильтрующем кощенсаторе C0u,, что отражено
на рис. 13.4, 6.
VD2 i
L
iin
с
L
VDЗ
VТ- открыт
VD2 - nроеодит то,
VТ- закрыт
VD2- за1<рыт
VDЗ - проводит ток
а)
б)
�
Рис. 13.4. Фазы работы forward конвертора
Как· уже было сказано ранее, мя исключения одностороннего на­
сыщения магнитопровода приходится принимать специальные меры.
Не стоит также забывать, что при закрывании транзистора VТ энергия,
накопленная в индуктивности намагничивания трансформатора Т, не
может исчезнуть сама по себе, поскольку все выводы трансформатора
<<повисают в воздухе>>. Возникает индуктивный выброс, связанный с
повышением напряжения на силовых электродах ключевого транзи­
стора, что может привести к его пробою. Одной из мер борьбы с одно­
сторонним намагничиванием и с инлуктивным выбросом является вве­
дение третьей обмотки w3 с обратным диодом VD 1. Каким образом «ра­
ботает>> размагничивающая обмотка, показано на рис. 13.5.
Следует обратить внимание на одну немаловажную деталь: если
обмотка w2 в фазе холостого хода оказывается просто отключенной, то
в обмотке w3 протекает ток, который, по всем законам, должен транс­
формироваться в первичную обмотку w1 • Все именно так и происхо­
дит, причем при равенстве витков w1 и w3 напряжение <<сток-исток»
ключевого транзистора VТ окажется равным удвоенному напряже­
нию ll;п- Кроме этого, поскольку к моменrу открытия ключевого тран­
зистора процесс размагничивания должен окончиться, режим работы
.
289
Глава 13. Флайбэк
1
1
w,
-
ip: W1
+
' +
1
1
VD1
б)
а)
Рис. 13.5. Принцип работы размагничивающей обмотки
в forward-кoнвepтope
forward-кoнвepтopa выбирается таким, чтобы коэффициент заполне­
ния (duty cycle) D не превышал величину 0,5.
Регулировочная характеристика преобразователя математически
записывается так:
иоиt
= U;п. W2 . D.
w,
(13.1)
Источники силового электропитания с дополнительной размаrни­
·чивающей обмоткой _встре�аются на практике нечасто, поэтому в на­
шей книге мы не будем рассматривать их подробно, а ·уж тем более
пре.п.,т1аrать изготовить экспериментальную конструкuию. Их можно
встретить там, где необходимо получить высокое напряжение прима­
лом соотношении величины <<витки на вольт>>. ·например, часто
forward-кoнвepтop можно встретить в блоках строчной развертки теле­
визионной техники. Тем не менее промышленность выпускает микро­
схемы управления прямоходовыми конверторами. Например, фирма
<<Siemens>> предлагает разработчикам микросхему TDA4916, на основе
которой можно спроектировать однотранз�стоуный fогwаrd-преобра­
зователь.
Гораздо больший интерес для читателя может представлять С?{ема
прямоходового двухтранзисторного конвертора (рис. 13.6). Оказыва­
ется, эту" схему ведушие зарубежные фирмы наиболее часто применя­
ют для построения импульсных сварочных аппаратов. По крайней
мере, то подавляющее число схем, ч ro можно найти в Интернете и на
странинах радиолюбительских журналов, относятся именно к эгому
классу.
В фазе передачи энергии в нагру1ку транзисторы VТI и VГ2 от­
крыты., диоды VD 1 и VD2 закрыты. В фазе холостого хода ток пер�
вичнои обмотки протекает через открытые диоды VDI и VD2. Jlre-
290
Глава 13. Флайбэк
J
U1n
VD2
VТ1
VD1
iout
т
VD4
u
C1n
L
Uout
VТ2
Рис. 13.6. Прямоходовая двухтранзисторная схема преобразователя
имущество этой схемы перед рассмотренной ранее заключается в том,
что напряжение «коллектор-эмиттер» транзисторов Vfl и VГ2 не мо­
жет подниматься выше входного напряжения U;n. Кроме этого, отпа­
дает необходимость в дополнительной обмотке размагничивания. Но,
как и в предьщущем случае, коэффиuиент заполнения D должен быть
менее 0,5.
Управлять ключевыми элементами в двухтранзисторной прямохо­
довой схеме сложнее, чем в однотранзисторной, так как управляющий
сигнал транзистора VТI должен быть «плавающим>>, то есть не связан­
ным с «общим>> схемы. К· счастью, �та проблема решается применени­
ем специальных драйверов.
Как видно из схемы, выходной фильтр содержит дроссель L, поэто­
му нетрудно заметить, что uепь VD4, L, Сои, будет работать как выход­
ная часть чопперноrо стабилизатора, в котором может наблюдаться как
прерывистый, так и непрерывный режим тока дросселя.
Определение соотношения витков w I и w2 для прямоходовог'о пре­
образователя можно провести ло Ф<?рмуле:
w, = .!. . и,п
( 13.2)
W2
2 Uout
Приведенное условие взято из соображения, что преобразователь
будет работать с коэффициентом заполнения не более 0,5. Поэтому в
качестве входного напряжения при расчетах необходимо подставлять
его минимально возможное значение.
Гораздо более интересны с практической точки зрения обратно- ·
ходовые преобразователи. Подавляющее большинство современных
телевизоров и видеомагнитофонов оснащено такими преобразовате­
ля ми сетевого напряжения. Разработано множество микросхем
управления flуЬасk-конверторами. Существуют как микросборки, ис­
поль:,1ующие внешний силовой транзистор, так и включаю1цие сило-
291
Глава 13. Флайбэк
вой элемент в свой состав, что сокращает габариты· преобразователя.
иеся
Отечественные цветные телевизоры второго поколения, появившкон­
в середине 80-х годов, уже имели достаточно надежнь1е флайбэкна
верторы, построенные на дискретных элементах. Автор обрашает й
этот факт внимание тех, кто занимается ремонтом и модернизацие
та­
бытовой радиоаппаратуры. Знание основных принципов работы
вос­
ких преобразователей поможет быстро отыскать неисправность,
ь
становить трансформатор с неизвестным типономиналом, подобратиз
микросхему управления, грамотно заменить другие вышедшие
строя элементы.
Удачные и недорогие сетевые флайбэк-преобразователи мощно­­
наю
стью ] 00 ... 200 Вт мoryr быть успешно спроектированы даже начи на­
щими разработчиками импульсной техники. Эти преобразователиотех­
дежны в работе·, не боятся короткого замыкания на выходе, схем
нически просты.
Обратноходовая схема очен!> похожа на прямоходовую, с той лишь­
разниц�й, что �начала)> и <<КОНЦЫ>> вторичных обмоток трансформато
13.7.
ра Т включены с обратной фазировкой, как показано на рис. му:
В этом случае фазы работы преобразователя называются по-друго
фазы
фаза накопления энергии и фаза передачи энергии в наrрузку. Эти р Т
разделены во времени, поэтому, по большому счету, трансформатоный
нельзя называть трансформатором. Это, скорее, двухобмоточ , а
дроссель, который накапливает энергию с помощью одной обмотки
этом
передает ее в нагрузку с помощью другой. Но, поскольку при
о­
осушествляется преобразование энергии, по устоявшейся терминол
ма­
гии мы будем все же называть элемент Т накопительным трансфор де­
опре
тором. Как будет показано далее, щ�я этого дросселя можно элек­
лить коэффициент трансформации, что роднит его с названным
тротехническим изделием.
iln
;
2
VD1
Cout +
Uout ...
C1n
Рис. 13. 7. Обратноходовая (flyback) схема преобраэователя
В фазе накопления энергии транзистор VТl открыт, в первичной
обмотке Т течет ток i1, трансформатор нак.апливаеr эн�рrию. Закон на-
292
Глава 13. Флайбэк
копления энергии мы можем математически записать исходя из уже
известноrо нам соотношения:
- uiLn . t '
(13.3)
'•. (t) 1
rде L 1 - индуктивность первичной обмотки.
Мы видим, что в этой фазе ток первичной обмотки линейно нарас­
тает.
Фаза передачи энергии в нагрузку наступает при закрытии транзи­
стора Vf. В этот момент полярность на выводах трансформатора Т,
благодаря явлению самоиндукции, меняется на противоположную. От­
крывается диод VDl, ток i2 заряжает конденсатор фильтра C0u,· Закон
спада тока вторичной обмотки математически очень похож на закон
нарастания тока первичной обмотки:
1
иоо,-.
w, ,.. -·.'2 (t) -_ -
½
W2
(13.4)
где L2 - индуктивность вторичной обмотки.
Мы видим, что в процессе работы конвертора токи трансформатора
нарастают и спадают линейно. Чтобы обеспечить требуемые значения
тока и напряжения на нагрузке, необходимо связать процессы, проис­
ходящие в первичной цепи, с реакuией на них вторичной цепи. Автор
считает, что читателю, желающему разобраться с флайбэк-схемой, не­
обходимо вникнуть в ход дальнейших рассуждений, поскольку па­
ра-тройка формул, приводимых в книгах, не позволяет хорошенько
прочувствовать физику процессов, сводя все к механическому расчету.
Вначале рассмотрим процессы во вторичной цепи, поскольку, в конеч­
ном итоге, нас интересуют напрЯ?l(ение и ток нагрузки. При достаточно
большой величине · емкости С0и,, обеспечивающей качественную
фильтрацию постоянной составляющей:
. w1 1-D
.
· (13.5)
lout
= 1, W2
2
.
где D - коэффициент заполнения.
Чтобы связать токи i 1 и i2, давайте предположим, что вся энергия,
накопленная в первой фазе, переходиr в нагрузку во второй фазе 2. Ма-·
тематически это значит, что:
L • '•· 2 = L • 1·22 •
(13 • 6)
1
2
Поскольку конструктивные параметры трансформатора не меня­
ются, мы можем записать:
( 13. 7)
Глава 13. Флай6эк
293
. Если ввести понятие коэффициента трансформации:
2
k=W '
W1
(13.8)
то с учетом формул (13.3) и (13.5) ток нагрузки:
.
°"' =
1
D · (1 - D) · U,п
2 · L, · f · k
(13.9)
Проанализируем эту очень важную формулу (13.9). Мы видим,
что при неизменном сопротивлении нагрузки, постоянном цитаю­
щем напряжении, а также частоте преобразования и индуктивности
первичной обмотки, постоянстве коэффициента трансформации,
максимум напряжения на нагрузке получаем при коэффициенте за. полнения D = 0,5. Практически это означает, что, задав коэффициент
заполнения D либо близким к нулю,, либо близким к единице, мы,
так или иначе, получим близкое нулю напряжение на нагрузке. На
первый взгляд, нет никакой разницы, если регулирование напряже­
ния будет осуществляться изменением коэффици�нта заполнения на
интервале [0 ... 0,5] или [0,5... l,0]. Однако практически для силовой
части преобразователя более предпочтителен первый режим.
к
13.3. Выбор реж.има работы
флайбэк-конв,;!ртора
Пусть индуктивность первичной обмотки трансформатора L 1 вы- .
брана такой, что при D = 0,5 происходит ее полный разряд на нагрузку.
Если мы уменьшим коэффициент заполнения, ток вторичной обмотки
трансформатора станет прерывистым на протяжении фазы разряда.
В разделе, посвященном чопперной схеме, мы говорили, что прерыви­
стый ток в индуктивном элементе нежелателен. Действительно,
чоппера это очень важно, поскольку дроссель выполняет роль фильтра.
Но _во flyback-cxeмe ток вторичной обмотки все равно прерывается в
фазе заряда.
· Пр�дставим, что мы увеличили коэффициент заполнения более 0,5.
Теперь трансформатор не будет успевать полностью разряжаться на на­
грузку, появится постоянная составляющая, <<переходящая)) из одной
обмотки трансформатора в другую. В момент начала заряда первичной
обмотки трансформатора эта «переходящая» составляющая отражается
как резкий скачок тока в первичной обмотке. Читатель может сказать:
«Хорошо, что поя.вилась постоянная сосrавляющая, ведь она увеличит
напряжение на ·нагрузке». К сожалению, в этом случае, напротив, про­
исходит убыль тока в силу появления в формуле произведения D(l - D).
для
294
Глава 13. Флайбэк
Физически это означает, что, добавляя постоянную составляющую, ко­
торая не успевает «переходить» в нагрузку, мы тем не менее укорачива­
ем время разряда на нагрузку. При проектировании флайбэк-конвер­
тора следует стремиться, чтобы при D = 0,5 на нагрузке было макси­
мальное значение тока, а схема управления работала в режиме [0 ...0,5].
Режим D = 0,5 должен обеспечиваться при снижении питающего на­
пряжения U;п до минимальной величины, которая задается в начале
процесса проектирования.
Давайте внимательнее вз_rлянем на выведенную формулу (13.9).
Если мы увеличим сопротивление нагрузки, то, поскольку все величи_­
ны, стоящие в правой части равенства, остаются неизменными, долж­
но увеличиться напряжение на нагрузке. Если в схеме присутствует
блок стабилизации, он <<Отработает>> этот скачок уменьшением коэф. фициента заполнения D, 'тем самым возвратив значение напряжения
на нагрузке к требуемой величине.
Читатель может заметить интересную особенность: если увеличить
сопротивление нагрузки на порядок или, по сути, вообще отключить
нагрузку; то напряжение может <<Подпрыгнуть» выше напряжения пи­
тания. В действительности, конечно, так не происходит, поскольку
схема управления «отработает>> этот режим. Но если увеличивать со­
противление нагрузки при неизменном коэффициенте заполнения, то
в магнитопроводе появится «невозвращаемая>> составляющая. Опреде­
лить предельно возможное напряжение на нагрузке можно исходя из
равенства нулю среднего тока трансформатора:
2 . D .
w
ll
u
=
(13.10)
i
uout
w1 1-D
Хорошо видно, что ток нагрузки в этом случае определяется напря­
жением питания и коэффициентом заполнения. Чтобы обезопасить
питаемую схему от бросков напряжения в момент включения, в преоб­
разователь вводят так называемую актив!iую неотключаемую нагрузку,
параметры которой выбирают из минимально возможного для схемы
коэффициента заполнения. В более современных схемах лри обрыве
нагрузки автоматически в несколько раз повышается частота преобра­
зования, что позволяет в несколько раз увеличить величину неотклю­
чаемоrо сопротивления и повысить КПД преобразователя.
Работу flyback преобразователя в различных режимах отражают
графики рис. 13.8. На рис. 13.8, а показана работа с коэффициентом
заполнения 0,5; на рис. 13.8, 6 - с коэффициентом заполнения ме­
нее 0,5.
Из приведенных графиков читателю должно бь1ть В.IЩНО, что мак­
симальное напряжение «сток-истою> ключевого транзистора Uds в ре­
жиме передачи энергии в нагрузку может достигать двойной величины
Глава 13. Флайбэк
-
.....
��
-
295
�
1
-...
с:
1-
1-
- 1
s;
1
1
1
1
1
--
1
1
1
::>... ::>
·-с
С/1
-о
о
::>
- ...
::>
1
'5
о
::>
�1�
+
с
5
.:;:
-..
1N
1-
1-
-
s
-
�
.
1
-
1
1
1
''
'
1
N
'5
о
::>'
....
...
-о
1/)
::>
1
1
1
1
1
1
1
'5
о
::>
�1�
+
-
-
s;
s;
.:;:
-
s;
"'
)(
.:;:
1
с
5
Рис. 13.8. Режимы работы flуЬасk-конвертора
напряжения питания ll;m а реально оно еще выше из-за наличия пара­
зитных индуктивных выбросов. Поэтому для преобразователя с вход­
ным напряжением 230 В приходится выбирать ключевой транзистор с
допускаемым напряжением �стоk-истоК>> не ниже 600 ... 700 В.
Глава 13. Флайбэк
296
13.4. Защита силового транзистора
от потенциального пробоя
В промышленных схемах флайбэк-конверторов силовая часть схе­
мы всегда содержит элементы, назначение которых с первого взгляда
не просматривается. Типичные защитные цепочки, изображенные на
рис. 13.9, а-г, могут встретиться как по отдельности, так и в сочета­
нии. Наиболее распространена цепочка RCD, изображенная на
рис. 13.9, а. Она носит название фиксирующей цепочки. Анализ много­
численных схем источников питания, проведенный автором, показал,
что очень часто в практически илентичных схемах, но относяшихся к
разным фирмам-разработчикам, номиналы резистора Rsпиь и конленса­
тора Сs иь мoryr отличаться на порядок. Обе схемы тем не менее ис­
пользуются в серийных изделиях и надежно работают. Но вопрос вы­
бора элементов фиксирующей цепи все же остается неясным. Зачем
вообще введены эти элементы в схему? Каковы критерии их выбора?
Многочисленная литература, просмотренная автором в поисках ответа
на эти вопрос1>1, отличается широким плюрализмом мнений и подхо­
дов.. Очень часто авторы рисуют только качественную картину, не до­
водя этот анализ до расчетных соотношений. После выхода первого из­
дания «Силовой электроники», в которой был приведен простой расчет
снаббера, некоторые читатели обращались с просьбой привести более
подробный расчет фиксирующих цепочек. Учитывая читательские
просьбы, в этом издании предлагается вниманию методика фирмы
«International Rectifier>>.
В фазе передачи энергии в нагрузку напряжение между стоком и
истоком ключевого транзистора складывается из напряжения питания
и напряжения реакции тока во вторичной обмотке:
11
(13.11)
Мы уже сказали, что величина перенапряжения может составлять
удвоенную величину напряжения питания и даже больше. А если про­
изойдет обрыв нагрузки? Напряжение на ключевом транзисторе, хоть и
на короткое время, повышается: появляется значительный индуктив­
ный выброс. Схема стабилизации, конечно, отследит изменение на­
грузки, то есть уменьшит коэффициент заполнения или повысит час­
тоту преобразования. Однако реакция схемы управления никогда не
бывает мгновенной, поскольку она всегда обладает некоторой инерци­
онностью. Уследить же за короткими индуктивными выбросами прин­
ципиально невозможно.
Насколько разрушительны последствия потенциального пробоя,
автору не раз приходилось наблюдать в процессе своих экспериментов
с силовой техникой. Пробой силовых транзисторов почти всегда харак-
297
Глава 13. Флайбэк
/in
1•
W2
VDsN
Uin
U1
Uin Cin
�
+
vтJ
Ucts
VD
б)
а)
VD1
Uin C1n
Uin C1n
+
с
W,
VD2
+
vтJ
в)
г)
Рис. 13.9. Защита .ключевого транзистора от потенциального пробоя:
а) фиксирующая цепочка; б) использование сапрессора TRANSIL;
в) снаббер в цепи «сток-исток»; r) ограничитель индуктивных выбросов
теризуется коротким замыканием
его силовых
.
. электродов. Вслед за
пробоем транзистора выгорает . первичная обмотка трансформатора.
Случаи, когда схема управления остается невредимой, весьма редки.
Поэтому нужно обезопасить хотя бы трансформатор от выгорания,
предусмотрев во входной цепи предохранитель.
Как работает фиксирующая цепочка? Если мы внимательно рас­
смотрим трансформатор в фазе передачи энергии в нагрузку, то уви­
дим, ЧТО в первичной обмотке, нагруженной элементами Rsnuь, Csnub,
VDsn , также появляется электрический ток, наведенный в ней током
вторичной обмотки. Эrот ток заряжает емкость С.sпиь, напряжение на
которой в установив1uемся режиме при D = 0,5 равно напряжению пи­
тания. Теперь представим, что при размыкании транзистора на пер­
вичной 9бмотке возник индуктивный выброс (он м()жеr быть связан не
.только с полезной индуктивностью, но также и с паразитными параметрами). Если амплитуда этого выброса больше, чем напряжение на
Глава 13. Флайбэк
298
конденсаторе Сsпиь, диод VDsn открывается и оба напряжения выравни­
ваются, а энергия выброса <<Перетекает» в конденсатор. Хорошо видно,
что фиксирующая цепочка представляет собой дополнительную на­
грузку трансформатора.
Как определить номиналы элементов. цепочки? Дополнительная
нагрузка на трансформатор однозначно увеличит потери энергии, сни­
зит КПД. Рекомендуется воспользоваться следующей методикой.
Вначале задается так назыв·аемое на(Jряжение фиксации ( lfsпиь),
выше которого напряжение «сток-исток» ключевого транзистора под­
няться не должно. Величину этого напряжения для сетевого преобра­
зователя специалисты рекомендуют задать 100 В.
Затем определяются номиналы элементов.
Для конленсатора:
С
snub
-и
_
-2
L
11_max • 1
иsпи >
ми <и.
ь
ь
+
(13.12)
Для резистора:
R
и
- (U мw + U • )
sп Ь
2 -
U ,2
- О , 5 . L1 . f . 1•1_max
2
•
(13.13)
Для диода осуществляется выбор по величине обратного напряже­
ния:
Uv0sп > Usпиь
+ U;п·
(13.14)
Хорошим способом защиты силового транзистора является· ис­
пользование диодов TRANSIL, что показано на рис. 13.9, 6 и г. RС-це­
почка, изображенная на рис. 13.9, в, может быть использована для за­
щиты от индуктивных выбросов, однако прямое ее назначение не­
сколько иное. Это так называемый снаббер, который не позволяет
силовому транзистору переключаться слишком быстро. Ограничение
скорости переключения в некоторых случаях приходится вводить пото­
му, что подавляющее большинство схем управления, построенных на
полевых комплиментарных транзисторных структурах, обладают суще­
ственным недостатком: при определенных условиях они могуг защел­
киваться. О защелкивании микросхем управления, как и о способах
устранения этого эффекта, мы поговорим позже. В большинстве случа­
ев защелкивание можно предотвратить, выбирая соответствующий ре­
зистор в цепи затвора. Эксперименты, проведенные автором, показа­
ли, что при аккуратной разводке печатной платы и установке резистора
в uепь затвора защелкивание выходных_ каскадов микросхем управле­
ния флайбэк-преобразователями не происходит. Соответственно, в та­
ких схемах от снаббера можно отказаться.
Глава 13. Флайбэк
299
13.5. Флайбэк за несколько минут
Возможно ли такое в современных условиях? Обычно даже прики­
дочный расчет флайбэк конвертора �анимает несколько часов, а то и
целый день. В процессе этого проектировани·я необходимо выбрать
элементную базу, то есть микросхему управления, силовой транзистор,
диоды, конденсаторы. Далее�...,.. рассчитать накопительный трансфор­
матор: выбрать магнитопровод, сечение обмоточного провода, распо­
ложение слоев в обмотке, материал межслоевой и наружной изоляции.
Потом наступает этап расчета КПД преобразователя, то есть определя­
ются тепловые потери. По этим данным Пр(?ектируются радиаторы для
силовых элементов ... В общем, процесс достаточно трудоемкий.
Современная элементная база и компьютер позволяют автоматизи­
ров�ть этот процесс проектирования, если не полностью, то хотя бы
процентов на 90%. Разработчику не придется «вручную)) искать подхо­
дящий элемент, необходимо лишь по основным техническим данным,
таким как ток, напряжение, частота, раосеиваемая мощность, выбрать
подходящий элемент из большого перечня, не опасаясь, что в дальней­
шем ero параметры «не догонят)) или габариты элементов окажутся
слишком большими. Ведущие фирмы-производители электронных
компонентов в последнее время начали выпускать специальные ком. пьютерные программы для проектирования импульсных источников
питания, в которых требуется задать только мощность, входное и вы­
ходное напряжение, выбрать основную схему включения, а все необхо­
димые расчеты будут выполнены автоматически. Конеt1но, великое
разнообразие микросхем управления импульсными источниками пита­
ния не позволяет создать универсальную программу для проектирова­
ния, но продукты, посвященные какому-то одному типу, уже появи­
лись. Кстати, результаты расчета можно использовать и для других
микросхем - большинство получаемых данных универсальны. Напри­
мер, расчетные параметры трансформаторов можно вполне использо­
вать при· подборе аналогичных магнитопроводов.
На момент, когда эта книга готовилась к печати, автору стало из­
вестно о трех свободно распространяемых программах автоматизиро­
ванного расчета флайбэк преобразователей, представленных фирмами
«STMicroelectronics», «Power lntegration» и «�nternational Rectifier». Вна,, . чале мы подробно рассмотрим программный продукт «V1Per switch
mode power supply» от <<STmicroelectronics)). Она посвящена расчету
флайбэк конверторов на основе микросхем серии VIPer производства
той же фирмы. Микросхемы содержат встроенную схему управления и
силовой MOSFET транзистор. Файл этой проrраммы можно найти на
прилагаемом компакт-диске. Вопросы производителю можно задать по
адресу viper.support@st.com, но едва ли он будет на них отвечать, так
что лучше са�ому во всем разобраrься. При распаковке программа
300
Глава 13. Флайбэк
сама устанавливается и «прописывает» себя в главном меню. Кроме
того, во вновь созданном каталоге на диске после установки появляет­
ся документация на упомянутую серию микросхем в формате PDF.
Что представляет собой серия микросхем VIPer? Это - nятивывод­
ной корпус типа Pentawatt-HV с размерами корпуса ТО-220. Микро­
схема в этом корпусе устанавливается на радиатор. Встречаются также
малогабаритные исполнения в корпусе DIP-8. На ее основе можно nо­
строить преобразователь с выходной мощностью до 100 Вт, при чем с
возможностью внешней установки частоты преобразования, стабили­
зацией по величине выходного напряжения, защитой от перегрузок и
короткого замыкания.
После запуска появляе:rся основное окно программы (рис. 13.10), с
которым, собственно, и проводятся все манипуляции. Сверху распола­
гаются кнопки (меню) управления, под ними в желтом прямоугольни­
ке приводятся результаты расчета основных параметров источника пи-
__
-- ,_ __
__
...
.._,_
....--·2"С
--:,1/М_
,._
,
.......
W..t8W'C:21,..,.,.
т.......,._:�
,-.,�,.......
wu.
"""°"'""_,_
�мo.eu
оuт
VIPer
С4
6,8мк
Тl.431
Рис. 13.10. Рабочее окно программы VIPer switch mшle puwer supply
Глава 13. Флайбэк
301
тания: выходная мощность, ток первичной обмотки накопительного
трансформатора, КПД преобразователя. Под желтым прямоуrольни­
ком - схема источника питания. Все ее элементы �меют информацию
о типе и номинале. Кнопки «lnput», «Transfonner», «VIPer», «Out» на
поле схемы задают соответственно входные параметры преобразовате­
ля, параметры трансформатора, тип микросхемы управления, выход­
ные параметры. Если в процессе работы будет неправильно выбран ка­
кой-либо параметр (например, габаритная мощность магнитопровода
трансформатора окажется меньше требуемой), программа сообщит об
этом выводом предупреждающей надписи на красном фоне.
Теперь поговорим о кнопках, располагающихся в верхней части
окна, над схемой. Кнпока «Add input» (рис. 13.11) задает вид схемы,
подклю',lаемой ко вторичной обмотке трансформатора. Здесь задают­
ся: выходное напряжение, максимальный выходной ток, допустимый,
уровень пульсаций выходного тока, паJjаметры эквивалентного со'::1
• Parameters Ma,n Output
llt::i!�!!!!!�
Рис. 13.11. Окно, появляющееся при нажатии кноn1<и «Add input•
Глава 13. Флайбэк
302
противления электролитического конденсатора (ESR). В панели
«Output type>) задается вид цепи стабилизации напряжения: выходной
С-фильтр без дополнительной цепи стабилизации (опция «Direct>)),
выходной LС-фильтр без дополнительной цепи стабилизации (опция
<<Self� ), выходной С-фильтр с дополнительной цепью стабилизации
на основе стабилитрона (опция «Zener»), выходной С-фильтр с до­
полнительной цепью стабилизации на основе интегрального стабили­
затора (опция «Vreg»). Последняя опция может включаться для ста­
билизаторов с .разным уровнем падения напряжения («Standard»,
«Semi-Low Dropout», «Low Dropout>)). Ниже задается полярность вы­
ходного напряжения относительно <<общего>) провода схемы - поло­
жительная или отрицательная (<< Polarity>>). Последняя п_анел.ь задает
параметры выпрямительного диода. Можно выбрать этот диод как из
предлагаемого перечня, так и задать его параметры самостоятельно.
Важно также отметить, что можно задать до шести независимых и
гальванически развязанf:iЫХ ·цепей питания с разным типом стабили­
зации (рис. 13.12).
D41
10,0В-1,ОА
SMBYW02-200
R41 4,7
T1r----t-эt-----.----� t---+-----..-{..__)
•
С41
470мк
D42
10В
" С31
390мк
L31 22мкГ
С42
О,1мк
С32
100мк
loutз l
lout2 I
-5,00В -500mA
D21
ВАТ46
"С21
47мк
Vr21 L79L12
GND
С22
О,1мк
'1N OUT
-12,ОВ -100mд
10,08-1,ОА
L11 10мкГ
С11
820мк
{{?,���:�
С12
120мк
Е]
Рис. 13.12. Вариант набора выходной цепи преобразователя
Кнопка <cTransil clamper/RC clamper>) управляет типом фиксирую­
шей цепочки (RСD-цепочка или цепо':lка на основе сапрессора
TRANSIL). Параметры элементов выбираются автоматически
1 лава 7 ::1. Флаиоэк
Кнопка «БОМ» дает возможность распечатать все необходимые па­
раметры схемы и типономиналы входящих в нее элементов по основ­
ным разделам: «Jnput Components», «Clamper Components», «VIPer
Components», «Transformer», «Main Output Components», «Output
Components>).
На рис. 13.13 изображен результат нажатия кнопки «AII datas>>.
Здесь представлены параметgы выходных частей преобразователя с
данными элементов. Переключая вкладки с надписью «Out>), можно
проследить основные выбранные параметры, хар�ктеристики и типо­
номиналы элементов по каждому из выходов.
- Parameters Ma1n Output
----
-----------П
__.,.,._.,_
lnput АС----------,: ,----v-----..==v--....,.---.---.,----..
Мах lnput Voltage : 264VAC
Min lnput Voltage : 88VAC
Мах DC lnput Voltage : 373V
Min DC lnput Voltage : 84V
Nominal Cuтent : 500mA
Мinimum Current : О,ОА
Ripple Voltage : 400Vpp
Mininun Power : O,OW
Swildw,g Frequвncy : 100сНz
Soll Slart Tme:. 1n Secondary Reg\Allllon Ony
Gain OploCouler: 1n Seoond8ry Reguallon Ony
• Rellecled Vollage: 8fJV
Regutation Туре: Pnnary
Рис. 13.13. Результат нажатия кнопки "AJI datas•
Очень интересное окно появляется при нажатии на кнопку
«Waveform» (рис. 13.14). Это своего рода окно моделирования работы
преобразователя. Здесь можно посмотреть на формы напряжений и то­
ков в разли•1ных режимах работы (в основном рассматриваются режи­
мы максимальной и минимальной мощности, но плавное изменение
мощности также предусмотрено), амплитудно-частотные и фазоча­
стотные характеристики цепи обратной связи (цепи стабилизации).
Для примера на рис. 13.14 показано одно окно с графиком. Вообще
возможно выводить в одном окне до четырех графиков одновременно,
что облегчает их анмиз.
304
Глава 13. Флайбэк
V\Per Compensatlon
j�-
0 :: О_
Schematic
Рис. 13.14. Результат нажатия кнопки «Waveform•
Последняя опция в этом меню, выполненная в виде выпадающего
списка, представляет собой варианты построения общей стабилизации
схемы. Вариант «Primary regulation» выполняется без обратной связи в
первичную цепь, а вариант «Secondary regulation,> - с обратной связью.
Элементом обратной связи выступает оптрон и управляемый стабили­
трон типа TL431 (рис. 13.15).
В окошке «Quick circuit datas» можно ввести имя проекта ( «Project»)
и сохранить все типономиналы данной схемы для дальнейши,х расче­
тов.
Особое внимание следует обратить на кнопку «Transformer», при
нажатии которой появляется окно, показанное на рис. 13.16. Это
окошко относится к выбору параметров трансформаторов, в том •шсле
и их конструктивных параметров. К сожалению, в программе жестко
заданы типономиналы магнитопроводов импортного производства (от
фирм «Siemens», «Philips», «Thomson» и других). Отечественных магни­
топроводов, естественно, нет, ·rак что придется искать анмоги по типу
материала (можно восnоль..1оваться значением индукции в панели
305
Глава 13. Флайбэк
Т1
011
STPSЗlбO
J
Т1
011
STPSЗL60
5,008-1,ОА
С11
1,5мк
Тl431
Рис. 13.15. Элементы обратной связи «Secondary regulation»
и «Primary regulation»
Рис. 13.16. Результат нажатия кнопки «Transformer>>
306
Глава 13. Флайоэк
<<Core material>>), габаритам, длине силовой линии. Скорее всего, при­
дется использовать кольца из МО-nермаллоя.
Программа содержит много других мелких оnций,"в которых чита­
тель, если он заинтересуется· данной программой, без труда сможет ра­
зобраться.
Следующая фирма, представившая на рынок серию микросхем для
простого автоматизированного лроектирования источников питания,
это фирма «Power Integration>>. Основанная в 1998 году, эта фирма сего­
дня является одним из основных производителей микросхем для сете­
вых импульсных источников питания. Сегодня на рынке представлены
несколько линеек микросхем.
Во-первых, линейка DPA-Switch позволяет построить ОС/ОС-пре­
образователи флайбэк-типа мощностью до 100 Вт с входным напряже­
нием 24 ...48 В и выходным напряжением 2,5; 3,3; 5,0; 7,О; 12 В. Ми�ро­
схемы этой линейки имеют 5 выводов, в них встроены узлы тепловой
защиты, защиты от токовой перегрузки, мягкого старта.
Во-вторых, линейка LjnkSwitch предназначается для замены ли­
нейных стабилизаторов с выходным то�ом до 360 мА и мощностью
до 2,75 Вт. Включенные в э1у серию микросхемы с индексом
LinkSwitch-TN позволяют построить чопперный стабилизатор с вход­
ным напряжением 80 ...265 В и выходным напряжением 5 В мощно­
стью до 3 Вт.
В-третьих, линейка TinySwitch-11 предназначается для построения
маломошных флайбэк-преобразователей с входным напряжением
80...265 В (сетевых) с номинальной выходной мошностью до 23 Вт.
Наконец, . продолжается выпуск новых модификаций линейки
TOPSwitch-GX с входным напряжением 85...265 .В и выходной мощно­
стью до 290 Вт. Микросхемы этой серии успешно зарекомендовали
себя в работе, поэтому фирма расширила·их номенклатуру, появились
5-выводные модификации.
Для облегчения процесса разработки фирма выпустила программу
«PI Expert>>, которая сможет подобрать микросхему и произвести чер­
новой расчет источника -питания на ее основе. После запуска проrрам_­
мы появляется чистое окно с меню, в котором необходимо выбрать
пункт <<file/new>>, открывающий новый проект. На экране должно поя­
виться дополнительное окно с надписью «New PI Ехре� Design
Wizard». В этом окне задаются входные параметры преобразователя:
диапазон питаюших напряжений и частота сети.
После нажатия кнопки «Далее� появится . второе окно, в котором
. задать параметры выходных сигналов: напряже­
пользователь должен
ние, ток, мощность. Выполняется это с помощью кнопки <<Add». Ре­
зультаты заносятся в т.абличку, которую можно отредактировать J:Iажа­
тием кнопки <<Remove&.
307
Глава 13. Флайбэк
Третье окно предоставляет пользователю возможность выбора
схемной архитекrуры преобразователя (topology), типа микросхемы
(family), типа корпуса (package), частоты преобразованин (frequency), а
также некоторых оптимизационных параметров (optimization type).
Четвертое окно является завершающим. Здесь пользователю нужно
ввести имя своего проекта или оставить то, которое установлено по
умолчанию (New Design File Name). Вводится также запас по величине
окна магнитопровода трансформатора в миллиметрах (Safety Margin),
система параметров (SI Units) и ручной запуск оптимизатора парамет­
ров схемы (Manual Sta.rt Point). При нажатии кнопки <-Дале�» произво­
дится расчет схемы и вывод ее на экран.
Результат расчета приведен на рис. 13.17. Здесь показано основное
окно.программы с блок-схемой преобразователя (Ыосk diagram). Наве­
дением указателя мыши на соответствующие прямоугольники схемы
можно вызвать более подробную информацию о ее элементах. На
вкладке «Design Results» все необходимые данные сведены в таблицу.
К сожалению, программа не преллаrает конкретные типономиналы
элементов, а лишь рассчитывает их номиналы и допуски. Тем не менее
при нажатии на символ трансформатора выводится вкладка
«Transformer», где приведены ·основнь1е данные лля конструирования
сt _.::._:_
-
--
Deslgn Puиd (Optlmizatlon Done}
Р11с. 13.17. Основное окно проrраммы PI F.xpert
308
Глава 13. Флайбэк
накопительного трансформатора: тип магнитопровода, количество
витков, диаметр провода, количество слоев обмотки. Здесь также есть
очень полезная функция «Custom Transformers>>, которая позволяет
пользователю задать свой магнитопровод, если в перечне не нашлось
подходящего (или его трудно приобрести).
Третья фирма, предпринимающая шаги к автоматизации выбора
ми�росхем, «Intemational Rectifier�, выпустила на рынок линейку
микросхем IRIS. По своей конструкции представленные микросхемы
напоминают продукцию двух ранее уqомянутых фирм - примерно
такие же рараметры, такие же корпуса, очень похожие схемы включе­
ния. п·равда, пока линейка IRIS не прддержана программной средой
проектирования. Но, тем не менее, на рынке также появилась другая
линейка микросхем от той же фирмы - серия iPOWIR, представляю­
щая собой нечто среднее между DPA-Switch и LinkSwitch-ТN от
<<Power lntegration)). Это - линейка синхронных конверторов с вход­
ным напряжением 36...72 В, частотой преобразования 50 ... 1000 кГц.
Для· данной серии на сайте ф�рмы по адресу http://mypower.irf.com
создан оn-linе-калькулятор, с помощью которого можно выбрать мик­
росхему, получить схему ее включения с номиналами элементов и
конструктивными параметрами моточных элементов, просмотреть ос­
циллограммы сигналов. К сожалению, пользоваться on-line-вepcиeй
крайне неудобно, поскольку для этого нужно всегда и меть связь с
Интернетом. Но, будем надеяться, фирма не забудет и тех, кто при­
вык работать в off-line.
13.6. От теории - к практике
Автор предлагает -проверить свои знания в области конструирова­
ния флайбэк-преобразователей самостоятельным изготовлением двух
опытных вариантов преобразователей. Первая конструкция питается
от сети 220 В 50 Гц и построена на базе известной микросхемы
TDA4605. Второй · преобразователь предназначен для организации
гальванической развязки напряжений и построен на отечественной
микросхеме KPI 156ЕУ5.
· 13.6. 1. Флайбэк-преобразователь на базе TDA4605
Эrот доступный для повторения даже начинающими радиолюбите­
лями преобразователь создан на базе микросхемы TDA4605. Микро­
схема проста в использовании, обладает малым количеством выводов,
выпускается многими фирмами и, что немаловажно, имеет полные
отечественные аналоги - К1033ЕУ5 и КР1087ЕУ1 производства мин­
ского завода «Интеграл�.
Глава 13. Флайбэк
309
Микросхема нормально функционирует в сетевых преобразовате­
лях напряжения при изменении входного питающего напряжения от
170 до 245 В, имеет в своем составе схему включения-выключения де­
журного режима ) схему защиты от перегрузок. Основные функцио­
нальные узлы этой микросхемы показаны на рис. 13.18.
. 4
6
GND
SVI
IIRPC
1
• 1•
Общий
5
OUT
2
Генератор
Монитор
onopнoro ЭВ_ onopнoro
напряжения
напряжения
МОН
гон
тельтсжа
вкто
ОТУ
i
сги
7 ISS
'
-- Лоrичеа<ая
- схема
лс
r
. '. •
Усилитель
сигнала.
Генератор
� ошибки и
T()l(S
гт
IICSV
IС8С1<8Д и
огранмчи-
токовое
++ устройство
Стартовый �
генератор
++ имnульоое
1
Выходной
Основное
nереrрузки
УОП
+
_J Детектор
пониженКорректор
ноrо наnряnереrрузки
- - жения
кп
з
IPVМ
дпн
-i
-�
r
7f
Детектор
нуля
сиrнала
дне
в
IOF
Рис. 13.18. Функциональные узлы микросхемы TDA4605
Схема детектора пониженного напряжения (ДПН) имеет управляю­
щий вывод 3 (lnput for Primary Voltage Monitoring). При подаче на этот
вывод напряжения более 1 В разрешается работа узлов микросхемы.
Ма�симальное значение напряжения на этом выводе не должно пре­
вышать 6 ... 7 В. Возможность отключения источника питания замыка­
нием этого вывода на общий провод схемы используется для дистанци­
онного управления включением-выключением бытовой аудио- и ви­
деотехники.
Схема стабилизации напряжения состоит из усилителя сигнала
ошибки и nереrрузки (УОП) ) стопового компаратора (СК) и лоrиче-
Глава 13. Флайбэк
310
ской схемы (ЛС). Сигнал обратной связи, информирующий схему об
уровне напряжения на нагрузке, подается на вывод 1 (lnformation lnput
Concerning Secondary Voltage). Схема стабилизации вырабатывает им­
пульсы регулируемой скважности, которые усиливаются по току вы. ходным каскадом с ограничителем тока (ВКТО) и подаются на выход
·микросхемы через вывод 5 (Output). Ток через этот вывод ограничен
значением 1,5 А, напряжение - величиной, составляющей не более
70% от напряжения питания микросхемы.
Схема формирования пилообразного напряжения состоит из внешней
частотозадающей RС-цепи, подключаемой к выводу 2 (lnformation
lnput Regarding the Primary Current), стартового генератора импульсов
(СГИ), блока опорных напряжений (ГОН и МОН), детектора нуля С-!fГ­
нала (дНС).
Uin
Rr
г---- ��
1
1
1
1
1
f Uoc
1
Umax- - - - - - - - .
"onopa"
-1
сги
г- -,
;\ :КлСГИ
х
I
лс
дне
1
1
1
1
1
1
1
1
1
Рис. 13.19. Узел формирования пилообразного напряжения
и стабилизации
Схема формирования пилообразного напряжения показана на
рис. 13.19 и работает следующим образом. В момент начала очередно­
го цикла преобразования схема стартового импульсного генератора
(СГИ) вырабаrывает строf5ирующий импульс (линия 5 на рис. 13.20),
открывающий силовой транзистор. В этот же момент размыкается
внуrренний коммутатор (КлСГИ) и начинается заряд конденсатора Сг
через резистор Rг· Заряд сопровqждается увеличением напряжения на
выводе «2» микросхемы, начиная от значения Umin· Это напряжение
сравнивается с напряжением обратной связи Uoc. Когда оба напряже­
ния станут равными, компаратор (К) формирует импульс, закрываю­
щий силовой транзистор (линия 3 на рис. 13.20). Как мы уже знаем, в
этом случае в силовом трансформаторе должна, благодаря явлению
самоиндукции, измениться nолярност� напряжения на обмотках. Мо-
Глава 1 З. Флай6эк
311
u
Umax
Umin
1
1
_____L ___ _____ i___
:
u
1 : 1'
1
1
1
t
1
11
1
1
1
.
. ,.
1,
t
u
Детектор
нуля
t
Строб
старта
Рис. 13.20. Графики, поясняюшие работу узла стабилизации
мент йзменения полярности фиксируется детектором нуля (ДНС).
Детектор вьщает стробирующий импульс (линия 4 на рис. 13.20), ко­
торый поступает на схему логики (ЛС), «разрешая» новое открытие
транзистора, которое (внимание!) произойдет не тотчас же, а в еле�
дующем такте. Итак, транзистор остается закрытым, а напряжение на
конденсаторе продолжает расти. Когда оно достигнет значения Umax,
· ·схема СГИ вырабатывает стробирующий . импульс (линия 5 на
рис. 13.20), который одновременно сбросит напряжение на конденса­
торе до Umin и откроет ключевой транзистор. Начнется новый цикл работы.
Мы можем заметить, что рабочая частота преобразователя опреде­
ляется не только параметрами времязадающей цепи Rz, Cz, но и разно­
стью напряжений ( Umax - Uт;п)- Пrи перегрузке, которая может возник­
нуть при обрыве нагрузки, данная схема снизит коэффиuиент заполне­
ния управляющих импульсов до минимально возможной величины,
повысит рабочую частоту в несколько раз. Этот режим реализуется
снижением опорного напряжения Umax· Обратите внимание: рабочая
частота преобразователя лежит в пределах 20 ... 30 кГц, а защитная час­
тота примерно равна 200 кГц.
312
Глава 13. Флайбэк
Схема питания и защиты от КЗ вторичной обмотки также реализо­
вана в составе микросхемы. Режим короткого замыкания, как нам из­
вестно, не опасен для силового транзистора обратноходовоrо преобра­
зователя, поскольку фазы накачки энергии и передачи ее в нагрузку
разнесены во времени. Однако энергия в режиме КЗ будет рассеивать-·
ся на малом сопроrивлении вторичной обмотки и выпрямительном
диоде, что приведет к их разогреву. Чтобы исключить режим КЗ, в со­
став микросхемы был введен блок защиты от короткого замыкания.
Рассмотрим принцип работы этого защитного блока.
Питание микросхемы осуществляется через вывод 6 (Supply Yoltage
lnput), и если напряжение на этом выводе падает ниже 7,25 В, микро­
схема переходит в режим импульсного включения с периодом, равным
приблизительно I с. Длительность этого периода зависит от номиналов
элементов (конденсатора и резистора), подключенных к названному
выводу. Поскольку обычно микросхема питается от дополнительной
обмотки трансформатора, короткое замыкание силовой обмотки мгно­
венно отражается на напряжении, питающем микросхему. Максималь­
но допустимое значение напряжения питания микросхемы составляет
16,5 В при потребляемом токе в режиме запуска до 10 мА. Среднее зна­
чение потребляемого тока в рабочем режиме составляет 11 мА.
Принципиальная схема опытного флайбэк-преобразователя на
базе TDA4605 приведена на рис. 13.21. Собрать его можно на печатной
плате (рис. 13.22) по сборочному рисунку (рис. 13.23). Чтобы читателю
было понятно, как производится расчет таких преобразователей, ав--r:ор
с�ел необходимым привести некоторые вычисления и дать технологи­
ческие советы.
Преобразователь выполнен на печатной плате из фольгированноrо
стеклотекстолита. При правильной сборке и фазировке обмоток он
должен работать сразу. Перед первым включением нужно. нагрузить
преобразователь проволочным сопротивлением 1 О Ом (25 Вт) и, вклю­
чив преобразователь в сеть, резистором R8 выставить на нагрузочном
резисторе напряжение 12 В. Регулировку напряжения производить от­
верткой с изолированной ручкой.
Наш преобразователь питается от сетевого переменного напряже­
ния 220 В частотой 50 Гц, при этом он должен обеспечивать на выходе
ток 4 А при выходном напряжении 12 В. То есть мощность преобразо­
вателя составляет порядка 50 Вт. Частота . преобразования
выбрана око·.
ло 25 кГц.
Вначале наше внимание должно быть обращено к сетевому выпря­
мителю-фильтру с элеменrами VD1-YD4, Rl, CJ, Rl4. Диоды
VD I -YD4 должны быть выбраны так, чтобы их обратное напряжение,
приводимое в справочных данных, превышало амплитудное значение
напряжения в сети, составляющее 310 В. С учетом сказанного, выбра­
ны о rечественные диоды rипа КД226Г класса standard с обратным на-
Глава 13. Флай6эк
313
С9
О,047мк R12
. F11A
100_к,...,. f1
О ___
�-------1��-------бЗ- В
VD9
R13
MBR1645 18к
4
..-+--эt--4.,_._..__..,._.. +
Uout
W1
U1n
-220В
50Гц
RЗ
270к /
R4
1 s2ок
DA1
TDA4605
з
7
RS
8,2к
'/ R2
75к
С2
О,22мк
VD8 2
MUR460
З
С8
С9
О,1мк 100мк
25В
6
VD7
1,5КЕ440А
1
а
4
R10 10к
R8 2,2к
Wз
С6
47мк
25В I
Рис. 13.21. Принuипиальная схема flуЬасk-преобразователя
на основе TDA4605
nряжением 600 В, постоянным прямым током l, 7 А и импульсным то­
ком 50 А при длительности импульса менее 10 мс.
Входной выпрямитель содержит емкостной фильтр С l. В момент
включения преобр.азователя в сеть конденсатор CI разряжен, и он не
может зарядиться мгновенно-до амплитудного значения сетевоrо на­
пряжения. Поэтому в начальный момент времени через диоды фильтра
может протекать неограниченно высокий ток. Для оrраничения тока
через диоды в схему введен резистор RI. Этот элемент, конечно, ухуд­
шает КПД схемы, поскольку в процессе работы на нем рассеивается
дополнительная мощность, но отказываться от этого резистора ни в
коем случае нельзя!� В наших силах выбрать его с<'противление как
можно меньше.
Технические условия на выпрямительные диоды разрешают при
работе на емкостную нагрузку увеличить одно1<рат11ый импульс тока_ в
l ,57 раза. В этом случае допустимый прямой импульсный ток через
314
Глава 13. Флайбэк
........
С1)
Рис. 13.22. Печатная плата
диоды составит 78,5 А, что меньше начальной величины тока в момент
включения преобразователя в сеть (66 А). О выборе величины емкости
фильтрующего конденсатора написано немало книг разной степени
сло.ж1юсти, поэтому мы не будет выносить этот расчет в отдельный
раздел, а конспективно определим принцип инженерного расчета. Ем­
кость конденсатора фильтра определяется в общем виде из формулы:
(13.15)
Глава 13. Флайбэк·
315
+
+Uout
св
о--1�
·..5-е
,
+
С9
:в
C7 �
+
l)I
�
4
Wз
С1
Т1
..
Рис. 13.23. Сборочный рисунок
где т - число фаз выпрямителя (для диодного моста т = 2);
0 - угол отсечки диодов (приближенно считаем, что 0 = О);
Кп - коэффициент пульсаций напряжения;
fп - частота питающей сети (fn = 50 Гц)..
Поскольку напряжение питания может снижаться до 248 В от но­
минального значения 310 В, а коэффициент пульсаций разумно при­
нять 2%, емкость ко1щеJ{сатора CI составит приблизительно 200 мкФ.
Допустимое напряжение на обкладках конденсатора должно быть
выше ·амШiитудного напряжения сети, то есть выше 310 В. С учетом
Глава 13. Флайбэк
316
сказанного, выбираем конденсатор на номинальную емкость 220 мкФ
и номинальное напряжение 450 В. Тепер� мы можем проверить время
rоковоrо импульса через диоды моста:
-rи = 3- R 1 • С1 = 3 -220 · 10� · 4,7 = �,7 мс
< 10 мс_.
(13.16).
Проведенный рас�ет (13.16) убеждает нас в том, что выбранный
выпрямитель обеспечит надежную работу схемы.
Резистор Rl4 предусматривается для обеспечения электробезопас­
ности. Поскольку конденсатор фильтра заряжается до опасных значе­
ний напряжения и может длительное время сохранять заряд, необходи­
мо автоматически разрядить erq в течение нескольких секунд после от­
ключения питания.
Последнее, что нам необходимо сделать в этой части - выбрать
предохранитель F 1. В обычных низкочастотных трансформаторных
схемах этот предохранитель защищает первичную обмотку транс­
форматора от перегорания. В импульсных силовых схемах предохра­
нитель в силу инерционности своего срабатывания не может защи­
тить источник питания от выхода из строя, поскольку аварийные
процессы в нем развиваются очень быстро. Однако этот предохра­
нитель в с�учае пробоя силового транзистора предотвращает возго­
рание трансформатора.
В схемах, работающих от сети, всегда необходимо предусматривать
сетевой предохранитель для обеспечения пожаробезопасности импульсно­
го источника. Никогда не пренебрегайте этим правилом, даже если вы
считаете свою конструкцию предельно надежной - в технике случается
всякое. .
Почти все промышленные схемы импульсных сетевых источников
электропитания содержат так называемые фильтры электромаmиmой
совместимости, устанавливаемые на входе источника, перед диодным
мостом. Зачем? Все дело в том, что ключевые преобразователи являют­
ся источниками электромагнитных радиочастотных помех, которые
излучают, подобно антеннам, в окружающее пространство сетевые
провода. Действующие российские и зарубежные стандарты нормиру­
ют уровни радиопомех, создаваемых этими устройствам1:1. Поэтому
профессиональному разработчику рано или поздно '(лучше рано!) при­
дется заняться проектированием фильтра рад1:1опомех или выбором го­
тового, благо их выпуск налажен многими фирмами. Проектирование
радиопомеховых фильтров - тема для отдельной книги. Для нашего
экспериментального преобразователя мы не будем озадачиваться во­
просом радиопомех, поскольку конденсатор С 1 снижает их до приемлемоrо в экспериментах уровня.
Теперь поговорим подробнее о проектировании ·накопительного
трансформатор� для флайбэк-преобразователя. Как показывает прак­
. тика, подойдет трансформатор, выполне�ный либо на базе феррито/
Глава 13. Флайбэк
317
вых броневых чашек (единицы Вт), на базе Ш-образных магнитопро­
водов (десятки-сотни Вт), а также колец из МО-пермаллоя (если по­
зволит частота преобразования). Основы расчета конструктивных
параметров индуктивных элементов мы уже рассмотрели в главе, по­
священной чопперу. В данном случае трансформатор рассчитывается
как дроссель, имеющий две (или более) обмоток и также должен быть
выполнен с зазором. Коэффициент трансформации определяется ·из
соотношения:
(13.17)
Число витков первичной обмотки:
D .uiп
w, =
В· S-f'
где
(13.18)
- минимальное напряжение питающей сети, В;
В - амплитуда магнитной индукции в сердечнике, Тл;
S - площадь рабочего поперечного сечения сердечника, м2 .
lf;n
Минимальный объем магнитопровода можно определить исходя из
допустимой температуры перегрева. Однако, как правило, реальн�1й
объем магнитопровода оказывается на порядок больше, поскольку мы
ограничены также размером окна.
Определяем коэффициент трансформации исходя из минимально
возможного напряжения питания 248 В:
(13.19)
k = _Q_ = О 048.
248
jj" "'.) { 1 111 u ('
1
Определяем требуемую индуктивность лервичной обмотки по фор­
муле (13.9) исходя из коэффициента заполнения, равного 0, 5 :
L D-(1 -D) ·U;п = 0, 5 ·(1-О, ) ·248
=
= б,S мГн.
;
(13.20)
k
24-2
5
-10
,0
048
2-iout ·f·
,
.)
· Определяем средний ток первичной обмотки:
(13.21)
il = iout • k = 4 ·0,048 = 0,2 А.
Выбираем для нашей схемы магнитопровод типа Ш 16х20 из фер­
рита 2500НМС1 с площадью «окна» (S0) равной 4,18 см2 , площадью по­
перечного сечения (S) равной 3,2 см2 , длиной срелней линии (fcp) 12,3
см, объемом 32 см3 .
Число витков первичной обмотки определяется по формуле (13.18):
о,5 · 248
- 64
(13 22)
3
.
/
Wi
- 0,25 · 3,2 ·] 0-4 · 25 · 10
-
•
318
Глава 13. Флайбэк
Величина немагнитного зазора составит О,12 мм (с учетом двойного
зазора на Ш-образном магнитопроводе), объем магнитопровода по
критерию допустимоrо перегрева- 0,1 см 3. Видно, что мы могли обой­
тись очень маленьким объемом магнитопровода, однако в данном слу­
чае определяющим является возможность размещения обмотки в его
окне, что увеличивает размеры магнитопроводов на порядки по срав­
нению с оптимальными. Зазор необходимо обеспечить, приклеив на
стык половинок магнитопровода электроизоляционные прокладки
толщиной 0,12 мм.
Число витков вторичной обмотки (w2) составит 3. Мы помним, что
имеется также обмотка обратной связи (w3), которая, во-первых, пита­
ет микросхему в рабочем режиме, во-вторых, является источником
сигнала обратной связи для схемы регулирования напряжения и,
в-третьих, служит датчиком для детектора нуля. Исходя из номиналь­
ного напряжения питания 12 В число витков этой обмотки составит 3.
Диаметры обмоточных проводов выбираем из знакомого нам ус­
ловия допустимой плотности тока не более 5 А/мм2 : d1 = 0,25 мм;
d2 =- 0,6 мм; d3 = 0,25 мм. Поскольку обмотка w3 нагруж�на незначи­
тельно, мы вполне можем намотать ее тем же проводом, ,Jчто исполь­
зуется для обмотки w1. Обмотка w2 должна быть намотана пучком
проводов из 5 жил. В проверочном расчете трансформатора обычно
вычисляют степень заполнения окна магнитопровода «медью» об­
мотки и электроизоляционным материалом, учитывая при этом, что
объем ИЗОЛЯЦИИ примерно равен объему <<МеДИ>>.
Конструкция трансформатора должна быть такой, как показано на
рис. 13.24. Хорошую межслойную изоляцию обеспечивает тонкая фто­
ропластовая лента или лакоткань, можно воспользоваться трансфор­
маторной бумагой.К-120, если _не предполагается эксплуатировать пре­
образователь в условиях повышенной влажности. Каждый слой прово­
да желательно проложить слоем изоляции, а между первичной и
пров д
г.=::;:;:::::::::::;;:;:;::;,..;:,;-:;- Магнито о
ИЭО11ЯЦИЯ
Обмоn<а 2
Изоляция
Обмотка 3
Обмотка 1
Из оляция
Каркас
Немагнитный
эазар
Рис. �3.24. Конструю�ия накопиrелъноrо трансформатора
Глава 13. Флайбэк
319
вторичной обмотками проложить два слоя изоляции. При намотке
вручную не забудьте пометить «начала>> и <<концы� обмоток. Намотка
должна вест1:1сь <<Виток к витку», в случае многослойной намотки - по
Z-схеме, то есть с переходом к начальному витку.
В качестве диода VD8 выбираем диод MUR460 класса ultra-fast fIРО­
изводства фирмы Motorola (обратное напряжение 600 П, допустимый
прямой постоянн·ый ток 4 А, время обратного восстановления 75 нс) .
. Можно также использовать отечественный д11од КД247 или аналогич­
ный.
В качестве выпрямительного-диода используем знакомый нам диод
Шоттки типа MBRI645. Размер радиатора в этом случае оказывается
приблизительно таким же, как и в схеме чопперноrо преобразователя.
Поэтому для разрабатываемой схемы нужно изготовить радиатор с раз­
мерами 30 х 30 х 5 мм. Конденсатор С9 рассчитан по известной нам
методике (13.15), учитывая,. что он сглаживает напряжение с углом от­
сечки, не равным нулевому. Неполярный керамический конденсатор
С8 необходим для шунтирования высших гармоник выходного напря­
жения, поэтому он обычно присутствует на выходе фильтра. Сопротив­
ление неотключаемой нагрузки RIЗ составляет 18 кОм. Резистор R2 и
конденсатор С6 образуют цепь запуска преобразователя. Через рези­
стор R2 заряжается конденсатор С6, и при достижении напряжения на
нем 7,25 В микросхе�а <<ВыдаеТ>> импульс открытия транзисторного
ключа VТl. Появляющийся в обмотке w3 ток подзаряжает кощенсатор
С6, и в дальнейшем микросхема питается от этой обмотки. Величина
резистора R2 в разных схемах колеблется от 22 до 100 кОм, а величина
конденсатора С6 - от 22 ДО 100 мкФ.
. ,. • I', r, "r, 1 , • •
Конденсатор С2 обеспечивает плавность перехода в режим повышенной частоты и обратно. Делитель R4, R5 «следит» за уровнем пи­
тающего напряжения. Цепочка RЗ, СЗ задает частоту работы преобра­
зователя. Делитель R9, R8, R7 - цепь обратной связи t <сследящая» за
уровнем напряжения на вторичных обмотках. Резистор· R8 выбран ре­
гулируемым для точной установки выходного напряжения. Конденса­
торы С5 и С4 фильтруют резкие броски напряжения в переходных ре­
жимах. Диоды VD5 и VD6 - выпрямительные с возможно минималь­
ным временем обратного восстановления. Подойдуr, например, диоды
IN4148, IN4935, 1N4933 или отечественный тип КД221А.
В силовой узел входят сапрессор VD7 типа l,SKE440A, транзистор
VГI и затворный резистор R6. Рекомендуемый для подобных схем
транзистор BlJZ90A выпускается многими фирмами, широко известен.
Ближайший отечественный его аналог - КП707В1.
Оценим потери энергии на транзИt.,"ТОре. Для рекомендуемого rипо­
вой схемой затворного резистора R6 = 47 Ом, с учетом того, что напрн-
320
Глава 13. Флайбэк
жение на выводе 5 микросхемы не может подняться более 70% ot на­
пряжения питания, время включения составит 0,3 мкс.
Потери переключения в однотактной схеме с индуктивной нагруз: кой мы вычисляли в разделе, посвященном полевым транзисторам.
В данном случае они составят 0,2 Вт. Паразитный диод в этом случае
полност_ью исключен, поэтому потери ero восстановления мы не учи­
тываем.
Сrатические потери (потери проводимости) вычислим исходя из
того, что ток в первичной цепи носит <<Треугольный» характер. Эти по­
тери составят 0,8 Вт� Общие потери энергии на транзисторе составят
1 Вт, температура кристалла - 105 °С. В данном случае радиатор лучше
спроектировать. Методика его расчета известна, поэтому автор приво­
дит только конечный результат. Итак, габаритные размеры пластины:
30 х 60 х 5 мм.
Прежде чем приступить к изготовлению разработанного флай­
бэ-преобразователя, автор обращает внимание читателей на то, что схе­
ма питается - опасным для э,сизни сfmевым напряжением. Поэтому все
операции по сборке и модернизации следует проводить, .выключив вилку из
розетки, и не ранее, чем через десять секунд после полного отключения
преобразователя от сети. По.мните, что конденсатор CJ заряжается до
амплитудного напряжения сети.
13.6.2. Флайбэк-преобразователь
на базе КР1156ЕУ5
На рынке промышленных преобразователей достаточно часто
можно встретить класс маломощных (единицы Вт) источников, пред­
назначенных для организаuии гальванической развязки межлу двумя
низковольтными цепями. Обладая малыми габаритами и значитель­
ным (несколько киловольт) напряжением пробоя изоляции, эти пре­
образователи питают гальванически развязанные интерфейсные схе­
мы, аналого-цифровые преобразователи, управляющие цепи «плаваю­
щих)> силовых ключей и многое другое. К сожалению, готовые модули
стоят достаточно дорого, поэтому тем, кто хочет немного сэкономить,
пригодится схема, описание которой приводится ниже.
Преобразователь (рис. 13.25) с входным напряжением 9 ... 16 В и вы­
ходным стабилизированным напряжением 15 В позволяеr получить
выходной ток до ] 00 мА, прй этом первичная и вторичная цепи оказы­
ваются гальванически развязанными. Сигнал обратной свя1и имеет
�ветовой барьер в виде оптопары LJ 1 ) а прямая цепь органи:1ована с по­
мо1цью накопительного трансформатора Tl.
Собран преобразователь на печатной плате (рис. 13.26) но сбороч­
ному рисунку (рис. ] 3.27). Трансформатор Tl наматывается на кольце
Глава 13. Флайбэк
321
+
.....
1--������
о�
<
..........
о�
>�
,.....
1-
х
,-..о
u�
N::E
.()""":,
о..,
....
о:: .....
t")
•
,.....
,..... ::Е
N
М
V
u-r:
О·
--.а.-
1.() N
Q. �-....-......---.--'
::-::ф
,..._
(О
1{)
....
�
.....1
\()
'
1.()
0)0
о::�
+
U") ::Е
+
5
.
::)
.....
()О
Рис. 13.25. Принципиальная схема flуЬасk-конвертора
на базе КР l l 56EY5
из МО-пермаллоя марки МП-140 типоразмера КП15х7х6,7. Обмотка
w 1 содержит 40 витков провода ПЭТВ-2 диаметром 0,25 мм, намотка
ведется пучком из 4 проводов. Вторичная обмотка содержит 35 витков
тоrо же провода, намотка ведется одним проводником. Между обмот­
ками желательно проложить лакотканевую или фторопластовую изоля­
цию. Естественно, при намотке необходимо пометить <<Начала�) и «кон­
цы» обмоток.
В конструкции преобразователя применены элементы со стандарт­
ными допусками. Резисторы постоянные типа С2-33, С2-23, Cl-4; пе­
JРеменный резистор - типа СПЗ-19а, 3329, 3266, 3296 (фирма
<(BoнrnS>>), 3321, PVl2 (фирма <<Mttrata»). Неполярные конденсаторы
типа KJ 0-176, полярные - типа KS0-68 или импортные аналоги. Вме­
сто микросхемы TL43 l подойдет отечественный аналог КР 142ЕН 19А,
Глава 13. Флайбэк
322
38
Рис. 13.26. Печатная плата
Рис. 13.27. Сборочный рисунок
оптопара 4N25 может быть заменена на 4N26, 4N27, 4N28. Диод VDI
может быть типа 31DQ05, 31DQ06, ВУ396.
Настройка преобразователя сводится (при правильной фазировке
обмоток трансформатора Tl) к установке номинального значения вы­
ходного напряжения. Для этого необходимо, контролируя выходное
напряжение, установить его номинальное значение резистором Rl О.
Глава 14
Несколько трудных вопросов
Конденсаторы для силовой электроники.
Как измерить большой ток. плавающее управление
· силовыми ключами
У меня проблемы с финансами для покупки большого количества новых мне кон­
денсаторов, зато полно старых, которые находятся в плачевном состоянии. Я экс­
периментирую с высокrрнергетическими импульсными преобразователями, поэтому
восстановить их собираюсь не для продажи. Можно ли их повт_орно использовать?
Из переписки
Все в книге есть, одного не хватает: как организовать цепь обратной связи,
если требуется г_альваническая развязка. Обычный шунт здесь не подходит ...
,
Из отзывов на первое издание
Тем, кто постоянно работает с силовой техникой, приходится ре­
шать массу специфических проблем, которые не встречаются, пожа­
луй, ни в одной друrой области электроники. Эта глава посвящается
нескольким таким частным вопросам. Конечно, существует масса дру­
гих задач, рассказ о которых остается за рамками данной книги. Хочет­
ся надеяться, что читатели, столкнувшись с ними, без труда разберутся
самостоятельно.
14. 1 . Немного о конденсаторах
для силовой техники
Электролитические конденсаторы применяются в электронной
технике настолько часто, что порой мало кто задумывается о том, как
они устроены, как изготавливаются и какими основными свойствами
обладают. Эти знания понадобятся разработчику при создании нового
.изделия электронной техники, при модернизации уже разработанного,
при ero ремонте.
Итак, алюминиевый электролитический конденсатор. Его обклад­
ки (катод и анод) и:Jrотавливаются из алюминиевой ленты, между ко-
324
Глава 14. Несколько трудных вопросов
торыми проложена специальная электролитическая бумага, пропитан­
ная электролитом. Одна из обкладок имеет очень тонкий слой оксида
алюминия, появляюшеrося в результате электролитического окисле­
ния и являющегося диэлектриком. Этот оксидный слой обладает
свойствами односторонней проводимости, но в определенном на­
правлении приложения электрического потенциала он обладает от­
личными диэлектрическими свойствами, а также малой толщиной,
что позволяет изготавливать конденсаторы больших емкостей с не­
большими размерами. Конструкция электролитического конденсатора
показана на рис. 14.1.
Электролит
(реальный катод)
Оксидная пленка
/
\.
Анод
(алюминивый _· _.._..
...
электрод)
\:
Катод
- ---- (вторичнь1й
-....
алюминивый
'
л
�
�
электрод)
"J
Рис. 14.1. Конструкuия электролитического конденсатора
В связи с этим обстоятельством подавляющее большинство вы­
пускаемых промыш,ленностью электролитических конденсаторов яв­
ляются полярными элементами и при их включении в схему нужно
соблюдать соответствующую полярность. Если обе алюминиевые по­
лосы имеют на своей поверхности слой оксида, конденсатор станет
неполярным. Такие конденсаторы тоже выпускаются, но распростра­
нены они значительно меньше. Например, фирма «Hitano� выпускает
неполярные конденсаторы серии ENR и ENA, имеющие диапазон ем­
костей от 0,47 до 1000 мкФ и рабочими напряжениями до 160 В с
температурным диапазоном от -40 до +85 градусов Цельсия. Номенк­
латура отечественных конденсаторов серии К50-68Н, выпускаемых
заводом <<Элеконд>> (http://www.elecond.ru) скромнее: от 2,2 до 22 мкФ
и от 16 до 50 В при том же диапазоне рабочих температур. Мы упоми­
наем здесь так называемые электролитические конденсаторы ,.�,
ким электролитом. Существует и другой тип электролитических кон­
денсаторов - с <<Твердым>> электролитом, но здесь мы его рассматри­
вать не будем.
Емкое rь алюминиевого электролитического конденсатора может
приближенно быть вычислена из следующей формулы для плоскопа­
раллельного конденсатора, известной из курса физики:
325
Глава 14. Несколько трудных вопросов
(14.1)
где
Е - диэлектрическая проницаемость материала диэлектрика;
S- площадь (квадратные сантиметры) диэл�ктрика;
d - толщина (сантиметры) диэлектрика.
Оче_видно, чтобы достиrнуrь более высокой емкости конденсатора,
диэлектрическая проницаемость и площадь диэлектрика должны быть
как можно больше, а толщина диэлектрика - как можно меньше.
В табл. 14. l показаны значения диэлектрических постоянных и толщи­
на материалов, использующихся в различных типах конденсаторов.
"
Таблица 14. 1 . Д11tэлектрически� характеристики материалов
Толщина
диэлектрика,
мкм
Тип конденсатора
Диэлектрик
Диэлектрическая
проницаемость
Алюминиевый электролитический конденсатор
Оксид
алюминия
7... 10
0,0013...0,0015.
Танталовый э.лектролитический конленсатор
Оксид тантала
24
0,001 ...0,0015
Пленочный конденсатор
(металлизированный)
П олиэстерная
пленка
3,2 .
0,5...2,0
Керамический конденсатор (высокая диэлектрическая nрониuаемость)
Титанат бария
500...20000
5,0
Кермический конденсатор (термокомпенсированный)
Оксид титана
15... 250
5,0
Однако чем тоньше диэлектрик 1 тем меньше напряжение ero про­
боя. В случае электролитических конденсаторов толщину диэлектрика
можно снижать, рассчитывая ее на определенное максимальное рабо- ·
чее напряжение и снижая габариты конденсатора. Но чем тоньше ок­
сидная пленк(J, тем бо)Jее жесткие требования предъявляются к механи­
ческой стойкости и к их надежности, долговечности, срокам службы.
Создание оксидной пленки происходит с помощью гальваническо­
го травления в _хлориде алюминия при пропускании переменного (АС)
или постоянного (DC) тока либо попеременного чередования АС- и
DС-токов. Сушествует два основных типа травления: поверхностное
травление, являющееся в основном продуктом АС-электролиза, вы­
полняется для конденсаторов с низким 3начением допустимого рабо-
326
Глава 14. Несколько трудных вопросов
чего напряжения; и туннельное травление, получающееся в результате
воздействия DС-электролиза и применяющееся для конденсаторов со
средним и высоким значением допустимого напряжения. Затем с це­
лью создания поверхности с высокой чисrотой диэлектрик помешается
в раствор борной кислоты.
Зачем в электролитическом конденсаторе электролит? Не проще
было бы окислить обкладки и проложить между ними бумагу, свеQ­
нув затем в трубочку? Оказывается, нет. КоJ-Шенсатор, изготовленный
таким способом, будет иметь небольшую емкость, так как обкладки
получаются отстоящими друг от друга достаточно далеко. Поэтому
бумага пропитывается специальным жидким электролитом - прово­
дящей жидкостью. Одна из алюминиевых обкладок в результате про­
питки становится вторичным катодом, а собственно катод получается
из бумаги, пропитанной электролитом. Таким образом, диэлектри­
ком становится оксидный слой и достигается высокая емкость кон­
денсатора.
. К электролитической жидкости для пропитки конденсаторов
предъявляются следующие основные требования: во-первых, это долж­
на быть токопроводящая жидкость, во-вторых, она должна восстанав­
ливать дефекты оксидного слоя, в-третьих, должна быть химически ус­
тойчивой с фольгой анода и катода и, в-четвертых, не должна создавать
давление внутри оболочки конденсатора при нормальной работе. По­
этому разработаны разные типы электролитов для работы при разных
напряжениях, разными рабочими температурами.
Стандартный допуск емкости электролитических конденсаторов
обычно составляет 20% (группа М) и даже 50%, однако выпускаются
конденсаторы с допуском емкости 10% (группа К), которые применя­
ются в условиях, где необходимо применение только таких конденса­
торов. Емкость конденсатора измеряется на частоте 120 Гц и темпера­
туре 20 градусов Цельсия.
Эквивалентное последователь­
г
ное сопротивление (ESR) и тан­
генс угла потерь (tan8) - другие
с
R
L
важные параметры конденсатора,
о которых мы сейчас поговорим
z
Полный импеданс конденсатора
Рис. 14.2. Эквивалентная схема '
(Z) состоит из нескольких компо­
конденсатора
нент, составляющих эквивалент­
ную схему (рис. 14.2).
На рис. 14.2 обозначены:
С- собственная емкость конденсатора (Ф);
r - сопротивление утечки электролита (Ом);
R - эквивалентное последовательное сопротивление (Ом);
L - эквивалентная последовательная индуктивность (Гн). ·
327
Глава 14. Несколько трудных вопросов
На низких частотах (50 ... 1000 Гц) эквивалентная последовательная
индуктивность L обычно не учитывается в силу своей незначительно­
сти и ESR имеет чисто активный характер. Тангенс угла потерь в этом
случае определяется по формуле:
(14.2)
Необходимо также отметить, что сопротивление R обусловлено
главным образом сопротивлением фольги обкладок и выводов, а ин­
дуктивность L - иJ-Щуктивностью обкладок. Характер поведения раз­
личных составляющих полного сопротивления конденсатора в зависи­
мости от частоты приведен на рис. 14.3.
tan б = 2тт · f ·С· R.
R(Ом)
Z(Ом)
10
1
'\.
�
-
�
R
"'
�
�
Хе.
10..з
10 2
/
10 3
/
�
,,
х(
105
10 4
Частота. Гц
Рис. 14.3. Характер поведения Хе, Z, XL , R от частоты
Хорошо видно, что падение полного сопротивления конденсатора .
происходит до определенной частоты, после чего паление замедляется,
стабилизируется на определенном уровне, близком к активному сопро­
тивлению, и начинает расти. Рост полного сопротивления происходит
вследствие наличия индуктивности L. Именно поэтому электролити­
ческие конденсаторы плохо «работают)> на высоких частотах, их прихо­
дится в силовой технике шунтировать неполярными конденсаторами.
При выборе электролитических конденсаторов достаточное внима­
ние нужно уделять токам уrечки. Причин? их появления кроется в не­
идеальном характере поляризации диэлектрика, наличии влаги в ди­
электрике, наличии вкраплений соединений хлора и металлических
�римесей. Величина тока уrечки может быть уменьшена только на эта­
пе изготовления конденсатора, и с улучшением уровня технологий ее
доля становится меньше и меныuе, однако полностью ее не исключить.
Токи уrечки зависят 'от времени, приложенного на;пряжения и темпе-
328
Глава 14. Несколько ·,рудных вопросов
ратуры окружающей среды. Если есть необходимость длительного хра­
нения электрического заряда, к выбору конденсатора по параметру
тока утечки следует относиться очень внимательно.
I
.
Как уже было неоднократно сказано, в алюминиевых электролитических конденсаторах применяется жидкий электролит. Поскольку
электролит, как любая жидкость, обладает характеристиками вязкости,
проводимости, внешние климатические факторы оказывают на кон­
денсатор некоторое влияние. Электрическая проводимость электроли­
та увеличивается с увеличением температуры и снижается при ее пони­
жении. Мы рассмотрим влияние температуры на такие известные нам
параметры, как емкость, танге,-.с угла потерь, ESR, полное сопротивле­
ние и ток утечки.
Емкость алюминиевых электролитических конденсаторов увеличи­
вается при увеличении температуры и соответственно уменьшается
при уменьшении температуры. Связь межцу температурой и емкостью
отражена на рис. 14.4.
20
-
10
1
J
50В ОООмк 105°С
� о
-
120
�
� -10 r
�
� -20
ш
- 30
-40
-60
-40
-20
О
20
40
60
Темnература, 0С
20
1
1
1
-20
О
20
40
60
0
Температура, С
10
80
100
120
80
100
120
200В 470мк 105°С
lо
120
t; -10
�
:f -20
ш
-30
-40
-60
-40
Рис. 14.4. Типовая зависимость емкости от температуры
'
Эквивалентное последовательное сопротивление (ESR), а следовательно, и тангенс угла потерь и полное сопротивление (Z) изменяются
при изменении температуры и частоты. Наиболее типичный характер
изменения тангенса угла потерь для элек·rролитических конденсаторов
показан на рис. 14.5. Хорошо видно, что с росrом частоты растуг потери.
Глава 14. Несколько трудных вопросов
10
�т-rт
10
::: 50В 1ОООмк 105 °С
i-
329
:200В 470мк 105°С
,J
./
1
/
,,
,,
/
ю
с
0,1
-
V
V
,J
/�
-r
...-.
-25'(
Ь!J ё·
0
/"�
.,
/
�
10 oro
.. �
/
/
-
0,1
�
/
�
0,01
100
,/'
о
/
1"'
/
1
/ А r 111
� -256 t'·
r
�11'
,,,,
.,
., ,i
1
1
> 1
o
( f
�
10(l
;
,,,
�
,:;,
.А
�
1к
10к
0,01
100
Частота, Гц
10к
1к
Частота, Гц
Рис. 14.5. Типовая зависимость тангенса угла потерь от частоты
Электролитические конденсаторы ограничены в режимах работы с
пульсирующими токами. Проще говоря, пульсация напряжения на вы­
водах конденсатора не должна превышать величины, задаваемой в тех­
нической документации. Дело в том, что обычно пульсации связаны с
. циклическим характером работы коI-Щенсатора в режиме «заряд-раз­
ряд>>. Протекающие в это время реактивные токи выделяют на ESR теп­
ло, что разогревает конденсатор. Также необходимо обращать внимание
на допускаемую величину реактивного тока. Понятно, что конденсато­
ры с проволочными выводами допускают небольшие (сравнительно) ве­
личины токов, а вот для работы в мощных силовых устройствах выпус­
каются конденсаторы с резьбовыми выводами.
Иногда для увеличения допустимого напряжения электролитиче­
ские конденсаторы включают последовательно. Так придется посту­
пить при разработке преобразователя с питанием от трехфазной сети
переменного тока 380 В/50 Гц. Амплитудное значение напряжения на
конденсаторах входного фильтра может здесь достигать 540 В, в то вре­
мя как найти «электролит>> с напряжением более 450 В едва ли удаст ся.
На рис. 14.6 показан вариа�т последовательно-параллельного включе­
ния конденсаторов. Чтобы сбалансировать конденсаторы по токам
утечки, включаются дополнительные выравнивающие резисторы R JisR,
величина которых рассчиrывается по эмпирической формуле:
R _ 1000
vsя-0,015-C
•
(14.3)
330
Глава 14. Несколько трудны� вопросов
с
RvsR
RvsR
=С
RvsR
+
с
с
+
r-.. \ '
• 1 ......
1
RvsR
Рис. 14.6. Последовательно-параллельное включение конденсаторов
Если в указанную формулу подставлять емкость крнденсатора в
мкФ, то величина резистора полу1.iится в кОм.
14.2. Измеряем токи большой величины
Кла�сически_й вариант измерения токов большой величины извес­
тен - это включение в силовую цепь шунта. Напряжение, снимаемое с
шунта, затем усиливается специальной схемой и используется для
дальнейшей обработки. В мошной преобразовательной технике поль­
зоваться шунтами для измерения токов в силовых (сильноточных) це­
пях неудобно, а зачастую даже оnасно, поскольку схема усиления токо­
вого сигнала имеет гальваническую связь с силовыми цепями преобра­
зователя, а значит, и с питаюшей сетью. Конечно, для построения
измерительн�rо канала можно использовать специальные изолирую­
щие операционные усилители, но все-таки это - экзотика .
. Не так давно на рынке электронных компонентов появились бес­
контактные датчики тока, основанны� на эффекте Холла. Схематиче­
ски внутреннее устройство датчика тока показано на рис. 14. 7. Имеется
кольцевой магнитопровод из ферромагнетика, в зазоре которого уста­
новлен датчик Холла. Датчик Холла замеч.ателен.тем, что на его элек­
тродах образуется разность потенциалов при нахождении в магнитном
поле. Далее полученная ЭДС усиливается и подается на схему компен­
сации, которая стреми:rся свести магнитной поток в кольцевом магни­
топроводе к нулю.
Одной из велуших производителей бесконтактных датчиков явля­
ется швейцарская фирма «LEM» (http://www.lem.com). ДатчиЮ1, про­
изводимые этой фирмой, позволяют измерять двуполярные токи от
единиц ампер до десятков тысяч ампер с точностью не хуже 1 %. Мини­
мальная верхняя граница частотной характеристики для большинства
датчиков составляет 100 кГu. Некоторые модел� имеют диапазон от
i 50 до 200 кГu. Время отклика определяется несколькими параметра­
ми, сред\1 которых время реакции, время нарастания выходного сигна­
ла до уровня 0,9 номинального тока нагрузки, время задержки. Время
Глава 14. Несколькр трудных вопросов
331
ov
Рис. 14. 7. Устройство датчика тока
отклика сравнимо с временем зацержки, которое тоже характеризует
способн9сть датчика без искажений повторять форму входного тока �
зависимости от скорости изменения величины тока. Типовое время от­
клика для датчиков компенсационного типа составляет менее 1 мкс.
Правильное повторение формы входного тока на нагрузочном выход­
ном резисторе зависит от внутренней конструкции каждого датчика и
от способа монтажа да1Чика в контролируемой схеме. Датчики способ­
ны, в зависимости от модели, обеспечить скорость нарастания выход­
ного тока от 50 А/мкс до нескольких сотен А/мкс. Поэтому их исполь­
зуют для защиты полупроводниковых приборов в случае возникнове­
ния коротких замыканий в силовых цепях. Питание датчиков
осушествляется двуполярным напряжением 15 В.
На рис. 14.8 показано конструктивное исполнение датчиков LEM.
Как пра�ило, они представляют собой прямоугольную коробочку с за­
крепленной токоведущей шиной (рис. 14.8, а) либо с окном (круглым
или прямоугольным), через которое пропускается СИJJовой проводник.
В приборе датчик может закрепляться как с помощью специальных
крепежных лап, так и просто впаиваться в печатную плату.
а)
б)
Рис. J4.8. Конструктивное исполнение датчика LE1v1:
а) с токоведущей шиной; 6) с окном дJIЯ прокладки токоведУJ.цего нроводника
332
Глава 14. Несколько трудных вопросов
14.3. Плавающее управление силовыми ключами
-
Схема управления силовыми ключами всегда строится так, что ее
выходной сигнал (широтно-модулированные импульсы) задается отно­
сительно общего проводника схемы. Как видно из рис. 14.9, а, на кото­
ром показан полумостовой каскад, для ключевого транзист�ра VГ2
этого вполне достаточно - сигнал можно непосредственно подавать на
затвор (базу), так как исток (эмиттер) связан с «общим>> схемы
а)
б)
Рис. 14.9. К пояснению проблемы управления силовыми ключами
в полумосте
Но как быть с транзистором VТI? Если транзистор VТ2 находится в
закрытом состоянии, а VТl открыт, на иtтоке VТI присутствует напря­
жение питания (f;n. Поэтому для коммутации транзистора VГI необхо­
димо гальванически развязанное с «общим>> схемы устройство, которое
четко будет передавать импульсы схемы управления, не внося в нее ис­
кажений. Классическое решение этой проблемы состоит во включении
управляющего трансформатора Т (рис. 14.9, б), который, с одной сто­
роны, гальванически развязывает управляющие цепи, а с другой - пе­
редает коммутационные импульсы. Не случайно это техническое реше­
ние считается классическим: оно известно уже не одно десятилетие, и
вопросам, связанным с проектированием управляющих трансформато­
ров, посв·ящено достаточно книг. Поэтому мы не будем рассматривать
в подробностях этот метод.
Обратимся к сравнительно новому способу управления силовыми
транзисторными ключами, называемому буrстрепным. Собственно,
способ этот был разработан достаточно давно, однако широкое рас­
пространение в практических конструкциях он получил после появ­
ления драйверных микросхем. Сразу отметим, чrо буrстрепный метод
возможно эффективно использовать только для транзисторов
Глава 14. Несколько трудных вопросов
333
MOSFET и IGBT, которые требуют ничтожных затрат мошности в
цепи управления.
Рассмотрим буrстрепный метод управления на основе драйверной
микросхемы IR2113, выпускаемой фирмой «lntemational Rectifier».
Драйвер представляет собой микросхему в стандартном корпусе (на­
пример, DIP-14). Входным сигналом служит сигнал микросхемы
управления стандартной амплитуды логического уровня. На выходе
драйвера имеются напряжения управления <<верхним>> и <<Нижним» си­
ловыми транзисторами. В драйвере приняты меры по обеспечению не­
обходимых управляющих уровней, создан эквивалент гальванической
развязки, имеются дополнительные функции - вход отключения, за­
щита от пониженного напряжения питания, фильтр коротких управ­
ляюших импульсов.
Как видно из структурной схемы (рис. 14.1О), двухтактный драйвер
состоит из двух независимых каналов. На входе предусмотрены форми­
рователи импульсов, построенные на основе триггеров Шмитrа. Выво­
ды Усе и Vdd предназначены для подключения питающего напряжения,
«земляные>> шины силовой части и управляюшей развязаны (выводы
Yss и СОМ). В подавляюшем большинстве случаев эти выводы просто
соединяются вместе. Предусмотрена также возможность раздельного
питания управляющей и силовой части для согласования входных
уровней с уровнями схемы управления. Вход SD - защитный. Выход­
ные каскады построены на комплементарных полевых транзисторах и
в дополнительных пояснениях не нуждаются.
Типовая схема включения драйвера приведена на рис. ] 4.11. Кон­
денсаторы CI и СЗ - филътруюшие. Фирма-rtроизводитель рекоменду­
ет располагать их как можно ближе к соответствующим выводам. Кон­
денсатор С2 и диод VD1 - буrстрепный каскад, обеспечиваюший пита­
ние каскада, управляющего верхним ключом. Резисторы Rl и R2 затворные. Затворные резисторы также «спасают» драйвер от неприят­
ного явления, называемого защелкиванием. Явление защелкивания мы
разберем чуrь позже. Конденсатор С4 - фильтр в силовой цепи.
Ф'ирма выпускает разные типы драйверов: совмещенные верхнего и
нижнего ключа, одиночные верхнего и нижнего, полумостовые, авто­
генераторные, трехфазные. Некоторые типономиналы приведен�� в
табл. 14.2.
Обратим внимание на рис. 14.12. Заряд, накапливаемый в буrст­
репном конденсаторе Сь, имитирует «плавающий» источник, который
питает половину драйвера, относяшуюся к верхнему ключу. Поскольку
драйвер построен на полевых элементах, суммарная �ошность; расхо­
дуемая на управление, незначительна и может быть быстро пополнена.
<<Плавающий>> источник питания в динамическом режиме заменяется
конденсатором соответствуюшей емкости, подзаряжающимся от ис­
точника питан_ия драйвера.
334
Глава 14. Несколько трудных вопросов
ш-
.9
(J
(J
о
::I:
ш-
ш------ш----:,
+-о}---�_ ----,ш
-
ш-,
Преобразовате.ль
Преобразователь
уровня
о
«
уровня
�----------------------�
1�
1
о
«
1
'·
Q
�
Рис. 14.10. <I>ункциональные узлы Jtрайверной микросхемы IR2l 13
335
Глава 14. Несколько трудных вопросов
Таблица 14.2. Параметры некоторых драйверных микросхем
Тип
Драйвер корпуса
--
Назначение
v., в
t;,/1�, А
ton ,
toff,
нс
нс
Пауза,
нс
------
-
IR2 l l 7
DIP-8
Драйвер ОДИНОЧНОГО
ключа
600
0,2/0,42
125
105
IR2127
DIP-8
Драйвер одиночного
ключа
600
0,2/0,42
150
100
.-
IR2121
DIP-8
Драйвер нижнего
ключа одиночный
600
1,0/2,0
150
150
-
IR2125
DIP-8
Драйвер .верхнего
ключа одиночный
600
1,0/2,0
150
150
-
IR2110
DIP-14
Драйвер верхнего и
нижнего ключей
500
2,0/2,0
120
94
IR2213
DIP-14
Драйвер полумостовой схемы
1200
1,7/2,0
280
225
IR2 l 11
DIP-8
Драйвер полумостовой схемы
600
0,2/0,42
850
150
IR2151
DIP-8
Драйвер полу.моста
автоrенераторный
600
0,2/0,4
-
120
IR2155
DIP-8
Драйвер полумоста
автоrенераторный
600
0,21/0,42
-
1200
--.
700
Когда транзистор нижнего плеча проводит ток, исток транзистора
верхнего плеча оказывается замкнутым на общий провод, бутстрепный
диод УDь открывается и заряжает конденсатор Сь (рис. 14.13, а). Когда
транзистор нижнего плеча закрывается и начинает открываться верх­
ний транзистор, диод УDь оказывается подпертым, и схема управления
питается исключительно разрядным током Сь (рис. 14.13, б). Таким об­
разом, бутстрепный конденсатор постоянно «гуляет» между «обшим>>
схемы и проводом силового питания lf;n·
Величина бутстрепной емкости должна быть выбрана расчетным
путем. Слишком маленькая емкость может разрядиться раньше вре­
мени и закрыть транзистор верхнего плеча. Слишком большая ем­
кость может не успевать заряжаться. Основные факторы, влияющие
на разряд бутстрепной емкости: величина заряда затвора Qg; ток по­
требления выходного каскада микросхемы в статическом режиме lqьs;
циклическое изменение заряда драйвера Q,s (составляет. 5 нКл для
500/600-вольтовых драйверов и 20 нКл для 1200-вольтовых); ток утеч­
ки затвора lgss; ток утечки бутстрепного конденсатора Сь.
336
Глава 14. Несколько трудных вопросов
Un
+
Vcc
С1
JL---
Voo
Но
НIN
Vв
VТ1
+
Vs
SD
1Г-. ---
R1
С4
VD1
LIN
Vss
Vcc
сз
сом
R2
Lo
Рис. 14.11. Типовая схема включения IR2113
VDь
Vcc
СУ
Сь
Рис. 14.12. К расчету номиналов буrстрепноrо каскада
Минимальный заряд буrстрепного конденсатора определяеrся из
выражения:
1
I
1
+
п
=
2Q
+
+
Q
+
�
gss
( 14.4)
"Ь
g
f
QЬs
1s
/
1·
Разработчики рекомендуют применять в буrстрепных схемах кон­
денс_аторы с возможно малым током утеч:ки (в ид½але - танталовые).
337
Глава 14. Несколько трудных вопросов
VDь
закрыт
VDь о тк ыт
р
V
n
l. l>i l
«I
Заряд
+Uin
С
I ь
разряд
б)
а)
Рис. 14.13. Пояснение работы буrстрепного каскада
.
Кроме того, величина тока уrечки затвора мала, поэтому перечисленные факторы учитывать нет смысла. С учетом выражения (14.4) мы мо­
жем записать расчетную формулу для определения емкости бугстреп­
ноrо конденсатора:
2[2Qg + /qш +
Сь 2:
/
Vcc -Vi
Q,.s]
(14.5)
напряжение питания схемы управления;
Vr- падение напряжения на буrстрепном диоде (0,8...1,0 В);
/- частота коммуrации.
Полученное значение буrстрепной емкости является минималь­
ным. Чтобы минимизировать риск от ненадежной работы схемы, раз­
работчики рекомендуют умножить полученный результат на коэффициент 10 ...15.
Бугстрепный диод должен выдерживать обратное напряжение не
менее, чем ( [f;" + �с). Кроме .того, он должен иметь возможно малый
обратный ток и хорошие характеристик.и обратного восстановления.
Рекомендуемое время обратного восстановления диода не должно превышать 100 нс.
При проектировании t;хем управления обычно считается, что вы­
ходной каскад управляющих драйверов состоит из двух комплемен­
тарных полевых транзисторов VГl и VГ2 (рис. 14.14), который усили­
вает ток управления затвором и имеет очень низкое выходное сопротивление.
В действительности, благодаря специфике технологии изготовле­
ния выходных комплементарных каскадов (рис. 14.15), кроме управ­
ляю1цих полевых транзисторов МР1 и MNl в структуре кристалла·име­
ются паразитные биполярные транзисторы QPl, QP2, QNl, QN2, обра­
зующие rиристорную РNРN-структуру.
Теперь нам необходимо вспомнить, что в полевых транзисторах не
последнюю рол� играет эффект Миллера. Мы уже выяснили, что если
где
�с -
338
Глава 14. Несколько трудных вопросов
Рис. 14.14. Условное обозначение выходного каскада
драйверной микросхемы
: •'
МР1
QN1
Q№
..__...,.______....____,.._____,.--+---+---+ Вывод 4
Рис. 14.15. Реальная структура выходного каскада
драйверной микросхемы
транзистор коммуrируется слишком быстро, а сопротивление цепи
управления велико, напряжение на затворе может <<подскакивать>>
значительно. Затвор, присоединенный к выходу драйвера, приклады­
вает это напряжение к РNРN-структуре. Если приложенное напряже­
ние окажется выше напряжения литания управляющего каскада все­
го-навсего на 0,3 В (величина напряжения «база-эмиттер» биполярно­
го транзистора в открытом состоянии), наступает опрокидывание
тиристорной структуры, вывод питания замыкается на <<Общий» схе­
мы. Защелка не может восстановиться автоматически, пока не будет
снято питание с микросхемы, и выходной каскад выгорает от тепло­
вого пробоя. Та же самая си�уация может возникнуть, если на выход
драйвера подать напряжение, на 0,3 В ниже потенциала земли, как
показано на рис. 14.16. Величина <<:Jатекаю1цего� тока определяе rся
Глава 14. Несколько трудных вопросов
.
339
'
скоростью пере:ключения транзистора - чем она больше, тем больше
и -_rок. Максимальное значение <<�атекаюшеrо» тока, при котором
драйвер устойчиво работает, для разных микросхем управления может
быть разным. Для микросхем серии IR этот ток не превышает 0,5 А.
Повысить устойчивость микросхемы управления к защелкиванию от
наведенного тока можно двумя способами. Оба они связаны с ограни­
чением скорости переключения транзистора. Первый способ заклю­
чается в применении снаббера. Второй - в установке между управ­
ляющим выходом драйвера и затвором ключевого транзистора не­
бол}?шоrо сопротивления, ограничивающего наведенный ток. В этом
случае 11аведенный ток будет замыкаться через емкости Cgd и Cgs , не
<<Затекая)> в микросхему управления. Величина резистора Rg не должна
быть слишком большой, чтобы делитель напряжения, образованный
указанными емкостями, не способствовал самопроизвольному откры­
тию силового транзистора. В документации на микросхемы управле­
ния всегда указывается максимальный ток, который может «выдать)>
на управляющий электрод данный тип микросхемы. Если при выборе
резистора микросхему использовать по току не б�лее чем на 70... 80 %
от максимального значения тока, то в большинстве случаев защелки­
вание исключается. Такой подход вполне подойдет и для радиолюби­
телей-конструкторов, и-для профессиональных разработчиков. Не ре­
комендуется также эксплуатировать однотактный драйвер в режиме
коэффициента заполнения более 0,95.
Рис. 14.16. К пояснению защелкивания выходl-JОГО каскада драйвера
от �затекающих токов)>
Второй причиной, которая может привести к защелкиванию драй­
вера, обычно является плохая разводка печатных проводников
(рис. 14.17). Рассмотрим пример неудачной и удачной разводки. На
рис. 14.17, а показано нижнее плечо полумостового каскада. Общий
провод микросхемы управления подключен не непосредственно к исто­
ку силового транзистора, а таким обраэом, что ток управления и силовой ток протекают по одному проводнику. Любой проводник, как мы
знаем, обладает паразитной индуктивностью. В данном случ:ае обозна-
340
Глава 14. Несколь1<.о трудных вопросов
чим ее через Lnap· При достаточно быстром изменении падения напря­
жения на транзисторе Uds во времени скачок напряжения в паразитной
индуктивности может <<завернуIЪ>> точку <•А� выше напряжения питания
микросхемы управления, типичное значение которого составляет 15 В
Это, как мы уже знаем, может привести к зашелкиванию.
L
--
--------
J�
�
1
1
1
1
vт
1
dUos
i dt
L
vт
--=ц
·спм
1
1
1
i
1
!t
Драйвер 1
_____ J
j
1
Lnap
--��B�E_J
l Cn
"общий" микросхемы
управления
а)
• Сnм
м
Lrfap
А
СтокVТ
Lna p
Сnм
1
"общий" микросхемы
управления
б)
Рис. 14.17. Примеры неудачной (а) и удачной (6) топологии
печатной платы
К счастью, паразитные транзисторы обладают низкими частотны­
ми свойствами, поэтому, если Эt-fергия импульса мала (величина им­
пульса может быть большой, но в то же время должна быть малой его
длительность), защелкивание может и не произойти. Опытным пуrем
установлено, что при длительности импульса менее I мкс вероятность
защелкивания весьма мала.
Обезопасить свою разработку от защелкивания, вызванного пло­
хим монтажом, возможно. Для эт9rо необходимо разработать печат­
ную плату по следуюшему правилу: вывод «земля>> микросхемы
управления должен быть непосредственно присоединен к истоку
мощного ключевого транзистора, а затем эта точка присоединяется к
отрицательной клемме сетевого конденса ropa сглаживающего фильт­
ра (рис. 14.J 7, б).
Глава 14. Не�жолько трудных вопросов
341
Рис. 14.18. Драйвер фирмы «CT-Concept»
И, наконец, тем разработчикам, �то не хочет разрабатывать драйве­
ры на дискретных элементах, предлагается использовать готовые моду­
ли. Одной из фирм, специализирующихся на выпуске готовых драйве­
ров управления, является швейцарская «CT-Concept». Драйверы вы­
пускаются в виде модулей (рис. 14.18) и позволяют работать с
IGВТ-модулями с номинальными напряжениями 600... 6500 В, номи­
нальными токами силовых целей 75 ...2400 А. Питаются драйверы дву. полярным напряжением 1S В, выходной ток управления - до 15 А.
В чем преимущество этих драйверов перед ранее описанными? Они
имеют встроенные узлы защиты по току, узлы автоматического форми­
рования защитной паузы (dead time) для исключения сквозных токов.
Глава 15
Электронный Тянитолкай
r·
Двухтактные схемы преобразователей.
Основы расчета. Немного практики
У меня проблема с конструированием «импульсника» для управления ультра­
звуковым излучателем. Для начала взял стандартную IR2153, только выходы сде­
лал под пуш-пул. Для умощнения поставил драйвера TPS2812 непосредственно на
транзисторах, благо места на них хватает. Трансформатор - феррит от
EPCOS N67 Ш-образник, повышающий на 10. Питание в данном случае 25 В, час­
тота 22 кГц. Первичная греется жутко, большие выбросы в 11инус по питанию.
Как можно от этого избавиться? Уже много чего перепробовал ...
Из переписки
Три месяца назад я серьезно решил сам разработать и собрать импульсный
источник питания для УНЧ. «Силовую электронику» я прочитал, как говорят,
взахлеб, и остался доволен полученной информацией. После сборки пробной кон­
струкции пуш-пульного преобразователя, который, кстати, очень устойчиво ра­
ботал, я решил, что опыта достаточно, и мож1ю приниматься за что-то более
серьезное...
Из отзывов на первое издание
При выборе схемы построения импульсного источника электропи­
тания разработчик в первую очередь руководствуется ожидаемыми га­
баритными размерами и простотой схемотехнических решений. Сете­
вые источники, питающие нагрузки небольшой мощности (до
100... 150 Вт), встраиваемые в достаточно габаритную аппаратуру, луч­
ше строить по однотактной tlyback-cxeмe. Для стабилизаторов, в кото­
рых не требуется гальванической развязки нагрузки от питающей сети,
применяют чоnnерную схему. При питании от гальванических элемен­
тов или аккумуляторов можно использовать бустерную схему. Однако
не исключены ситуации, в которых перечисленные преобразователи и
стабилизаторы использовать нельзя. Достаточно обширный круг про­
блем элек:rропитания можно решить только с применением так назы­
ваемых 1�вухтактных схем.
Глава 15. Электронный Тянитолкай_
343
15. 1. Когда применяются двухтактные схемы
Ответ на вопрос, поставленный в заголовке, не так прост, как ка­
жется на первь�й взгляд. Почему появляется необходимость в разработ­
ке усложненной двухтактной схемы, когда есть надежные <<Однотактни­
КИ>>? Где .та граница, за котороЕ оправдан пе(>еход..� н.овым схемотехни" !!.. '-� · Ч,
ческим решениям?
В практике разработчика устройств питания существует несколько
ситуаций, при возникновении которых необход11мо задуматься о выборе
той или иной концепции питающего устройства. Ситуация первая: при� бор, питаемый от сети· переменного тока, имеет ограниченные габариты
при достаточно большой потребляемой мощности. В этом случае в кор­
пусе прибора будет довольно трудно разместить крупный накопитель­
ный трансформатор флайбэк-конвертора. Ситуация вторая: потребляе­
мая мощность прибора превышает 150... 200 Вт. Во всех этих случаях тре­
буется разработка так называемых двухтакmых схем преобразователей,
имеющих гальваническую развязку первичной и вторичной цепей. Наи­
большее распространение среди двухтактных конверторов получили три
схемы: двухфазная пуш-пульная (push-pull), полумостовая (half-bridge)
и мостовая (full-bridge). Достоинство этих схем состоит в том, что при
необходимости разработчик может легко ввести в конструкцию узел ста­
билизации выходного напряжения либо отказаться от неrо. В первом
случае конвертор будет представлять собой полноценный источник пи­
тания, к которому можно подключать любую нагрузку. Во втором случае
получится простой преобразова:rель электрической энергии, требую­
щий дополнительной стабилизации по выходу. В ряде случаев такой
простой конвертор вполне устраивает разработчика.
Поскольку все три схемы двухтактных конверторов имеют множест­
во аналогий, мы расскажем о них в одной главе, акцентируя внимание
на индивидуальных особенностях и проводя сравнительный анализ.
15.2. Двухфазная схема типа push-pull
Эта схема (рис. 15.1) состоит из двух ключевых силовых транзисто­
ров VТl и VТ2; трансформатор Т имеет первичную и вторичную обмqт­
ки, разделенные на полуобмотки (первичные - w 1 _ 1 и w1 _2, вторичные w2_1 и w2_2). К средней точке первичной обмотки трансформатора под­
ключен вывод источника питания ( Цп). Вторичная цепь представляет
собой двухфазный двухполупериодный выпрямитель VDl,_ VD2, а так­
же фильтр пульсаццй (в этой схеме элементом фильтра является кон­
денсатор C0u1 ).
В первом такте (рис. 15.2, а) транзистор VГI открыт, VГ2 закрыт,
ток течет по полуобмотке w1 _1 и трансформируется в полуобмотку w2 _1•
344
Глава 15. Электронный Тянитолкай
+Uin
I
+
C1n
L._
VТ1
W1.1
VТ2
Cout
•
Rн Uout
V02
г-
Рис. 15.1. Базовая схема двухтактного рush-рull-преобразователя
Диод VDt открыт и проводит ток i2_1, подзаряжая конденсатор Cout· Во
втором такте (рис. 15.2, б) VГI закрывается и открывается транзистор
VГ2. Соответственно ток i1 _2 течет по полуобмотке w1 _2 и трансформиру­
ется в полуобмотку w2_2• Диод VD l заперт, диод VD2 -проводит ток i2 _2 и
подзаряжает конденсатор Cout· Таким образом, передача энергии в на­
грузку осуществляется во время обоих тактов.
VD1
Rн
+Uin
а)
б)
Р11с. 15.2. Т�кты работы пуш-пульной схемы
Вначале мы предположим, чw у нас есть возможность применения
идеальных элементов. То есть транзисторы могут мгновенно переклю.. чаться, отсутствует время обратного восстановления диодов, первич­
нан обмотка обладает очень большим значением индуктивности намаг­
ничив�ния. В этих условиях определить зависимость выходного напря­
жения U0и, от входного lf;n очень просто. Напряжение первичной
обмоrки трансформируется во вторичную обмотку без потерь, с 1<оэффициентом трансформации для одной полуобмотки:
( 15.1)
Глава 15. Электронный Тянитолкай
345
и для второй полуобмотки:
(15.2)
Оrсюда коэффициенты трансформации для одной полуобмотки:
U22 == n2U,_2·
. (15.3)
и для второй полуобмотки:
w
п2 -- _ц_ •
w,_2
(15.4)
Коэффициенты трансформации п 1 и п2 полагают одинаковыми
(обозначается n), более того, уравнивают количество витков первич­
ных и вторичных �олуобмоток:
(15.5)
= W1_2; W21 = W22·
Напряжение на первичной обмотке в реж�име замкнутого ключево­
го транзистора, без учета падения напряжения на транзисторе:
W1.1
U 21 = U,п -п;
U22 = U;п -п.
(15.6)
Поскольку в схеме имеется двухполупериодный выпрямитель, со­
отношение между напряжением питания и напряжением на нагрузке
определяется из выражения:
Uои, = и,п · п .
(15.7)
Пока не совсем ясно, как можно ввести регулировку напряжения
на нагрузке, поэтому необходимо вспомнить о коэффициенте заполне­
ния (duty cycle) и распространить его на двухтактную схему. Попытаем­
ся выяснить, что произойдет, если мы сузим управляющие импульсы.
Коэффициент заполнения D и в случае двухтактной схемы опреде­
ляется точно так же, как и· для однотактной схемы, то есть отношением
открытого состояния ключа к периоду коммутации.
В данном случае мы определяем коэффициент заполнения для од­
ного плеча двухтактной схемы. Автор обращает внимание читателей на
это обстоятельство, поскольку разработчики определяют D по-разно­
му, называя его одинаково. В некоторых изданиях коэффициент запол­
нения суммируют по обоим каналам схемы. Производители микросхем
управления также нормируют этот параметр по-разному, что вносит
некоторую пуrаницу. На взгляд автора, правильнее нормировать коэф­
фициент заполнения для одного плеча, поскольку в таком случае легче
оценивать возмоЖ:ность аварийных режимов (о чем мы поговорим поз­
же). Исходя из _этого обстоятельства и должны строи'!ься дальнейшие
рассуждения. Понятие же суммарного коэффициента носит для двух­
тактных схем вспомогательный характер.
346
Глава 15. Электронный Тянитолкай
Итак, очевидно, что D не может быть более 0,5 даже для идеаль­
ной схемы, иначе управляющие импульсы будут накладываться друr
на друга.
Qпределим среднее значение тока нагрузки, учитывая, что переда­
ча энергии осуществляется на протяжении обоих полупериодов, а зна­
чит, среднее значения напряжения за один такт работы нужно удвоить:
2 т
(15.8)
Uou, = -JU1пndt = 2 ·n ·D ·U;п·
То
Таким образом, регулируя коэффициент заполнения D в промежуr­
ке от О до 0,5, мо жно линейно регулировать напряжение на нагрузке.
В реальной схеме ни в коем случае нельзя допускать, чтобы преобразо­
ватель работал с D = 0,5. Типичное значение D не должно превышать
0,4... 0,45. Все дело в том, что используемь1е элементы не моrут обла­
дать идеальными свойствами. Как нам известно, первичная обмотка
обладает ограниченной индуктивностью намагничивания Lµ, которая
накапливает энергию:
E/J "7"0,5-L/J i:.
(15.9)
Максимальный ток намагничивания iµ (рис. 15.3) определяется из
соотношения:
j
/J
== U/on.
•
L/J
(15.10)
Обратимся к рис. 15.4, на котором пока­
заны дополнительные элементы - разряд­
ные диоды VDЗ и VD4. Эти диоды обычно
присутствуют в реальных схемах пуш-пуль­
ных преобразователей. П ри закрывании
транзистора VТ J накопленная в магнитоt
проводе энергия стремится поддержать ток.
· Если. бы в схеме не бьmо защитного диода
Рис. 15.3. Определение
тока намагничивания
VDЗ, на VТ2 возник бы бросок отрицательного напряжения. Способность биполярных
транзисторов выдерживать отрицательные
броски напряжения невелика (единицы вольт}, поэтому разрядный ток
iµ необходимо замкнуть через диод VD4. Диод практически «накорот­
ко>> замыкает обмотку w 1_2 и быстро разряжает Lµ. При разряде выделя­
ется тепловая энергия, учесть которую можно через следующее соотно­
ш�ние:
i
(15.11)
347
Глава 15. Эле.ктронный Тянитолкай
+U1n
2Uin
VD4
VDЗ
VТ2
l
f
Рис. 15.4. К пояснению коммуrаuионных проuессов
в реальной схеме пуш-пульного преобразователя
При работ.е пуш-пульноrо преобразователя разрядные диоды
включаются попеременно. Следует также помнить, что в составе
транзисторов MOSFET, а также некоторых транзисторов IGBT эти
диоды уже есть, поэтому вводить дополнительные элементы нет необ­
ходимости.
·
Вторая неприятность связана с конечным временем восстановле­
ния диодов выпрямителя (рис. 15.5). Представим, что в начальный мо­
мент времени диод VD 1 проводит ток, а направление действия ЭДС
показано на рис. 15.5, а. При включении транзистора VТI ЭДС меняет
направление (рис. 15.5, б), открывается диод VD2.
VD1
. Cout
+
Cout
Rн
+
Rн
......i
+
VD2
VD2
а)
б)
Рис. 15.5. Пояснение влияния конечного времени восстановления
. выпрямительных диодов
Но в то же время диод VD 1 не может мгновенно закрыться. Поэто­
му вторичная обмотка оказывается закороченной диодной парой VD l,
VD2, что вызывает броски тока в ключевом элементе (это хорошо вид­
но на эквивалентной схеме трансформатора). Форма тока первичной
обмотки на совмещенном графике при D = 0,5 будет такой, как показа­
но на рис� 15.6.
Во избежание коммутационных выбросов, во-первых, необходимо
вводить паузу между закрытием транзистора VТl и открытием VТ2 не
менее чем удвоенное время обратного восстановления диода trr
348
_Глава 15. Электронный Тянитолкай
. l '�
Идеальные диоды VD1 и VD2
�
�
t
l
Диоды VD1 и VD2 с ограниченным
временем обратного восстановления
Рис. 15.6. Характер тока в обмотках трансформатора в случае наличия
идеальных (а) и реальных (б) выпрямительных диодов
-
Во-вторых, если есть возможность, лучше отказаться от обычных диодов и применить диоды Шоттки.
Напряжение на закрытом ключевом транзисторе складывается из
напряжения питания Uou, и ЭДС первичной полуобмотки, которая в
данный момент разомкнута. Поскольку коэффициент трансформации
этих обмоток равен 1 (обмотки с одинаковым числом витков), перена­
пряжение на ключевом транзисторе достигает 2 ll;n . Поэтому выбирать
транзисторы по допустимому напряжению между силовыми электро­
дами следует из данного условия. Необходимо также учитывать, что
ток ключевого транзистора складывается из постоянного тока нагруз­
ки, пересчитанного в первичную цепь, и линейно нарастающего тока
намагничивания индуктивности первичной обмотки. Ток имеет трапе­
цеидальную форму (рис. 15.3).
При определении максимального коэффициента заполнения D в
случае испол�зования полевых транзисторов, которые переключаются
достаточно быстро, нужно руководствоваться значением :щдержки об­
ратного восстановления диодов. Промежуток времени, в течение кото­
рого переключение запрещено:
Лt30д = 2trr .
( 15.12)
, Поправка коэффициента заполнения:
21
Лу =- Т = 2t"f.
(15.13)
Глава 15. Электронный Тянитолкай
349
Максимальный коэффициент заполнения:
Ртах = 0,5-2tг,f.
(15.14)
При использовании биполярных транзисторов и транзисторов
IGBT максимально возможный коэффициент заполнения уменьшает­
ся эа счет времени выключения и спада этих транзисторов:
(15.15)
Dmax = 0,5- (21" + fd_ojf + 11) · /.
Опыт показывает, тто коэффициент заполнения не превышает 0,45
в самом благоприятном случае.
Чем еще отличается реальная схема от идеальной? Сопротивление
открытого диода и ключевого транзистора, как мы значем, отличны от
нулевого. Учесть падение напряжения на этих элементах и поправку на
коэффициент трансформации можно следующим образом. В открытом
состоянии на диодах падает в среднем О,7... l ,0 В (стандартный диод)
либо 0,5... 0,6 В (диод Шоттки). Если в качестве ключа используется би­
полярный транзистор или транзистор IGBT, на нем будет падать �а­
пряжение Uvт (в режиме насыщения). Типичное значение напряжения
насыщения - О"2... 0,5 В. Для транзистора MOSFET напряжение вы­
числяется исходя из шачения сопротивления в открытом состоянии и
тока в первичной цепи.
Предварительный расчет основных параметров схемы пуш-пульно­
rо конвертора должен определить коэффициент трансформации п и га­
баритную мощность трансформатора. Мы уже выяснили, что:
Uou, = 2 · D-n ·U;п·
(15.16)
Иначе (с учетом падения напряжения на ключах и выпрямитель­
ных диодах):
'' I .
J
uouf + UVD
(15.l 7)
п = ---'-'----=--,
.
2(U;п - Uvт) · D
где U;п - минимально возможное напряжение питания (оно задается в
начале разработки).
К примеру, если проектируется преобразователь с батарейным пи­
танием, в качестве этого напряжения можно принять значение напря­
жения, измеренное на клеммах батареи в конце срока службы.
llеобходимо также определить минимальное значение коэффици­
ента заполнения, исходя· из максимального значения напряжения пи­
тания (этот параметр понадобиrся при определении параметров сгла­
живающего выходного фильтра):
D . =
m,n
rде
Uои/ + UVD
2(Uin -- UVТ ) · n'
Uin - максимально возможное напряжение питания
(15.18)
Глава 15. Электронный Тянитолкай
350
Теперь можно перейти к определению rабариrной мощности
трансформатора, которая вычисляется как полусумма мощности, пере­
данной в первичную обмотку и полученной со вторичных обмоток.
В случае двухобмоточного трансформатора габаритную мощность мож�
но определить как сумму мощностеи нагрузки и мощности, израсходованной _на схему управления (если преобразователь построен таким об­
разом, что схема управления питается от этого же трансформатора).
Выбор необходимого магнитопровода для трансформатора осуще­
ствляется по формуле для· габаритной мощности (3.69), приведенной в
главе 3. По этой формуле мы должны определить произведение SSo.
Следует отметить, что для двухтактных преобразователей предпочти­
тельнее использовать тороидальные магнитопроводы, поскольку
трансформаторы, намотанные на них, получаются наиболее компакт­
н ыми.
Число витков первичной полуобмотки можно найти по следующей
формуле, которая представляет собой форму записи закона электро­
магнитной индукции:
.
D-(U -Uvт)
w = ----=------1
где
in
f·B-S
(15.19)
'
- минимальное значение напряжения питания;
D - максимальное значение коэффициента заполнения.
U;n
Число витков вторичной полуобмотки:
(15.20)
После этого нужно выбрать необходимый диаметр провода и про­
верить заполнение окна медью. Если заполнение окажется более 0,5,
н·еобходимо взять магнитопровод с большим значением S0 и пересчи­
. тать количество витков.
После расчета трансформатора нужно провести выбор силовых
элементов по допустимым значениям токов и напряжений, облегчить
при необходимости тепловой режим с помощью теплоотводящих ра­
диаторов.
Очень важный вопрос, который необходимо рассмотреть, - это
выбор схемы управления двухтактным импульсным источником. Не
так давно все эти схемы приходилось проектировать· на дискретных
элементах, что рождало достаточно громоздкие и не слишком надеж­
ные ре111ения. В последнее время бьmо разработано большое количес_т­
во спеuиализированных микросхем, в которые включены практически
все необходимые узлы. Микросборки, применяющиеся для управления
однотактными схемами стабилизаторов и преобразователей, впрямую
не годятся для использования в двухтактных схемах, поскольку нужно
иметь два парафазных (работающих в противофазе) выхода, управляе'.
Глава 15. Электронный Тянитолкай
351
мых одним генератором. Кром.е того, микросхема должна содержать
специальный узел для rарантированноrо ограничения коэффициента
заполнения (формирования dead time), чтобы не допустить аварийных
ситуаций и сквозных токов. Желательно наличие дополнительных вхо­
дов защитного отключения.
Широко применяющаяся для управления блоками питания компь­
ютеров типа IBM-PC микросхема TL494 (выпускается фирмой Texas
Instruments, имеет отечественный аналог KPI 114ЕУ4) подробно описа­
на в литературе. На базе этой микросхемы разработаны и серийно про­
изводятся TL594, TL598. В предыдущем издании книги подробно рас­
сматривалась микросхема СА1524 (аналоги СА2524, СА3524), выпус­
каемая фирмой «lntersil». Достаточный интерес может представлять
.также микросхема UC1526 (аналоги UC2526, UC3526) производства
фирмы <<Unitrode». Отличие ее от названных выше состоит в наличии
выходного драйвера управления затворами ключевых транзисторов.
15.Э. Полумостовая (half-bridge)
и мостовая (full bridge) схемы
Некоторые принципы работы полумостовой и мостовой схем мы
были вынуждены, опережая события, затронуть в главе, посвященной
транзисторам MOSFET и IGBT, поэтому читатель уже немножко зна­
ком с этими схемотехническими идеями. На рис. 15. 7 показаны ос­
новные элементы полумостовой схемы. Транзисторы VТI и VГ2 обра­
зуют полумостовой каскад, который коммутирует верхний вывод лерви--1ной (w 1 ) обмотки трансформатора Т то к шине,, н ц�р���� !
питания ( U;п), то к «общему» схемы. Диоды VD 1 и VD2 «спасают»
транзисторы от остаточных токов трансформатора Т при изменении
режима коммутации. Конденсаторы Cg 1, Cg2 обычно имеют одинако­
вую емкость и задают <<среднюю потенциальную точку» для нижнего
вывода первичной обмотки трансформатора Т. Во вторичной обмотке
iin
U1n
Cin +
J
VТ1
VТ2
J
VD1
'4 u
,
..
Cg1
W1
Rн}оо
Cg2
VDS
Рис. 15. 7. Схема half-bridge (полумостовоrо) преобразователя
352
Глава 15. Электронный Тянитолкай
трансформатора включен выпрямитель VDЗ, VD4 и LС-фильтр, на
выходе которого имеется напряжение uour
При анализе схемы мы будем считать, что транзисторы представля­
ют собой идеальные ключи, а диоды имеют нулевое падение напряже­
ния. В случае, если индуктиВ1_-1ый ток iL не прерывается, выходное и
входное напряжения преобразователя будут связаны следующим соот­
J-!.Ошением:
(15.21)
где
(15.22)
В режиме непрерывного тока дросселя, как можно видеть из форму­
лы (15.21), выходное напряжение зависит только от значения коэффи­
циента заполнения и величины входного напряжения. Изменение тока
дросселя L в режиме непрерывного тока определяется по формуле:
=�·(!и.,п · w2 -U
L
Лi
L
2
w,
our
J -( .3.J -�.
2 ·Uou,
·
Uin W2_
f
(15.23)
Соответственно различают два режима работы полумостовоrо кас­
·када: с трепецеидальным входным током (при условии непрерывности
тока дросселя L) и с треугольным выходным током (при условии пре­
рывности тока дросселя L). Обычно треугольный ток i;п наблюдается
при малой нагрузке на выходе преобразователя. Трапеция характерна
для режима 10...100% нагрузки. На рис. 15.8 показаны графики, отра­
жающие оба режима работы преобразователя.
Допускаемое напряжение <.сеток-исток» силовых транзисторов Vfl,
VТ2 в полумостовой схеме должно быть не меньше напряжения пита­
ния. Такое же условие выбора транзистора распространяется и на мос­
товую схему. Для создания надежной схемы лучше выбрать транзистор
с запасом по напряжению в 150... 200 В.
Максимальный ток стока транзисторов VТ l, VГ2:
(15.24)
rде 11 - КПД преобразователя;
iµ - ток намагничивания индуктивности первичной обмотки.
· Мы не делаем поправку напряжения первичной цепи на падение
напряжения Uvт, поскольку в большинстве случаев нолумостовая и
мостовая схемы используются nри напряжении U;n более 100 В и ошиб­
ка в 1...2% вполне допустима. Убыль 1...2 В не скажется на допустимой
точности расчетов.
353
Главd 15. Электронный Тянитолкай
т
Uin
'"
т
т
t
"
2Т
tи
'
-
,"
tи
t
"
2Т
-:-тin 1о------- · -U
iin_max
iln_m
t
2Т
'"
Uз
-
1
т
Uз
U1n.W2
t
1
1
t" t"1
iL
IL_
•
т
т
2Т
6)
а)
т
t
2Т
�
t
1
2Т
---- -
w,
Uout
"
2Т
t
t
2Т
Рис. 15.8. Графики, отражающие режимы работы half-bridge преобразователя:
а) с непрерывным током выходного дросселя;
б) с прерывистым током выходного дросселя
�редняя точка емкостного делителя Cg 1 , Cg2 совершает колебания
относительно потенциала И;п/2, поскольку при коммутации первич­
·ной обмотки происходит их разряд. В результате пульсация на кон­
денсаторах может превысить допустимые в технических условиях
значения (рис. 15.9). Поэтому необходимо выбрать емкость этих кон­
денсаторов исходя из эмпирического соотношения:
cg,
= cg2 = 0,2 ЛUid
g ·f
'
( 15.25)
rде л_ llg - допустимый уровень пульсаций на конденсаторах.
Полумостовой преобразователь рекомендуется использовать для
сеrевых источников МОIЦНОСТЬЮ 200 ... 700 Вт.
354
Глава 15. Электронный Тянитолкай
u
u� - ------------------------Uc91
Uin
Ucg2
t
Рис. 15.9. Колебания средней точки емкостного делителя
в полумостовой схеме
Принцип дейстJ}ия и основные элементы мостового (full-bridge)
преобразователя показаны на рис. 15"10. Транзисторы УТI, УТ4 и УТ2,
УТЗ включаются попеременно, поэтому оба вывода первичной обмот­
ки трансформатора Т коммутируются к шине питания U;n и к «общему)>
схемы.
U.
1n
L
VD5
Cin +
U1
L
J
VD7
Рис. 15.10. Схема мостового (full-bridge) преобразователя
Регулировочная характеристика мостового преобразователя выгля­
дит точно так же, как и характеристика пуш-пульной схемы. Однако
максимальное напр�жение между силовыми электродами транзисто­
ров достигает одиночного уровня напряжения питания, да и первич­
ную обмотку не нужно составлять из полуобмоток.
(15.26)
Максимальный ток стока транзисторов VТI-VТ4:
.
ld
U00, •
iои,
4-U.,п -D ·11
=•
2
.
+ lµ.
( 15.27)
Глава 15. Электронный Тянитолкай
355
Мостовая схема при кажущемся ее наибольшем совершенстве, таит
в себе «подводные камни», которые нужно обязательно учесть, при про­
ек rировании. Рассмотрим форму тока в первичной обмотке (рис. 15.11).
i
i,
;+
0
----- ------------------i nодм
t
0
j-
Рис. 15.11. Форма тока первичной
обмотки мостового
преобразователя
Рис. 15.12. Несимметрия
положительных и отрицательных
импульсов в мостовой схеме
Она представляет собой последовательность двуполярных трапе­
цеидальных импульсов с защитными паузами между ними. Из-за не­
симметрии положительных и отрицательных импульсов, которая мо- ·
жет быть обусловлена разным временем коммуrации транзисторов
(рис. 15.12), п9является постоянный подмагничивающий ток, направ­
ленный в ту сторону, rде «вес)> полуволн больше. Значение подмаrни­
чивающего тока вь1числяется по формуле:
j-
��
f [i.(t)-i_(t)]dt,
о
(15.28)
где i+ (t), i_(t) - функции тока положительной и отрицательной полу­
волн.
Подмаrничивание магнитопровода постоянным током может сме­
стить симметричный гистерезисный цикл «1» к несимметричному цик­
лу •2)> (рис. 15.13).
, В результате магнитопровод может работать с заходом в область на­
сыщения, что приведет к увеличению амплитуды тока стока. Поэтому в
мостовой схеме последовательно с первичной обмоткой желательно
включить неполярный пленочный или бумажный конденсатор Cpm бу­
мажного или пленочного rтипа, допускающий болыuую амплитуду
пульсаций. Его величина рассчитывается по формуле:
срт �
0,1
id
лиg -f
•
(15.29)
Сигнал схемы управления полумостовыми и мостовыми преобра­
зователями также, как и в пуш-пульном источнике питания, должен
иметь защитную паузу (dead time). Ее необходимость в данном случае
еще более очевидна. Если при коэффициенте заполнения, равном 0,5,
356
Глава 15. Электронный Тянитолкай
н
Рис. 15.13. Смешение симметричного цикла перемагничивания
магнитопровода к несимметричному в результате несимметрии управляющих
импульсов
u
+Uin
dead
time
u
13:
VТ1
о
ж�
мо
VТ1
g ....
t
VТ2
u
t
. 1
1
VТ2
VТ2
t
t
а)
б)
Рис. 15.14. Сквозной ток в двухтактных схемах
и способ его исключения
в момент подачи закрывающего импульса (рис. 15.14, а) транзистор
УТI не успевает сразу закрыться и тут же включается VТ2, через оба
транзистора течет сквозной ток, который моментально выводит из
строя оба транзистора. Сквозной ток подобен току короткого замыка­
ния. Вот поэтому схема управления должна «разнести>> моменты ком­
мутации силовых I<Лючей (рис. 15.14, 6).
15.4. От теории - к практике
Практическое знакомство с двухтактными схемами лучше всего на­
чинать с низковольтного импульсного преобразователя. Опыт автора
говорит о том, что необходимо досконально изучить эту схему, тща­
тельно изготовить опытный образец, с помощью осциллографа прове­
рить все режимы и только потом браться за ра:iработку нолумостовоrо
Глава 15. Электронный Тянитолкай
357
или мосто&оrо сетевого преобразователя. Как правило, если разработ­
чик уже знаком со всеми премудростями двухфазного преобразователя,
он без труда перенесет свой опыт на полумост или мост.
15.4. 1. Преобразователь на микросхеме СА 1524
Для экспериментального повторения читателям предлагается пре­
образователь, который можно использовать, например, для питания от
автомобильного аккумулятора портативного компьютера. Как извест­
но, напряжение питания такого рода техники должно поддерживаться
достаточно стабильно. В то же время в автомобиле могут появляться
броски напряжения бортовой сети. В момент включения зажигания
происходит «провал» питания, в момент резкого нажатия на педаль
газа - бросок. Лучшим выходом здесь видится использование
пуш-пульной схемы с широтно-импульсным регулированием и быст­
родействующей обратной связью. Обязательная гальваническая раз­
вязка обеспечивается автоматически, кроме того, габариты источника
получаютс5_J весьма небольшими.
Вначале задаемся максимальным, и минимальным напряжением
бортовой сети. Будем считать, что минимальное значение напряжения
составляет 10 В, а максимальное - 14 В. Для управления используем
выпускаемую фирмой «lntersil» микросхему СА1524 (аналоги СА2524,
СА3524), а в качестве силовых элементов применим транзисторы
MOSFET. Эта микросхема содержит в своем составе узлы управления,
контроля и функционирует в диапазоне питающих напряжений
8 ... 40 В. Основные узлы микросхемы показаны на рис. 15.15.
Классический вариант построения пуш-пульного преобразователя
на биполярных транзисторах в данном случае мог бы оказаться проще,
поскольку управлять ими можно непосредственно с выходов микро­
схемы. Однако дин'амические потери на полевых транзисторах значи­
тельно меньше, более того, отсутствие времени рассасывания неоснов­
ных носителей позволит получить выигрыш в значении максимального
кqэффициента заполнения. Поэтому старая истина «за все хорошее
надо платить>> и здесь напоминает о себе.
При разработке флайбэк-конвертора мы получали сигнал обратной
связи с дополнительной обмотки трансформатора. К сожалению, этот
нехитрый способ стабилизации годится только для таких нагрузок, ко­
торые не требуют высокостабильного пи·таю1цего напряжения. Чтобы
получить высокие характеристики стабильности и быструю реакцию на
изменение характера нагрузки, нужно получать сиrнал обратной связи
непосредственно с контакrов, питающих эту нагрузку. Мало. roro, нуж­
но обеспечить гальваническую развязку по цепи обратной связи. Дос­
тупный способ, ко1:орый сравнительно легко и надежно позволит обес-
Глава 15. Электронный Тянитолкай
358
Опорное
напряжение
58
+58
+58
JUl
м
Генератор
Усилитель
ошибки
а
Схема
логики
&
Триггер
Sв
+58
Компаратор
+58
Усилитель ошибки
по сиП1ал ог аничения тока
vтs
10 к
Рис. 15.15. Функциональные узлы микросхемы СА1524
печить названные условия стабилизации, - это �птическая развязка.
Она позволяет ввести гальваническую изоляцию и достатоqно точно
отслеживать состояние напряжения на нагрузке.
Иногда разработчика может не удовлетворить лин<?йность передачи
сигнала обратной связи (такой случай может встретиться при проекти­
ровании высокоточных мощных следящих систем регулирования ·
тока). Поэтому в таких системах применяется гальванически развязан­
ные датчики тока, основанные на эффекте Холла. Второй путь повы­
шения точности передачи сигнала обратной связи - использование
операционных усилителей с гальванической изоляцией. Постоянное
напряжение пр.еобразуется в таком усилителе в переменное достаточно
· высокой частоты ( сотни килогерц), передается через развязывающий
трансформатор и детектируется на выходе. Предложение прецизион­
ных операционных усилителей с гальванической развязкой невелико,
да и стоят они дорого. Поэтому использование данных методов гальва­
нической развязки сигнала обратной связи должно быть продиктовано
исключ�тельно необходимостью. Для данной конструкции мы исполь­
зуем транзисторную оптопару 4N25, выпускаемую_ многими зарубеж­
ными фирмами.
В качестве прецизионного датчика напряжения нагрузки до нtдав­
неrо времени использовались операционные усилители, охваченные
Глава 15. Электронный Тяниrолкай
359
частнотно-зависимыми обратными связями. Однако в последнее время
появился более компактный способ. отслеживания напряжения на на­
грузке. Заключается он в использовании трехвыводноrо опорного регу­
лируемого стабилизатора типа TL431 (programmaЫe shunt regulator).
Этот стабилизатор проще назвать управляемым стабилитроном, напря­
жение стабилизации к�торого меняется в зависимости от того, какое
напряжение подано на управляющий электрод. Выпускается управляе­
мый .стабилитрон многими зарубежными фирмами, имеется даже его
отечественный аналоr КР142ЕН19.
Каким образом осуществляется получение сигнала обратной связи
с помощью программируемого стабилитрона?· Предположим, что на
рис. 15.16 U0и, меняется с 5 до l О В. Поскольку резисторы R2, R3 явля­
ются делителем напряжения U0u1 через оптронный светодиод в номи­
нальном режиме будет протекать
совершенно конкретный ток,
+Uout
определяемый падением напря­
жения на светодиоде и токооrра­
R2
ничительн ым резистором Rl.
В номинальном режиме напря­
жение питания цели светодиода
DA1
составляет 2,5 В. Изменение на­
пряжения на нагрузке в 2 раза
приведет к тому, что напряже­
RЗ
ние п11тания светодиодной цепи
возрастет до 5 вольт, увеличится
ток через светодиод, транзистор
оптопары приоткроется, схема
Рис. 15.16. К пояснению способа
управления получит информаполучения сигнала обратной связи
цию об изменении напряжения
нагрузки.
Для управления полевыми транзисторами нам понадобится драй­
вер. В качестве драйвера мы используем микросхему lR2113.
Далее необходимо произвести расчет силового трансформатора.
Приближенное значение коэффициента трансформации составит 0,45,
при этом приближенное значение тока первичной обмотки - 3 А, ток
вторичной обмотки - 6 А. Потеря напряжения на открытом ключевом
элементе УТI, VТ2 типа BUZI0 -. 0,18 В.
Определяем по формуле ( 15.17) точное значение коэффициента
трансформации при условии максимального коэффициента· заполне­
ния, равного 0,45, и при использовании в выпрямителе диодов Шоттки
типа MBRl645:
,
S,O + О,5
= 0,622.
2 ·(10,0 - 0,18)-0,45.
п =-
(15.30)
360
Глава 15. Электронный Тянитолкай
Определяем по формуле (15.18) минимальное значение коэффици­
ента заполнения Dт;п:
Dmin. =
5· + О, 5
= О 319.
2 · (14,0 - 0,18) - 0,622
(15.31)
Определяем rабаритную мощность трансформатора:
_ = Uои, · iou, = 5, 0 · 6, 0 = �
31 т.
О '97
11
рzoo
(15.32)
Минимально возможное произведение SS0 определяется исходя из
рабочей частоты схемы/= 40 кГц и индукции в магнитопроводе 0,2 Тл
(с запасом). Оно составит 0,21 см 4• Выбираем кольцевой магнитопро­
вод К28х16х9 из феррита 2000НМ. Для данного магнитопровода SS0
равно см4.
Определяем число витков первичной полуобмотки по формуле
(15.19):
0,45-(10 -0,18)
11 витков.
w, = 40-1оз · о '2- s2 '6 ·1о� =
(15.33)
Число витков вторичной полуобмотки определяем по формуле
(15.20):
(15.34)
= 11 · 0,622 = 7 ВИТКОВ.
Исходя из условия плотности токаj = 5 А/мм2 диаметр провода пер­
вичной обмотки составляет не менее 0, 8 мм, вторичная наматывается
таким же проводом, но скрученным вдвое.
Из соответствующих графиков, приведенных в технической доку­
ментации на микросхемы, выбираем величину частотозздающеrо рези­
стора 2,2 кОм, частотозадающеrо конденсатора - 0, 022 мкФ. Теперь
пора обратиться к принципиальной схеме преобразователя, приведен­
ной на рис. 15.17.
Конденсаторы С7 и С8 - это так называемые демпфируюш.ие эле­
менты. Дело в том, что вторичная обмотка образует с проходными ем­
костями выпрямительных диодов VD1 и VD2 в моменты переключения
силовых транзисторов VТ 1 и VТ2 периодическое колебательное звено,
которое рождает вы�росы напряжения. Эти выбросы не сли�ком опас­
ны для выпрямительных диодов, но мoryr стать источником радиопо­
мех. По�тому рекомендуется демпфировать эти колебания небольши­
ми дополнительными емкостями. Иногда может встретиться цепочка,
где последовательно с :конденсатором включен резистор l0-30 Ом.
Для демпфирования колебаний в первичной цепи включена цепочка
С6, RIO, RJ l.
W2
.n
.-
U'I
•
R1
-..,1
С1 �
470мк
r
С2
к
о,1м
r
1 00к
=з
"О
:s:
::i::
s�
�
�
:с (')::с
о�
t,:,
1 .___.
,,i,-,4-...J
...
1.,......
I
U'I
1
.....,:]
.,::. ':<
�
О"'
о
г
�
'Яо
О'1
!
R6
•1
1к
1:: i i :�1
О,1мк
16
11
2
:::
-s
I
с3
� �
��
DA1 RS
15 СА1524 1к
1
§:::1
:s:
VD1, VD2 MBR1645
U1 4N26
14
4
С4 0,022мк
1--11
7
13
i
5
§_
1
11
VТ1Z
BUZ1 0
DA2
IR2113
К
С7
�
cu
t:o
r:u
180
Т1 1 VD1
+Uout
-
�
С18
R8
100
т1ооомк
а ••--а
R9 R10 •
100 300 1 -
:S:c
!
�
9
d
8
С5
1000
r
С9
1000
VТ2
BUZ10
а
а
:S:c
-
�
/
362
Глава 15. Электронный Тянитолкай
90
lt')
о
Рис. 15.18. Печатная плата
Тепловой расчет силовых элементов показал, что д;1я выпрями­
тельных диодов и ключевых транзисторов нужно изготовить пласти­
ны радиаторов с размерами 30 х 20 х 2 мм. Желательно по большим
сторонам пластин выполнить загибы «желобком•> высотой 10 мм. Та­
ким образом, заготовка д;1я такого радиатора будет иметь размеры
30 х 44 х 2 мм.
Преобразователь выполнен на печатной плате из фольгированного
стеклотекстолита. При изготовлении трансформатора рекомендуете�
обмотать магнитопровод тонким слоем мягкого изоляционного мате­
риала, проложить межлу первичной и вторичной обмоткой слой фто­
ропластовой или лакотканевой изоляции, также обмотать его снаружи
Глава 15. Электронный Тянитолкай
363
+U1n-
fz1
С9
о:--11--4>
.
R1З
�R14
Uout
VТ2
С10
+
2Р::12
о-00-е�
С1
VТ1
+
�
1С2
I
�
CбG-if--4>
VD1
VD2
G-11--4>
се
Рис. 15.19. Сборочный рисунок
слоем лакоткани. При установке трансформатора на печатную плату
следует внимательно следить за фазировкой обмоток. Не забывайте,
что классическое предупреждение о необходимости снятия статическо­
го электричества при монтаже полевых приборов остается в силе и для
транзисторов MOSFET. То есть, если имеется такая возможность, нуж­
но выполнять монтаж заземленным паяльником и с антистатическим
браслетом на руках. Автору, правда, еще не доводилось выводить из
строя полевые транзисrоры статическим электричеством, когда он ра­
ботал без всяких мер предосторожности. Однако потенциальная опас­
ность имеется, о ней неустанно предупреждают фирмы-производители
элементной базы, поэтому - по возможности - примите меры к ее ис-
364
Глава 15. Электронный Тянитолкай
ключ�нию. Автор также nрелуnреждает, что данная схема не имеет за­
щиты от короткого замыкания нагрузки. Читатель может модернизи­
ровать ее, введя в первичную цепь резистивный датчик тока и подав
сигнал с него на вход 4 микросхемы DAl.
Первое включение нужно проводить при отсутствующих резисто­
рах R8 и R9, проверив лвухлучевым осциллографом наличие парафаз­
ных управляющих сигналов на выходе микросхемы DA2. Только убе­
дившись в том, что управляющие сигналы �е <<набегают» друг на друга,
можно подавать управление на силовые транзисторы. После полной
сборки и включения схемы следует установить резистором Rl напря­
жение на выхоn.е 5 В.
15.4.2. Преобразователь
на микросхеме UC1526А
Второй преобразователь типа push-pull можно построить на микро­
схеме UC1526A (аналоги UC2526A, UC3526A) производства фирмы
<<Unitrode». В своем составе эта микросхема имеет опорный источник
напряжения, узел тепловой защиты и узел защиты от пониженного на:.
пряжения питания, схему мягкого старта (soft-start), схему защиты от
ложных _срабатываний (douЫe pulse suppression Iogic), схему задания ве­
личины «мертвого времени>> (adjustaЫe deadtime), усилитель сигнала
цепи обратной связи. Кроме этого, в микросхему уже встроены драйве­
ры управления затворами полевых транзисторов. Достаточно удобно
наличие в составе микросхемы узла защиты от короткого замыкания в
первичной силовой цепи (shutdown). Это устройство имеет дифферен­
циальный вход (выводы «7» и <с8» ), на выходе формируется сигнал,
снимающий управление с затворов силовых транзисторов, а также n.уб­
лируемый на вывод <<8>>. Этот сигнал, имеющий стандартный логиче­
ский уровень 5 В, можно использовать для сигнализации возникнове­
ния аварийной ситуации (<<перегрузка»).
Принципиальная схема преобразователя приведена на рис. 15.20.
Этот преобразователь имеет rакие же параметры, что и предьщущий,
соответственно, в нем можно встретить уже знакомые читателю эле­
менты и узлы.
В конструкции применены стандартные элементы. Резистор R 1 О
типа С5-16 мощностью не менее 5 Вт. Остальные резисторы типа С2-23
или С2-33. Неполярные конденсаторы - Кl0-17б, полярные К50-68. Преобразователь собран на печатной плате, рис. 15.21. По­
мощь в сборке окажет рис. 15.22. Намоточные данные трансформатора
Tl можно взять из предыдущей конструкции. Реl)'лировка напряжения
на нагрузке осуществляется резистором R17.
1!')
.=.
IJ'I
С7 0,01мк
N
�
"О
:s::i::
€:::1
:s:
+Uin
---=-:. С1
�
470мк
I
!
1
r
С4 1 мк
::i:: �
� g;
t).)
о
(') ::Q
::i: (')
><
оа,�
:::
с::�
�
�s
n ::i
t-...)
1
а-,..:::1
;>'<
u1· 1 51 5 1 к r-59
R2
R3
1ок
�
о
а
i
i
;
g=
10к �
С3
2200
SSJ
R1 8
5,1к
1
С2
4700
г-,
R6 10к
17
11
4
1
� -З
HI t- с1т2
R4
1 001�
�
-7
�
:
,
�
7 5 1
U1 4N26
VD1, VD2 MB R1645
VD3 TL43 1
DA1
�
UC 1 526A
18
г
R10 О, 1
-
С9
1 500
R1 2 1
VТ2 1300 BUZ10A
т1
;,cu
С10
· 1 80
! Г::>1 ' ' ' '...
VD 1
i R13
•
-- 300
�
W 1.2 llWt�
-
а,
cu
С13
1000мк
l
�
+U out
�
�
о
:S:1
а
С12
1000
2
1
�
d:::i
�
:S:c
С11
180
а
а
�
366
Глава 15. Электронный Тянитолкай
62
Рис. 15.21. ЛечатнаЯ плата
Глава 15. Электронный Тянитолкай
С1З
VD2
VD1
VТ2
VТ1
Uout
Рис. 15.22. Сборочный рисунок
367
Глава 16
Балласт, с которым ·не утонуть
Новые методы управления люминесцентными лампами.
Электронные балласты для люминесцентных ламп.
Автоматизированные методы проектирования
балластов.Практические конструкции
Некоторое время назад у меня возникло желание устроить в квартире карниз­
ное освещение с люминесцентными лампам�. Походил по светотехническим фир­
мам, подумал, просчитал варианты. Самым оптимальным по качеству оказалось
применение электронного балласта. Но продукция европейских фирм в большой
. цене, а к китайским доверия мало. Поскольку имею отношение к электронике, то
подумал о возможности собрать балласт самому...
Из переписки
Делюсь опытом: мотаю балластные дросселя на альс.иферовых кольцах. Обсчи­
тывал их как ферритовые, по методике из вашей книги. Греются, но работают.
Пуск .моментальный, без позисторов. Очень хорошо запускаются лампы с частичной
потерей эмиссии, которые'
не светятся от стартерной схемы...
·
Из отзывов на первое издание
Уже несколько десятков лет на работе и в быту людей сопровождают
люминесцентные осветительные лампы. Преимущество их перед клас­
сическими лампами накаливания очевидны -- гораздо более высокий
КПД светоизлучения, повышенный срок службы, приближенный к ес­
тественному спектральный состав света, особенно при использовании
новых модификаций с трех- и пятислойным люминофором. Однако есть
у этих ламп и свои недостатки. Эта глава посвящается анализу недостат­
ков данных ламп и новым методам продления их срока служб��.
16. 1. Немного о работе люминесцентных ламп
Сегодня люминесцентные осветительные лампы встречаются по­
всеместно: в быту, в офисах, в nроизводственнь1х помещениях, на ули­
це. Однако продолжительность срока службы таких ламп, а также ха­
рактер излучаемого света в значительной степени зависят не от конст-
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
369
рукции газонаполненной стеклянной колбы, а от качества
дополнительной аппаратуры (пускореrулирующей аппаратуры, ПРА),
с помощью которой осуществляется зажигание лампы и поддержание
ее свечения.
Общие недостатки люминесцентных ламп таковы. Во-первых, мя
их зажигания требуется наличие громоздкого дросселя и ненадежного
стартера. Во-вторых, .1:1ампы мерцают с частотой питающей сети 50 Гu,
поскольку в моменты перехода синусоиды питающего напряжения че­
рез нуль газ в баллоне успевает деионизироваться. Так называемый
<<Стробоскопический эффект>>, возникающий при мерuании лампы, не­
приятен мя глаз. В-третьих, арматура ламп, с помощью которой они
монтируются, требует тщательно продуманного способа крепления
управляющих элементов. Обычно хорошая арматура имеет мягкий
подвес или резиновые амортизирующие прокладки, чтобы вибрация с
частотой 50 Гu, создаваемая дросселем, не создавала резонанса с кор­
пусом и не раздражала окружающих звоном. В-четвертых, вышедший
из строя стартер вызывает так называемый фальш-старт лампы, визу­
ально выражающийся как несколько вспышек перед стабильным зажи­
ганием. Фальш-старт резко снижает срок службы люминесцентной
лампы. В-пятых, коэффициент мощности ламп дневного света очень
низкий, а это значит, что они являются неудачной для электросети на­
грузкой.В-шестых, классический балласт ламп нагревается, что свиде­
тельствует о дополнительных затратах энергии. В-седьмых, классиче­
ская схема поддержания свечения люминесцентной лампы не позволя­
ет осуществлять регулировку яркости ее свечения. Существует еще
несколько более мелких недостатков, которые мы не упоминаем.
Уже достаточно давно ведутся работы по устранению вышепере­
численных недостатков люминесцентных ламп, повышению надежно­
сти пускореrулирующей аппаратуры, уменьшению ее веса и габаритов.
Появление высокочастоmых электронных балластов позволило значи­
тельно улучшить эксплуатационные �арактеристики этих осветителl?­
ных приборов ... Но сначала давайте разберемся, как устроен классиче­
ский балласт, и тогда нам станет понятно :, каким путем осуще,ствj1ялся
переход к балласту электронному.
· Обратим внимание на рис. 16.1, на котором показана классическая
схема пускорегулирующей аппаратуры (ПРА) люминесцентной труб­
чатой лампы. Холодная люминесuентная лампа имеет высокое сопро­
тивление между своими электродами, поэтому при вклю�ении напря­
жение сети, проходя через накальные электроды лампы, целиком пада­
ет на ключевом элементе стартера. Ключевой элемент КЛ на рис. 16.1
представляет собой биметаллическую пластину, замь1кающую цепь в
нагретом состоянии и размыкающую в холодном состоянии. Посколь­
ку на электродах этого ключа появляется разность электрических
потенциалов, газ в колбе сrартера ионизируется и разогревает биметал-
370
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
лическую пластинку. В какой-rо мо­
Uin
мент ключ КЛ замыкается и появив­
iL
шийся в цепи эле1<трический ток на­
-220В
EL
50Гц
чинает «накачивать>> . в дроссель
Лампа дневного
энергию, но, более того, этот ток ра­
света
зогревает накальные спирали люми 7
г-------,
несцентной· лампы. Разогретым
1
1
электродам присущ эффект термо­
1
1
V'Стартер
электронной эмиссии, который из­
:
1
1
вестен читателю по электро_нным
1
КЛ 1
1
1
лампам, кинескопам, вакуумным ин­
1
1
1________ 1
дикаторам. В газе, наполняющем
UEL
баллон лампы, появляются свободРис. 16.1. Классическая
ные заряд�. Одновременно с этим в
схема ПРА
баллоне стартера ионизация газа
пропадает, биметаллическая пласти­
на охлаждается и ключ КЛ размыкается. Энергия, накопленная в ин­
дуктивном элементе L, переходит в заряд конденсатора С по закону:
Балл астный
дроссель
L--
(16.1)
где
ir - ток дросселя;
л UEL - изменение напряжения между электродами лампы.
Обычно индуктивность L дросселя стремятся выбрать побольше, а
емкость С конденсатора - поменьше, чтобы получить большую ампли­
туду резонансного броска напряжения на конденсаторе. Этот бррсок,
величина которого превышает напряжение питания, достаточен для
полной ионизации газа внугри баллона люминесцентной лампы и ее за­
жигания. Зажигание характеризуется резким палением сопротивления
газового промежугка люминесцентной лампы. После зажигания стартер
ока;зывается отключенным, поскольку его сопротивление много больше
сопротивления горящей лампы. Дроссель же, являясь индуктивным со­
противлением, nодuерживает рабочее напряжение на электродах лампы.
Если по каким-либо причинам лампа не зажигается (например, слиш­
ком рано происходит размыкание биметаллического контакта или он
износился в. продолжительной эксплуатации), лампа входит в аварий­
ный режим работы, который сопровождается вспышками·фальш-старта.
Еще один режим запуска люминесцентной лампы, называемый <<холод­
ным», может произойти при приложении к ее электродам напряжения
400 ... 1200 В, в отличие от режима «горячего пуска» с прогретыми элек­
тродами, коrда для зажигания достаточно 40 .. .400 В. Опытным пуrем ус­
тановлено, что «холодный пусю> снижает ресурс лампы почти в два раза.
Графически режимы работы лампы показаны на рис. 16.2.
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
Uin
Фальш-старт
р ий н -)
?
L
Uin - 2208
50Гц
;
,,
,,
1
1
11
'1
11
' '-- ..
1
'
Режим нормальной
работы
О
С1
EL
1 1
1 1
/-,, 1 / -..._,'
...
371
t
Точк а зажигания
А
С
С2
О,1мк
6308
DA1
КР1182КП2
Рис. 16.2. График, поясняющий
режимы работы лампы дневного
света
Рис. 16.3. Способ применения
микросхемы КР1182КП2
Поскольку классическая лампа дневного света питается перемен­
ным напряжением низкой частоты, в паузах, при переходе сетевого на­
пряжения через ноль, газ успевает деионизироваться, что иногда замет­
но на глаз, как характерное мерuание.
Недостатки стартера как устройства с ненадежным механическим
контактом сегодня научились устранять, заменив его электронным
аналогом. Отечественная промышленность освоила выпуск микросхе­
мы KPI 182КП2, на основе которой можно легко изготовить электрон­
ный стартер. Данная микросхема представляет собой трехвыводной
фазовый тиристорный регулятор напряжения (рис. 16.3).
Для рабо rы электронного стартера необходим резонансный контур
L, С 1. В качестве индуктивности L возможно использовать обыкновен­
ный балластный дроссель. Величина конденсатора С 1 дпя сетевой час­
тоты 50 Гu рассчитывается пQ формуле:
10- 5
Cl=-.
( 16.2)
Конденсатор С2 регулируеr момент открывания электро1iноrо
стартера, а резистор Rl включен в целях ЭJ1екrробезопасности: Эrот ре­
зистор разряжает конден�атор С1 при оrключении лампы от сети.
16.2. Как работает электронный балласт
Как уже было сказано, электронный стартер позволяет устранить
только недоста rки, связанные с фалыu--стартом ламп. Но есть более
эффективный способ борьбы с перечисленными недостатками - с по­
мощью элекrронного балласта. Конечно, ero стоимость, по сравнению
372
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
с традиционным, получается выше, но, учитывая, что срок службы усо­
вершенствованной лампы продлевается в несколько раз, можно смело
утверждать, что фактически стоимость обоих видов балластов примеР.­
но одинакова.
Типовая структурная схема электронного балласта показана на
рис. 16.4. Входное переменное напряжение 220 В 50 Гu поступает на
nомехоnодавляющий фильтр, который блокирует помехи, возникаю­
щие при работе электронного балласта. Плохо подавленные паразит­
ные излучения балластов мoryr <<Забивать» радиоприемники и беспро­
водные телефоны, не говоря уже о производственных помещениях, в
которых работают с высокоточной измерительной аппаратурой. Далее
следует стандартный двухполупериодный выпрямитель, простейший
конденсаторный фильтр или корректор коэффициента мошности.
Сразу отметим, что корректор пока отсутствует в большинстве про­
мышленных схем балластов, поскольку мощность одиночных люми­
несцентных_ ламп не превышает 100 Вт. Конечно, корректор значитель­
но удорожает балласт, однако данная коррекция должна вводиться при
использовании одного электронного балласта, работающего на не­
сколько (3-4) однотипных ламп. Иногда мож�т отсутствовать и индук­
тивно-емкостной nомехоподавляющий фильтр (вместо него обычно
используется одиночный неполярный конденсатор небольшой емко­
сти). Тем не менее, поскольку требования по nомехоnодавлению все
более ужесточаются, разработчикам в скором времени придется вво­
дить в схемы балластов обязательные индук:rивно-емкостные помехо­
nодавляющие фильтры. ·
F
Uin
-2208
50Гц
Помехопо­
давляющий
фильтр
Выпрямитель
t>f
L
Фильтр
1
РТС
Инвертор
т
мощностм
Jq
Схема
управления
\
Рис. 16.4. Типовая схема электронного балласта
Инвертор преобразует выпрямленное напряжение в высокочастот­
ные импульсы, которыми питается лампа EL: l�епочка из конленсатора
С и nозистора РТС предназначена для запуска лампы. Любой элек­
тронный баш1аст должен быть оснащен сетевым предохранителем F,
чтобы _вышедшая из строя электронная схема не вызвала пожар.
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
373
Рассмотрим работу высокочастотного инвертора подробнее, так
как именно этот узел является основным в схеме балласта. Итак, в схе­
м·е рис. 16.5 точка «А>> подключается с помощью транзисторных клю­
чей VТJ и VТ2 периодически то к напряжению питания ( U;n = 310 В), то
к «общему» схемы. В результате в точке <<А» возникают однополярные
высокочастотные импульсы напряжения (частота коммутации обычно
находится в пределах 20 ... 120 кГц), которые, во-первых, зажигают лам­
пу, а во-вторых, не дают газу деионизироваться; свет, излучаемый лам­
пой, будет ровным. При таком методе пуска и управления полностью
исключается фальш-старт, поскольку электроды лампы гарантирован­
но коммутируются на постоянное напряжение, провалы которого от­
сутствуют принципиально: Регулировкой скважности импульсов ком­
мутации можно добиться регулировки яркости свечения. Кроме этого,
сокращаются размеры индуктивности L. Как вариант реализации элек­
тронного балласта иногда используется полумостовая схема (рис. 16.6).
Впрочем, первый вариант сегодня встречается чаще.
vт�
vт�
L
Uin
Uin
vт2_J
Рис. _16.5. Вариант построения
инвертора электронного балласта
Сnм
L
EL
с
vт:J
Сnм
РТС
Рис. 16.6. Еще один вариант
инвертора
Чтобы зажечь лампу, нужно разогреть ее электроды. Поскольку в
схеме электронного балласта отсутствует стартер, необходимо каким-то
образом первоначально замкнуть силовую цепь, чтобы протекающий
ток разогрел электроды, а затем схему пуска отключить. В лампах не­
большой мощности, порядка е11иниц Вт, первоначальное замыкание
цепи можно осуществить при помощи конденсатора С (рис. 16.7). Однако этот путь достаточно проти­
с
воречив, поскольку д)IЯ разогрева
желательно иметь как можно боль­
EL
шее значение емкости, в то время
как для возникновения хорошего
резонансного эффекта выбирать
эту емкость слишком большой
Рис. 16. 7. Замена стартера
нельзя. При разработке практичеконденсатором
374
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
ских конструкций замена стартера конденсатором не всегда приводит к
надежному запуску, поэтому тем '-lитателям, которые будут работать с
«железом», рекомендуется в небольших пределах варьировать емкость
этого конденсатора.
И все же как обеспе'-!ить надежный запуск лампы при минималь­
ном зна'-!ении емкости? РазрабоТ'-!ики поступили следующим ориги­
нальным образом. Они вклю'-!или параллельно конденсатору терми­
стор РТС с положительным температурным коэффициентом. В холод­
ном состоянии сопротивление термистора мало и ток разогревает
электроды лампы. Вместе с электродами разогревается и термистор.
При определенной температуре сопротивление термистора резко по­
вышается, цепь разрывается и индуктивный выброс зажигает лампу.
Термистор шунтируется низким сопротивлением горящей лампы.
Самые первые электронные балла­
сты работали в автоrенераторном режи­
ме и собирались из дискретных элемен­
тов. Однако это оказалось крайне не­
удобно: для выполнения указанных
выше требований приходилось вводить
множество дискретных элементов, и по­
этому габариты nе'-!атных плат полу'-!а­
лись слишком большими. До некоторой
степени сократить размеры 11лат уда­
лось, до предела упростив функциоРнс. Jб.8. Лампа с
нальные умы. На рис. 16.8 показана
автоrенераторным балластом
лампа китайского производства именно
с таким вариантом построения балласта.
Ведущие фирмы-разработ'-!ики выпустили микросхемы управления
балластами, тем самым сократив размеры балластов и расширив функ­
циональные возможности схемы. Первое поколение микросхем требо­
вало нали'-!ие внешних силовых транзисторов, в более современных
модификациях силовые ключи интегрированы в один корпус со схе­
мой управления. Такие балласты настолько миниатюрны, '-!ТО легко по­
мещаются в uоколь лампы, ввора'-!иваемой в резьбовой патрон. Лампы
со встроенным балластом уж:е выпускаются серийно, но их uена по
сравнению с лампами накаливания высока. Скорее всего, цена будет
падать с те'-!ением времени, когда рынок люминесцентных ламп насы­
тится. Но не следует ожидать, '-!ТО цена таких ламп сравняется с ценой
обы'-lных ламп накаливания. Выигрыш здесь может быть, как мы зна­
ем, только за С'-!ет увели'-!енноrо срока службы.
Второе поколение микросхем управления электронными балласта­
ми облад1'ет многими сервисными и защитными функциями, которых
не бьuю в составе первого поколения микросхем. Например, появи­
лись режимы старта, подогрева элекrродов, поджиrа, запуска рабо'-!еrо
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
375
цикла, защиты и авторестарта, контроля наличия лампы, контроля на­
пряжения питания постоянного· тока. К сожалению, отечественные
разработки микросхем управления электронными балластами отстают
от иностранных, поэтому мы вынуждены рассказывать о том, как пре­
успели на этом рынке зарубежные фирмы-производители силовой
электроники.
.
..
Фирма «International Rectifier>> выпускает микросхемы IR215(x),
требующие внешних силовых транзисторов, и микросхемы IR5.1H(xx)
с интегрированными силовыми ключами. Фирма <<STMicroelectronics>>
производит микросхемы L6569, _ L6571, L6574. Фирма Motorola МС2151, MC33157DW. Фирма <cUnitrode>> - UC3871, UC3872. Мик­
росхемы имеют бутстрепную цепь управления затвором верхнего клю­
чевого транзистора, защиту от сквозньtх токов (защитная пауза
1,2 мкс), узлы стабилизации внутреннего питания и защиту от пони­
женного напряжения сети. Кроме того, новое поколение микросхем
IR2157 и IR2159 реализуют: возможность установки вре�еl)И прогрева
накальных электродов; возможность устано�ки скорости зажигания
лампы за счет введения плава.ющей задающей частоты; возможность
установки задержки включения силовых ключей; дополнительную за­
щиту от незажиrания лампы и включение защитного режима в мо­
мент ее отказа; защиту при перегорании накальных электродов и кон­
троль наличия вставленной лампы; защиту от зажигания на частоте
ниже резонансной; защиту от падения сетевого напряжения; автома­
тический перезапуск при кратковременном пропадании сетевого на­
пряжения; защиту от перегрева кристалла. Оrечественная микросхема
электронного балласта 1182ГГ2, выпускаемая НТЦ «СИТ>>,.nостроена
по полумостовой схеме.
Наконец, автор счел необходимым привести отзыв одного из посе­
тителей радиотехнической конференции журнала «Радио>> в отноше­
нии реальной эксплуатации_ электронных балластов: <<Использую энер­
госберегающие лампы уже больше трех лет, в квартире нет ни одной
лампы накаливания. Из тех, что nролаются, я покупал практически все
типы ( <<Jidian>>, «General Electric>>, «Comtech>>, «ЕGЗР», «Алладин»). Ка­
ждую лампу, принеся из магазина, я тут же вскрывал. Вскрытие пока­
зало, что электронные балласты всех этих ламп сделаны приблизитель­
но по одной схеме: автогенераторный полумост на биполярных транзи­
сторах. flредварительный подогрев 6ьm организован только в лампах
«АлладиН>> и <tGeneral Electric>> с помощью позистора. В остальнь1х холодный старт. Лампы с холодным стартом проработали около полу­
тора лет, после чего электроды потеряли эмиссию и они перестали за­
жигаться даже очень высоким напряж_ением. На замену поставил само­
дель1:1ый электронный балласт на I R21·571. Теперь я после покупки
лампочки выкидываю из нее <<киrайский» балласт и ставлю собствен­
ный. К лампочкам с переделанным балластом претензий нет».
376
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
16.3. Балласт ..._ за несколько минут
Поскольку энерrосбереrающие ламnы с электронными балластами
стремительно завоевывают рынок источников света, фирмы-произво­
д�пели электронных комnонентов пrедпринимают шаги для облегче­
ния nроектирования этих устройств. Так, наnример, знакомая читате­
лю фирма <•lnternatiьnal Rectifier•> разработала и свободно расnростра­
няет программу IR Ballast Designer для автоматизированного выбора
схемы построения таких балластов на основе микросхем IR2J571,
IR2\56, IR21592, IR2l66, IR2l67. На сегодняшний момент наиболее
распространены вторая и третья версии этой nроrраммы (они прилага­
ются на компакт-диске). Версии отличаются друг от друга в основном
набором встроенных функциональных компонентов. На рис. 16.9 по­
казано основное окно IR Ballast Designer, из которого осуществляется
управление процессом проектирования.
Р11с. 16.9. Основное окно программы I R Ballast Designer
Как видно из рисунка, расчет параметров электронного балласта со­
стоит из пяти шагов. Первый шаг (step 1) позволяет выбрать вид вход­
ной цепи (select line input). Здесь можно задавать входную·цепь с обыч­
ным диодным мостом и конденсаторным фильтром, с корректором ко­
эффициента мощности, а также ввести собственные данные. Диапазон
рабочих напряжений выбирается из ряда 80...140 или 185...265 В.
На втором шаге (step 2) осуществляется выбор люминесцентной
лампы (select lamp) по конструктивным и мощностным параметрам.
В перечне стандартных ламп имеются U-образные серий TC-EL,
TC-DEL, ТС-Т, спиральные, и классические трубчатые ламnы серий
Т5, Т8, TI 2 (аналоги отечественных серии ЛБ). Можно также ввести
собственные параметры ламп, нажав на кнопку Edit list.
Третий шаг (step 3) - щ,1бор уnравляюшей микросхемы (target IC).
Здесь мы выбираем микросхему из перечня, приведенного выше. Чет­
вертый шаг (step 4) - задание схемы вю1 ючения люминесцентных
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
377
ламп. Если читателю потребуется включить одну лампу, он может вы­
брать один из двух вариантов (одиночный с токовым подогревом ИТJИ
одиночный с потенциальным подогревом); для включения двух одно­
т�nных ламп к одному балласту существует пять различных схем (с по­
следовательным включением и токовым подогревом, с последователь­
ным включением и потенциальным подогревом, с последовательным
включением и токовым подогревом, с параллельным включением и по­
тенциальным подогревом, с параллельным включением и токовым по­
догревом, с балансным трансформатором).
Наконец, пятый, завершающий, шаг (step 5) определяет номиналы
элементов схемы. При нажатии на кнопку. Design ballast программа
формирует три дополнительных окна, в одном из которых показывает­
ся электрическая схема с позиционными обозначениями элементов
(circuit diagram), во втором - перечень элементов (blll of materials), а в
третьем - конструктивные данные резонансного высокочастотного
дросселя (LRES current mode inductor). Здесь можно почерnнугь сведе­
ния о типономинале магнитопровод а, величине немагнитного зазора,
индуктивности, количестве витков, -диаметре намоточного провода и
даже габаритные размеры готового элемента. Распечатав ре'зуль�аты
расчета, на этом с теоретической �астью заканчивают.
Приведенный пошаговый режим (simple mode) предназначается
для «ленивых>> пользователей, которые не слишком стремятся к оnти-­
мизации и к пониманию влияния тех или иных элементов на парамет­
ры схемы. Для борее дотошных пользователей предусмотрен режим с
подробной настройкой параметров (advanced mode), переключение на
который осуществляется в главном окне (рис . .16.10).
В этом режиме имеется несколько вкладок, относящихся к пара­
метрам лампы (lamp), входу (Iine), балласта (ballast), выхода (output).
После проведения расчета в окне выводится график, отражающий про­
цесс запуска лампы .в функuии рабочей частоты.
В рабочем окне программы имеется кнопка Datasheet, нажатием на
которую можно вызвать полную техническую документацию приме­
ненной микросхемы управления (в формате pdf). Естественно, в систе­
ме должен .быть установлен Adobe Acrobat Reader.
При установке программы на компьютер необходимо обратить
внимание на следующие особенности, которые позволят справиться с
некоторыми неприятностями. Во-первых, установленная вторая вер­
сия программы может выполнять недопустимую операцию при выборе
лампы и сама собой закрываться. Третья же версия может просто не за­
пускаться, выдавая сообщение с красным крестиком. Чтобы таких не­
приятностей не происходило, необходимо войти в панель управления
Windows, 1целкнуть по пиктограмме «Язык и региональные стандар­
ты>>, в пункте <•региональные параметры>> (кнопка <•настройка�) устано­
вить в кач�стве разделителя целой и дробной части символ «точка>>,
378
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
Рис. 16.10. Режим advanced mode
символ «запятая» - в каt1естве разделителя групп разрядов. Если этого
не сделать, программы работать не будут!
- В практической части мы приведем схему электронного балласта,
рассчитанного при помощи данной программы.
16.4. От теории - к практике
По уже сложившейся традJ,!ЦИИ автор счел необходимым привести
несколько практических конструкций разно� степени сложности. Все
они выполнены на основе продукции фирмы <clnternational Rectifier».
Первая схема на IRS\ Н420 пригодится для запуска миниатюрных
U-образных ламп, вторая - на IR2151 - для обычных трубочных ламп
серии ЛБ, третья схема по параметрам повторяет вторую, но ее расчет
был проведен при помощи автоматизированной программы, и, кроме
этого, применение перспективной микросхемы IR21592 позволит 1на­
чительно продлить срок службы люминесцентной лампы.
16.4.1. Электронный балласт на IR51 Н420
Неплохой пример электронного балласта - это гибридная микро­
схема IR51H420, в которую встроены силовые транзисторы. На ее базе
можно строить сверхминиатюрные балласrы для запуска ламп U-типа
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
379
мощностью 11... 26 Вт с входным напряжением 120 или 240 В. На
рис. 16.11 приведена схема балласта для лампы фирмы «OSRAM» мощ­
ностью 11 Вт (рис. 16.12).
R110
F12А
-U;n
220В
50Гц
С1
10мк
450В
DA1 IR51Н420
2
/ R2
С2
22мк
25В
"10к
з
4
сз
6
9
О,01мк
VD5
10DF4
VD61N4748
7
С6
О,001мк
С4 О,1мк
L1
2,56мГ
VD7 1N4748
Рис. 16.11. Схема миниатюрного балласта на микросхеме IR51H420
Рис. 16.12. Лампа фирмы «OSRAМ» мощностью 11 Вт
I
380
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
Входное напряжение 220 В 50 Гц выпрямляется диодным мостом
VD1... VD4 и сглаживается· конденсатором Cl. Для ограничения заряд­
ного тока установлен резистор RJ, а для защиты питающей сети - пре­
дохранитель Fl. Диоды VD6, VD7 включены встречно-параллельно для
получения нулевого тока при возникновении последовательного резо­
нанса. Данная. мера предпринята для синхронизации задающего гене­
ратора и резонансной цепи С4, Ll с целью получения более надежного
запуска. На схеме отсутствует снаббер, поскольку фирма гарантирует
отсутствие защелкивания выходного каскада микросхемы управления.
Чтобы подключить к балласту ламлы с другим значением мощно-­
сти, необходимо изменить номиналы некоторых элементов согласно
табл. 16.1.
Таблица 16.1. Согласование балласта с другими типами ламп
Мощность, Вт
С1, мкФ
L1, мГн
R2, кОм
fosc , кГц
16
)0
2,56
13
36
18
22
26
22
22
22
1,85
10
1,85
14
33
1,85
18
27
43
Печатная плата преобразователя показана на рис. 16.13, а собрать
его можно по рис. 16.14. Внешне собранная печатная плата будет вы­
глядеть так, как показано на рис. 16.15. Дроссель Ll наматывается на
двух сложенных кольцах из МО-пермаллоя марки МП-140. Количество
витков - 97, провод ПЭТВ-2 диаметром 0,2 мм. Для остальных дроссе­
лей, данные которых приведены в табл. 16.1, необходимо использовать
провод диаметром 0,25 мм.
Рис. 16.13. Печатная плата
Рис. 16.14. Сборочный рисунок
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
381
Рис. 16.15. Внешний вид электронного балласта
В конструкции использованы полярные кощенсаторы типа К50-68,
неполярные - типа КIО-17б и К78-2 (высоковольтные). Номинальное
напряжение конденсатора С2 должно быть не менее 25 В, для конден­
сатора С4 номинальное напряжение - 400 В, для С5 - 300 В.
16.4.2. Электронный балласт на IR2151
Теперь изготовим простой электронный балласт на основе микро­
схемы IR2151. Схема (рис. 16.16) построена по полумостовому принци­
пу. Данный балласт рассчитан на питание лампы мощностью 40 Вт от
сети переменного тока 220 В 50 Гц. Напряжение сети выпрямляется
диодным мостом VDl -VD4 и сглаживается кощенсаторами полумос­
та Сб и С7. Внутренний генератор представляет собой точную копию
генератора, используемого в таймере серии 555 (отечественный аналог
КР1006ВИ] ). Частота внутреннего генератора задается элементами RЗ
и С2 в соответствии с формулой:
1
(lб.З)
fг = 1,4 · (RЗ + 75) · с2·
Резонансная частота балластной схемы:
1
h = 2тc.JL1 · С4
(16.4)
Для обеспечения резонанса желательно частоты J; и /4 уравнять.
При указанных в схеме номиналах частота резонанса составит около
. 40 кГц.
Цепочка R2, Cl питает микросхему DA1, цепочка VD5, СЗ - буrст­
репный каскад, питающий транзистор УТ I верхнего плеча. Элементы
Rб, С5 - цепь снаббера, предотвращающего защелкивание выходных
каскадов микросхемы (выводы 5 и 7). При управлении силовыми тран-­
зисторами в полумостовой схеме, как мы знаем, могут возникнуть
сквозные токи. IIоэтому в состав микросхемы введено устройство фор­
мирования <<мертвого времени�> продолжительностью 1,2 мс. Осталь­
ные узлы схемы пояснения не требу1от.
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
382
/
R2
91к
R1 4,7 F1 2А
VDS
КД2988А
DA1 IR2151
1
�.........i
- Uin
220В
50Гц
VD1-VD4
КД226Г
С1 +
47мк
16В
VТ1
IRF720
6
5
1000
• 350В
EL LВ-40
5
L1
С
0.001мк 1,2мГ 1
R6
10
4
С6
47мк
С4 О,01мк
7
з
С2
8
R7
С12б0
С7
47мк•
350В
Рис. 16.16. Схема электронного балласта на микросхеме IR2151
f
Печатная плата балласта приведена на рис. 16.17, собрать его помо­
жет рис. 16.18. В конструкции использованы элементы со стандартны­
ми допусками. Полярные конденсаторы типа К50-68, неполярные КI.0-17б и К78-2, К73-17. Допустимое на�ряжение конденсатора С5 не менее 400 В. Диод VD5 должен быть класса «ultra-fast>> и выдержи­
вать обратное напряжение не менее 400 В. Кроме указанного на схеме
подойдут lIDF4, BYV26B, BYV26C, BYV26D, HER156, HER157,
HER105, HER106, HER205, HER206, SF28, SF106. Вместо микросхемы
IR2151 возможно использовать IR2152, IR2153, IR2155. Замены тран­
зисторов VТI и VГ2: IRF730, IRF740, IRF840, BUZ90, КП726, КП728,
КП751А, КП770Д. Термистор С1260 фирмы «Epcos� (R7) можно заме­
нить на B59339-Al80I-P20, В59339-А1501-Р20, B59320-Jl20-A20,
B59339-Al 32 J-P20. В ряде случаев этот элемент можно из схемы ис­
ключить. r1опробуйте сначала не· устанавливать R7 в схему и проверить
запуск балласта. Если лампа надежно запускается без вспышек
фальш-старта, термистор устанавливать не нужно.
Дроссель электронного балласта выполнен на Ш-образном магни­
топроводе из феррита 2500НМС1 Ш5х5 с зазором 0,2 мм (необходимо
подложит·ь прокладки толщиной О� 1 мм под рабочие поверхности по­
ловинок магнитопровода). Обмотка. составляет 100 витков провода
ПЭВ-2 диаметром 0,2 мм. Можно также использовать магнитопровод
Ш6х6 из феррита 2000НМ с зазором 2 х 0,25 мм, количество витков в
этом случае будет 135.
· После сборки и отладки балласт рекомендуется поместить в экра­
нирующий
кожух и.з стали
.
. или алюминия.
383
Глава 16. Балласт, с. которым не утонуть
I
� mJfJoooj�
o-QD-e
С5
R5�R4
С1О
о
L1
,г-
...J
w
23
Рис. 16.18. Сборочный рисунок
Рис. 16.17. Печатная плата
16.4 ..З. Электронный балласт на IR21�92
1
Следующая схема электронного балласта выполнена на основе
микросхемы второго поколения IR21592. Фирма-производитель назы­
вает эту микросхему диммером (dimming ball�st), поскольку она имеет
отдельный вход управления яркостью свечения лампы. Кроме этого,
микросхема имеет цепи защиты от повреждения лампы. На рис.' 16. 19
показана практическая схема балласта на основе этой микросхемы, а в
табл. 16.2 приведено назначение ее выводов.
384
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
Таблица 16.2. Назначение выводов микросхемы IR21592
Вывод
Символ
1
VDC
Детектор входного напряжения
2
vco
Контроль напряжения входного генератора
3
СРН
Таймер пре.nварительноrо подогрева
4
DIM
---
Функциональное назначение
Вход контроля яркости (0,5...5,0 В)
5
МАХ
Максимальная уставка мощности лампы
6
MIN
Минимальная уставка мощности лампы
7
FMIN
Установка минимальной частоты
8
IPH
Установка пиковоrо тока подогрева
9
SD
Вход отключения
10
·cs
Вход датчика входного тока
11
LO
Выход драйвера затвора транзистора нижнего плеча
12
13
14
15
16
сом
«Общий� сигнальный и силовой
vв
Питание драйвера верхнего плеча
VS
Плавающий <(общий» транзистор верхнего плеча
VCC
но
Питание логики управления
Выход драйвера затвора транзистора верхнего плеча
Узел блокировки оу воздействия пониженного напряжения пита­
ния предназначается для того, что установить потребляемый балластом
ток на уровне 200 мкА до тех пор, пока не активировано устройство
управления затвором транзистора нижнего плеча. Элементы питания
микросхемы ·на рис. 16.19 - это R9, Rl0, R12, С5, С8, VD6, VD7: Бут­
стреnный диод VD5 и буrстрепный конденсатор С7 питают выходной
драйвер управления транзистором верхнего nлеча. Эта схема уже нам
знакома, поэтому пояснений не требует. Запуск микросхемы происхо­
дит при наличии на выводе «13>> наnряжения выше 13,6 В.
Схема также требует, чтобы напряжение на выводе <<l>> было выше
5, 1 В. Соответственно, в схеме имеется резисторный делитель R8, R2,
который задает напряжение на выводе «1>>. Кроме этого, имеется
фильтрующий конденсатор С 13. Необходимость наличия детектора
продиктована тем, что при возможном перегорании лампы (или замы­
кании в ней) может <<просесть>) напряжение на шине питания, что nри­
нецет к··интенсивному тепловыделению и nожарооnасной ситуации.
•
.-
.
?'
\С
CS О,1мк
VDS FRЗOS
VD6 1N4148
F1 2д R1 4,7
::i
:s: -Uin
::r: 220В
.i:::: 50Гц
:s:
:::::1
:s:
'О
�
tr
:t
:.)
С13
О,1 мк
VD1-VD4
КД226Г
''
R2 56к
:s:i
(";
:,(
(t
�
1:1)
О\
�
:::i
1:1)
Q
�
::r:
1:1)
�
�
С1
10мк
450В
+
Dimming
R8
I 1М
•
С2 О 01мк2
15
СЗ О 22мкЗ
14
4
13
5
12
6
11
7
10
8
9
g
-,:,
-
�
(Ь
С6
О, 1мк
С12
8200
1500В
''
VТ2
R141к
С9
220
т
т
R15
1
f
�
R16
1001<
'О
)(
(Ь
.....
VТ1
Dд1
IR21592
16
R5 4Зк
�
�
а:,
�
R9
1 270к
1
''
R418к
"
С11 О,1м к 630В
VТ1, VТ2 IRF720
R18 ,,.
1М �
R17
100 к
''
EL1
С')
�""i
С')
о�
�
2:
t
а
:t
ct)
:t
�
VD7
1,5КЕ18
i-.,;
VI
\С
N
�
386
Глава 16. Балласт, с ко·торым не утонуть
Предварительный подогрев лампы начинается, когда напряжение
на выводе «l>> достигнет значения 5,1 В, а также микросхема получит
питание на выводе «13». Ключевые транзисторы VГl и VГ2 в этом ре­
жиме работают с коэффициентом заполнения 0,5 и dead-time, равным
2 мкс. Конденсатор С3 в этом режиме заряжается током l мкА, напря­
жение на выводе «3>> возрастает. В то же время током величиной 1 мкА ·
разряжается конденсатор С2, и напряжение на выводе <<2>> уменьшает­
ся. Коrда величина напряжения на резисторе Rl5, передаваемая на вы­
вод «10>> микросхемы через .интегрирующую цепь Rl4, С9, превысит
величину напряжения на резисторе R7 (при величине тока через него,
равном 60 мкА), конденсатор С2 начинает заряжаться. При этом часто­
та преобразования повышается и ток в нагрузке балласта снижается.
Когда напряжение на резисторе R15 снижае�:ся, конденсатор С2 начи­
нает разряжаться и значение рабочей частоты восстанавливается. На­
грев электродов продолжается, пока напряжение на выводе <<3>> не пре­
высит величину 5 В.
После превышения напряжения на выводе «3>> указанного значе­
ния запускается режим поджиrа. В режиме поджиrа на выводе «8» мик­
росхемы устанавливается напряжение 1,6 В, а напряжение на выводе
«2>> нарастает за счет заряда конденсатора С2 током величиной l мкА.
· Таким образом, увеличи�ается напряжение на электродах лампы и ток
через них, уменьшается частота преобразования. Это нарастание осу­
ществляется до тех пор, пока лампа не загорится или не будет превы­
шена установленная величина тока через резистор Rl5, тоrда балласт
войдет в режим ((fault� (повреждение). Если лампа загорается, напря­
жение на выводе <<10>> становится ниже напряжения на выводе <<8>>.
Как уже было сказано, в составе микросхемы есть устройство, с по­
мощью которого можно регулировать яркость свечения лампы. Оно
имеет внешний вывод <<4»-, к которому подключен токооrраничитель­
ный резистор R3. Диапазон входных напряжений на выводах
<<dimming>> (рис. 16.19) составляет 0,5...5,0 В, при этом максимальная
яркость свечения достигается при напряжении 5 В.
В конструкции балласта можно применить стандартные элементы.
Результаты расчета дросселя LI показали, что его можно изготовить на
магнитопроводе типоразмера ЕЗО/15/7 из феррита ЗС85 (фирма
«PhШps») или N27 (фирма «Epcos») или аналогичного с зазором 2 мм.
Количество витков - 226, провод диаметром 0,3 _мм. Пиковый ток че­
рез дроссель составит 1,6 А. Ожидаемые габариты: 16 х 16 х 11 мм.
И. последнее. Регулировать яркость свечения лампы можно как
аналоговым, так и цифровым способом, при помощи микроконтролле. ра. В одной из последних разработок фирмы-производителя микросхе­
мы предложен цифровой интерфейс для электронного балласта, при
помощи которого все· светильники подключаются 'К последовательной
tnине, а она - к управляю1цему компь�теру. Таким образом, имея еле-
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть
387
циальную программу, можно распределять освещение во всем злании в
зависимости от погодных условий, времени суток и времени года. Ав­
торы идеи предполагают, что это позволит сэкономить достаточно
много средств, забывая о том, что вначале такая, прямо скажем, неде­
шевая система должна работать продолжительное время, прежде чем
следует ожидать от нее экономического эффекта. Большинству читате­
лей, конечно, все эти усложнения ни к чему, поэтому им рекомендует­
ся задать на выводе «4>> напряжение порядка 4,7... 5,0 В, воспользовав­
шись параметрическим стабилизатором со стабилитроном КС147А.
Балластное сопротивление величиной 15 кОм следует подключить к
выводу <<13>> микросхемы.
Глава 17
Так ли прост сварочный аппарат?
Несколько мнений «за» и «против» малогабаритного
«сварочника». Читатели вступают в дискуссию.
Трудно, но - возможно?
. В свое время надо было «варить», поэтому купил аппарат «Терминатор» фир­
мы «Тор», не инверторный. А интерес к импульсному «сварочнику» связан прежде
всего с небольшим потребление.м тока в «первичке» и стабильным горением дуги.
У нас был на работе такой, но <<пошел по рукам» и сгорел. Безрезультатно пере­
смотрел горы литературы в надежде найти готовую схему �сварочника». Сам не
являюсь радиолюбителем, однако диод от транзистора отличаю. Jксперименти­
ровать - дороговато. Что делать?
Из переписки
В настоящее время мы ведем переговоры с одной отечественной фирмой о вне­
дрении импульсного сварочного аппарата оригинальной конструкции. Вначале
предлагаем модификацию для сварки проволокой, а затем - для пускозарядного
устройства. Возможно, потребуется разработка рабочих схем. Кто может
взяться за это дело?
Из отзывов на первое издание
Пожалуй, ни одна из затронутых в первом и�дании книги тем не
вызвала столь горячую дискуссию, как тема о создании малогабаритно­
го импульсного сварочного аппарата. Собственно, и самой темы в кни­
ге не было, а было лишь сказано о том, что радиолюбители в этом на­
правлении работают, порой им удается что-то изобре�ти. В этом изда­
нии тему высокочастотной сварки хотелось бы осветить б�лее широко,
тем более что отправной точкой к ней стала авторская статья, опубли­
кованная на собственном интернетовском сайте в 2002 году. Именно с
этой статьи, а также с письма читателя, побудившего написать статью,
мы и начнем.
17. 1 . Сварочный аппарат - все ли так просто,
как кажется?
Пи1uет читатель Олег Романенко:
•
Несколько месяцев назад у меня возникла идея сделать импульсный
сварочный аппарат, хотя потребность в нем существует уже давно Ку-
Глава 17. Так ли прост сварочный аппарат?
389
пить готовый - слишком дорого. Хороший аппарат стоит порядка полу­
тысячи долларов и выше. Проще всего мне было бы взять за основу фир­
менную схему, но таковой я нигде не нашел. В интернете есть несколько
любительских схе.м.
1. Тиристорная, с выходным током до 125 А, частота преобразования
4 кГц, копия промышленного «Электрон-125». Схема простая, но сам ав­
тор ее не делал. Ток, конечно, близок к желаемому (150-170 А), но не
устраивает частота - обязательно будет слышен писк.
2. Самовозбуждающийся полумост на транзисторах КТ812, описан­
ный в журнале <<Радиолюбитель», автор А. Петров. Схема не слишком
сложная и производящая впечатление работоспособной, но ток (60 А),
мягко говоря, слишком мал.
3. Пуш-пульный каскад и полумост на КТ878, с управлением, выпол­
ненным на цифровых микросхемах ТТЛ серии 155. Tol(. - 120 А, много со­
ветов, впечатляющее описание.
4. Прямоходовый преобразователь, на JRF740, по 4 штуки в парал1ель.
Контроллер построен на микросхеме UC3844. Ток - 80 А.
Теперь о том, что пишут в книгах о сварочных аппаратах. По теории
аппарат должен иметь падающую ВАХ при напряжении зажигания дуги
40...50 В. По мере увеличения тока это напряжение на ней падает до
20...25 вольт и стабилизируется на этом уровне. Как реализуется падающая характеристика? Что должен представлять собой <<сварочник», если
у него рабочие режимы - холостой ход (когда не варит) и почти КЗ (ко­
гда варит)? На какое выходное ftаnряжение нужно рассчитывать транс­
форматор? Можно ли мотать тране.форматор на ферритовых кольцах, а
не Ш-образных сердечниках? Каким оптимальным соотношением должны
обладать площадь сечения и площадь окна?
Склоняюсь к мысли, что сварочный аппарат лучше со�ирать по схеме
полного моста на полевых транзисторах. Каким значением тока первич­
ной обмотки руководствоваться? Амплитудным или действующим? Ка­
кое значение плотности тока в обмотках выбирать? В разных книгах это
значение колеблется от 3 до 1 О А на «квадрат».
Больной вопрос - выбор схемы управле/iия ключами и построение этих
ключей. Большие токи, частота преобразования тоже не маленькая 40...50 кГц. Хотя фирменные работают на 80...90 кГц. Интересно, как
они этого добtfлись? Велик соблазн использовать IGBТ, хотя MOSFETы,
включенные в параллель, мне кажется, обойдутся дешевле. На чем лучше
остановиться?
Во входной цепи после моста во всех схемах стоит емкостi порядка
1000 мкФ на напряжение порядка 400 В. Авторы ставят «в параллель»
несколько штук меньшей емкости. Для чего,? Можно ли уменьшить эту
емкость .за счет увеличения пульсаций на дуге? Не повлияет ли это на
ключи?
390
Глава 17. Так ли прост сварочный аппарат?
***
Ответ автора на это письмо был таким.
В радиолюбительской среде ходит немало мифов. Основа их появ­
ления - недостаточное знакомство с предметом творчества, отсутст­
вие или неполнота практического опыта, ·иногда - отсуrствие необхо­
димого образования, да и просто доверчивость. Один из таких проч­
ных мифов - создание недорогого и надежного сварочного аппарата,
основанного на принципах импульсной техники. Из общения с не­
сколькими радиолюбителями, задумавшими такой аппарат сделать, я
вынес несколько соображений, некоторый опыт, которым хочу откро­
венно· поделиться с читателями. Большая просьба не воспринимать
этот материал как камень в огород радиолюбителей, увлекшихся кон­
струированием сварочных аппаратов. Уже одно то, что мысль работает
н таком направлении, - хорошо. Лично я никогда профессионально
сварочными аппаратами не занимался, но опыт разработки мощных
импульсных источников питания, преодоление определенных сложно­
стей дают мне некоторое право говорить о том, каких ориентировочных затрат <<навскидку)) потребует создание <<сварочника».
Во-первых, пришедшая в голову задумка создать сварочный аппа­
рат поначалу кажется очень простой. Как правило, у радиолюбителя
уже имеется предварительный удачный опы.т изготовления сетевого
импульсного стабилизатора на сотню-другую ватт, собранного по ка­
кой-либо типовой схеме (более или менее удачной). Естественно, ус­
пех nрилает сил и требует резко наращивать мошность. Однако первый
запуск <<Сварочника>> неизменно приносит запах сгоревших транзисто­
ров, выбитый автомат в квартирном щитке, снопы искр из розетки.
Могут происходить и более серьезные неприятности типа отключения
св�та во всем подъезде или воспламенение квартирной проводки, рас­
считанной на токи не более 1 О... ] 5 А. Кого-то данная неприятность мо­
жет остановить в экспериментировании, а кому-то - взяться за пере­
работку схемы, покупку новых комплектующих и - вновь испытывать,
испытывать, испытывать. Испытания могут продолжаться годами, по­
глощая все свое своболное время и деньги.
Во-вторых, почти полное отсутствие работоспособных радиолюби­
тельских схем импульсных сварочных агрегатов. Это говорит о чрезвы­
чайной сложности проблемы даже для профессионалов (не говоря о
радиолюбителях). Скорее всего, работоспособная схема <<гуляла)> бы по
интернету не только в виде собственно схемы, но также фотографий
внешнего вида, монтажа, характера сварных швов. Коммерческие фир­
мы, вложив в разработку немало финансовых и интеллектуальных спо­
собностей, не спешат раскрывать свои <<ноу-хау», публико_вать схемы
даже для ремонтников.
Глава 17. Так ли прост сварочный аппарат?
391
В-третьих, следует признать, что отечественных аппаратов в прода­
же не так много, а импортные стоят довольно дорого. Кто-то может ска­
зать, что дороговизна вызвана «накрутками>> торговли, таможенными
пошлинами, налогами и прочими расходами. Допустим, что «наценка»
составляет $200, тогда собственно у производителя аппарат покупается
за $300. Много это или мало? Проведем оценку по стоимости комплек­
тующих электрорадиоэлементов 8-киловатrного сварочного аппарата
(ток 150 А) в расчете на то, что собранный аппарат заработает сразу.
Итак: транзисторы IGBT силового моста IRG4PF50WD (по 3 шт. парал­
лельно, итого 12 шт.) - $9,9 х 12 = $120; транзисторы lGВТ-схемы за­
пуска IRG4PC50F.(4 шт. параллельно, итого 4 шт.) - $6,5 х 5 = $20;
конденсаторы электролитические 100 мкФ, 450 В (с мощными вывода­
ми, не менее 10 шт.) - $3,6 х 10 = $36; ферритовые кольца M2500HMCI
для трансформатора типа Kl 00х60х15 ( ориентировочное количество
для частоты преобразования 40 кГц-· 10 шт.) - $3,9 х 10 = $39; датчики
тока для формирования <<падающей>> характеристики и защиты моста от
КЗ (на основе эффекта Холла) типаДТХ-100- $15 х 2 = $30; выпрями­
тельные диоды для моста, устанавливаемого в первичную сеть, типа
40HF80 (4 шт.) - $4,2 х 4 � $17; выпрямительные диоды Шотrки для
вторичной цепи (ток не менее 150 А, для обеспечения запаса по 2 в па­
раллель) типа 129NQ150 - $18 х 4 = $72.
Я не расписываю здесь расходы на радиаторы, вентилятор прину­
дительного охлажления" драйверы управления силовыми ключами, оп­
торазвязки, электронные схемы управления и защиты, маломощный
трансформатор питания схем уnравления, медные шины (или скручен­
ные провода) для намотки силового трансформатора, монтажные
шины, автомат защиты питающей сети, лампочки сигнализации и
многое другое - по-мелочи. Положим на эти расходы (с учетом того,
что кое-что радиолюбитель достанет из своего <<хлама>>) еще $150. Сум­
мируя все расходы, мы только-только выйдем на нашу цифру $500 - и
это без учета работы по изготовлению� настройке и так далее. Впрочем,
работы можно не учитывать - для радиолюбителя они оказываются
как бы «бесплатными>>. Но сами комплектующие бесплатными быть уж
.никак не могут!
Читатель может задать встречный вопрос - почему сложнейшая
те�ника, как тот же компьютер, мобильный телефон, видеомагнито­
фон, - стоит намного дешевле в сборе, чем если купить все компонен­
ты «врассыпную>>. Дело в том, что любая техника в массовом производ­
стве не учитывает стоимости работ по изготовлению (стоимость обору..:
дования, зарплаты работников) - ее стоимость приближается к
стоимости комплектующих. Если предприятие заi<уnает огромными
партиями комплектацию, ему это обойдется гораздо де1певле, чем по­
купать поштучно. Е1це де1певле производить основную комплектацию
у себя, что многие фирмы и делают. Секрет - в массовости производ-
392
Глава 17. Так ли прост сварочный ап�арат?
ства. Естественно, фирма тратит достаточно усилий на разработку и
оптимизацию изделий, но если изделие хорошо продается, эти вложе­
ния окупаются.
Радиолюбитель не может вложить много средств в разработку, не
может позволить себе большое количество ошибок (читайте - сгорев­
ших транзисторов). Либо- наверняка и сразу, либо-· никак. Но в лю­
бом случае конструкция окажется дороже, чем такая же, купленная в
магазине. В приведенном расчете были использованы средние цены,
взятые из прайс-листа петербургской <<Мега-Электроники>> за 2002 год.
Учитывая, что на отечественном рынке не так много комплектующих,
из которых можно построить д ействительно работоспособный <<Свароч­
ник», а цены не отличаются у поставщиков на порядки, можно выга­
дать из приведенной суммы порядка $50, может быть чуть-чуть больше.
Импульсный сварочный аппарат относится к устройствам повы­
шенной сложности, где-то сравнивающейся с разработкой телевизора.
При необходимости лучше купить его готовым, не тратя лишние день­
ги и силы, обеспечив электробезопасность. Остается лишь одна причи­
на, которая переводит все предыдущие слова в разряд неубедительных
и лишних, - это интерес к творчеству. Пытать счастье в изготовлении
самодельного <<сварочника>> будут многие, поэтому им - небольшие
советы.
Начинать создание собственного аппарата нужно с изготовле�ия
импульсного стабилизатора на сотню-другую ватт, потом наращивать
мощность, переходя к киловаттам. Ну а затем - если повезет и собран­
ный «киловатгник>> не пройдет <<испыта�ие на дым>> - можно заду­
маться о сварке.
Сварочный аппарат - это по сути стаби!Jизатор тока с ограничени­
ем выходного напряжения на уровне 40... 50 В. Соответственно в соста­
ве ero должны быть (место установки- вторичная цепь) датчик напря­
жения и датчик тока. При повышении напряжения между электродами
должно включаться устроj:jство ограничения напряжения, а при сниже­
нии - стабилизация тока. Для стабилизации тока нужен шунт типа
75ШСМ или 75ШСУ, являющийся датчиком тока. Но лучше использо­
вать датчик тока на основе· эффекта Холла (есть отечественный типа
ДТХ-100, есть швейцарский LEM, есть датчики других фирм) - тогда
схема обратной связи станет проще (не потребуются гальванические
развязки сигнальных.и силовых целей). Цепь обратной связи должна
быть быстродействующей.
Советы относительно проектирования силового трансформатора,
организации схемы управления ключами, выбора нагрузок проводни­
. ков и силовых элементов даны в книге. Ничего нового здесь сказать
нельзя, поэтому я не повторяюсь.
Для «сварочника», по моему мнению, лучше подходят транзисторы
IGBT, так 1<ак вкл1очаемые «в параллель>> MOSFETы на такие напряже-
Глава 17. Так ли прост сварочный аппарат?
393
ния окажуrся дороже - придется больше <<параллелить)>. Проблемы
возникаюr из-за значения сопротивления «сток-исток».
Распараллеливать конденсаторы фильтра приходится из-за того,
что в моменты пауз ток в нагрузке поддерживается только из запасен­
ного в конденсаторах заряда. Параллельное включение конденсаторов
уменьшает токовую наrрузку на выводы, снижает нагрев. Снижение
пульсаций на конденсаторах возможно только до предельно допусти­
мых значений, указанных в технических условиях на элементы.
Еще раз обращаю внимание на то, что прежде чем заняться практи­
ческим изготовлением <<сварочника», нужно прикинуть свои финансо­
вые возможности и быть готовым к достаточно дорогостоящим неуда­
чам.
***
' Ответ читателя Сергея Романенко:
Вначале хочу поговорить о финансовой стороне вопроса. Фирменный
«импульсник» стоит $500 и выше - это ни для кого не секрет. Заводской
«сварочнию> с обычным низкочастотным трансформатором на 250 ампер
стоит $100... 200. Я хочу сделать «импульсник» по цене обы11ного <<свароч­
ника», то есть цена его должна быть 11емногим более сотни долларов.
Прекрасно понимаю, что � фирмой тягаться бесполезно, и не претендую
на аппарат с фирменными характеристиками.· Нужен прежде всего аппа­
рат, который можно включать в любую розетку, то есть с потребляемой
мощностью не более 2...3 кВт и массой не более 10 кг.
В Интернете· я нашел кое-какие сведения по промышленным импорт­
ным аппаратам. Есть четыре модели: итальянская, шведская, немецкая и
российская. Потребляемый ток не более 16 ампер, выходной ток до 150 А.
Напряжение холостого хода составляет 60, 80 и даже 100 вольт. Лучше
всех описан шведский (<Кэдди>>. Сказано, что собран на транзисторах
MOSFET (подцеркиваю - не /GВТ). Рабочая частота составляет 80 кГц.
Согласно принципиальной схеме «Кэдди», это - однотактнаяfоrwаrd-схе­
ма с двумя транзисторами и двумя диодами. Каждое плечо содержит по
шесть транзисторов MOSFEТ, включенных параллельно. 120-амперный
аппарат стоит 370 долларов, а 160-амперный все 750. Вес составляет 2,2
и 3,6 кг соответственно.
Для «сварочника» вы предлагаете исключительно импортную эле­
ментную базу. С одной стороны - это очень хорошо, ведь на нашей базе
многие вещи вообще нереализуемы. С другой стороны, импортная база
явно не дешевая. Но я не готов платить за диоды Шоттки по $18 за шту­
ку, а взял бы КД2997, которые стоят «по рублю за ведро». Конечно, поте­
ря в обьеме и массе в целом, зато дешево. Зачем мне ]О-амперные транзи­
сторы по $10, ее.ли можно взять 5-амперные по 60 центов за штуку'l Са­
мое дорогое -. это входные конденсаторы, и тут никуда не денешься.
394
Глава 17. Так ли прост сварочный аппарат?
17 .2. Продолжение темы
Следуюшее интересное письмо пришло от читателя Олега Петрова
из города Моздок. Прочитав мои размышления о в озможности созда­
ния недорогого и надежного импульсного сварочного аппарата, о труд-.
ностях, которые подстерегают радиолюбителя на этом пути, Олег ре­
шил высказать свои интересные соображения на этот счет. Олег пишет:
· Хотелось бы поговорить о сварке, точнее о проектировании люби­
тельского сварочного аппарата. Статью я прочитал и согласен в одном вопрос весьма непростой. Вы п·ишете, что даже самодельный импульсный
сварочный аппарат обойдется в приличную сумму. А ведь дело не в деньгах!
Сварка - это тот же <<экстрим>>, что и пиротехника, дельтапланеризм
и масса подобных вещей. Держать в руках маленькое солнце, зная, что оно
создано твоими руками, управлять им, направляя волшебный огонек в рус­
ло созидания, а не разрушения, - это надо пробовать самому. А если ап­
парат классный, работа на нем доставляет истинное удовольствие. Не
вдаваясь в подробности моего творческого пути" скажу, что увлечен ра­
диоэлектроникой давно и серьезно. Конечно, знанця и опыт приходят не
сразу и не так легко. Но в целом побед на данном фронте у меня уже боль­
ше, чем поражений.
Первый «сварочник» мне подарили лет десять назад - простейшая и
популярнейшая схема трансформатора с разнесенными первицной и вто­
ричной обмотками. Я даже диоды туда поставил (теперь понимаю, что
без толку). Варить можно было даже без опыта. Я сварил три решетки
на окна, первые навыки получил. Но уже тогда соображал, что качество
швов получается весьма посредственное. Мой агрегат и промышленный
аппарат, да еще на постоянном, а не на переменном токе, как я понял по1!7ОМ, две большие разницы.
Теперь о настоящем. Уже второй год я варю новым аппаратом с им­
пульсным регулированием постоянного тока (рис. 17.1). Отбросив чисто
теоретические аспекты, популярно обьясню достигнутые результаты,
ибо получился, как я думаю, классный аппарат.
Главное-]. Аппарат варит электродами для постоянного тока. Раз­
ница в кацестве сварочного шва такова, что я раздарил имеющиеся «пере­
менные» электроды друзьям, ибо знаю - возврата к переменному току не
будет. Реально варил водопроводные и газовые трубы (электроды
МТГ-0/К- лучше всех) - дефектов нет, герметичность проверена.
Главное-2. Крутопадающая характеристика и плавное регулирование
тока позволяют варить самый тонкий металл, не боясь прожогов. Глу­
шитель на своем автомобиле залатал, поставив заплатку из миллимет­
рового металла на такой же металл корпуса! Одно время мне хотелось
сделать держатель электрода, чтобы работать им как карандашом или
ручкой (как учат держать паяльник - не в кулаке, а .тремя пальцами).
Для столь тонких работ пришлось наре.1ать электроды пополам, так как
Глава 17. Так ли прост сварочный аппарат?
Р�1с. 17.1. Первый вариант
<,сварочника,, Олега Петрова
395
Рис. 17 .2. Второй вариант
«сварочника» Олега Петрова
короткие электроды не так трясутся и позволяют делать ровный, акку­
ратный, <,художественный» шов.
Главное-]. КПД аппарата высокий, никаких перегрузок для сети. Ва­
рит и дома, и в гараже, никаких претензий по поводу «лшгапия света» ие
поступает.
Снова про затраты. В моей схеме: 20 штук КТ808А, диоды
КД2997А - 6 шт., 30 конденсаторов по 1000 мкФ на 63 В, дроссель из
трех ТВС-110, блок управления на двух транзисторах, тай.мер
КР1006ВИ1 и одновибратор К155АГ1, шунт из полоски нержавейки. Всей
комплектации, если брать по разумным ценам, на 50 долларов не наберет­
ся. Силовой трансформатор пока обычный с диодами на 160 А, в общую
t(ену не вошел, но это еще долларов 100-150. Что интересно, работает,
120 А - пожалуйста, «тройкой,> можно варить все. Естественно, спа­
ленных транзисторов тоже было немало, но это уже другая история.
Закончил, наконец, второй сварочный агрегат (рис. 17.2). От первого
практически не отличается. Заменил только блок управления (ШИМ с
обратпой связью через напряжение на шунте), также добавил схе.му тер­
мозащиты и управления вентилятором. Вольт-амперная характеристика
с новыл1 блоком упjювления получилась практически идеальная, ток ко­
роткого замыкания всего на 5- !О А больше, чем рабочий ток сварки.
Надо сказать, это уже пяrr.ый вариант блока управления и, по-мое.му,
оконlfаmельный. Запитал блок управления от входного напряжения - в
первом варианте питание шло от сети •tерез дополнительный трансфор­
матор. Так что, в принципе, его 1,южно использовать как мощный источник - - вместо аккумуляторов (36 или 48 В).
396
Глава 17. Так ли прост сварочный аппарат?
Кратко о схеме. Силовая часть представляет собой обычный чоппер с
трехкаскадным ключом. Введены мелкие «примочки» для снижения помех,
исключения сквозных токов (диоды КД2997 весьма медленно переключа­
ются, но раз уж купил десяток, пришлось их приспосабливать). Транзи­
стор·ы КТ808А, конечно, запараллелены с нихромовыми
проволочками
'
(пришлось повозиться).
Дальнейшие планы у меня такие: переход на более современную эле­
ментную базу. Уже приобрел полевые транзисторы и быстрые диоды,
весьма недорого. Это позволит уменьшить потери, снизить массу и объем.
Пока блок весит 6 кг, плюс еще к нему трансфррматор - около 25 кг. Те­
перь для меня главное - заменить 50-герцовый · трансформатор на
ВЧ-преобразователь (надо, увы, <<выжимаmЬ>> не менее 2,5 кВт). Думаю,
будет достаточно простого моста без всяких регулировок скважности,
ввести придется только защиту от перегрузок.
***
Еще один читателQ, Юрий Кровяков, тоже достатоtJНО смело экспе­
риментирует в области радиолюбительской сварки и достиг интерес­
ных результатов. Именно 6 результатах работы можно прочитать на ав­
торском сайте, где приведены не только фотографии его конструкuии,
но также схема и рекомендации по сборке. Особенно похвальна пред­
ставленная фотография большой кучи горелых радиодеталей, свиде­
тельствующая об упорстве автора письма, о его желании преодолеть
возникающие трудности во что бы то ни стало. Юрий пишет:
Полгода я пытался сделать импульсный сварочный агрегат, можно
сказать, самостоятельно, без какой бы то ни было помощи. Теоретиче­
ские познания мои оставляют желать лучшего (патологическая непри­
язнь к формулам, закон Ома не считается). Многим я посылал письма с
вопросами (часто довольно странными) по ходу моих изысканий, но мало
кто отвечал.
Актуальность темы самодельного «сварочника>> велика, согласен. Но
сколько желающих будет собирать аппарат после первого взрыва? И с ка­
ждым новым взрывом число жаждущих само�ельного «сварочника>> будет
убывать в геометрической пеогрессии.
В ходе изысканий сделал я несколько агрегатов, самая удачная схема
представлена на моем сайте [http.//www.y-u-r.narod.ru]. Эта схема «пря­
мохода>> потребляет от сети около JOA, варит электродом до 2,5 мм. Ко­
нечно, �сть несколько промахов, в том числе и тепловых, но аппарат все
равно работает. По этой схеме собрал три аппарата (естественно, не на
продажу). В изготовлении каждого выясня,1ись не замеченные ранее
<<Ляпы».
Третий аппарат (рис. 17.3), в котором я использовал в качестве маг­
нитопровода дemtlЛU от четырех телевизионных �строчни�ов», отлично
Глава 17. Так ли прост сварочный аппарат?
397
варит «тройкой». Получился он,
правда, потяжелее - килограммов
около шести. Есть желание со­
брать четвертый.
О затратах. Улетело со
вспышкой в потолок (в основном
это касается транзисторов) за
полгода упорных работ - около
$300. Были опробованы разные схе­
.мы источников питания: одно­
тактные, двухтактные. Остано­
Рис. 17.3. �сварочник»
вился пока на <,nрямоходе». Сейчас
Юрия Кровякова
когда уже более-менее все ясно и
понятно, затраты на агрегат составляют около 2000-2500 рублей, а при наличии умелых рук и некоторых материалов и деталей от
старых конструкций: два транзистора по 150 руб. (итого 300 руб.); мик­
росхема UC3845 - 20 руб.; два разрядных диода типа HFA15TB60 по
50 руб. (итого 100 руб.); диоды КД2997 - 10 шт. по 15 руб. (итого
150 руб.); сборка выпрямителыюя КРС5010- 60 руб.; три конденсатора
470 мкФ х 400 В - три шт. по /00 руб. (итого 300 руб.); автомат защи­
ты 25 А - 50 руб. Всего получилось около 1000 рублей, плюс умелые руки,
личное вре1,1я и большое упорство в достижении поставленной цели (куда
же без него?). Честно говоря, если бы 1,1не был так необходим «свароч­
ник», зная, насколько сложен этот путь, я бы его просто купил. Но те­
перь, пройдя этот путь, накопив опыт, мне теперь проще и дешевле его
собрать.
***
Достаточно компактный сварочный аппарат разработал и изгото­
вил Сергей Годына. По адресу в сети [http://sg-sg.chat.ru/central.htm\J
находится его персональная страница, н а которой можно посмотреть
фотографии внутреннего устройства аппарата, ув�деть его в работе.
Кроме того, Сергей представил все необходимые данные для повторе­
ния: схемы, печатные платы, намоточные данные трансформаторов и
дросселей. Но сам он рекомендует не заниматься копированием, а раз­
работать свой собственный сварочный аппарат. Сергей пишет:
Внешний вид аппарата и результаты сварки: напряжение холостого
хода 44 В, сварка выполнена чешски1,1и электрода1,1и, двойка, «постоян­
ка». Вначале я варил «переме11кой>>, потом сообра:тл, что «постоянка» де­
шевле, а шлака от нее 1,1еньше. Плазма менее устойчива, но приспособить­
ся можно. Мо:жжо и пол-электрода за один раз потратить не отрываясь.
398
Глава 17. Так ли прост сварочный аппарат?
О конструкции (рис. 17.4).
На радиаторах слева (правее вен­
тилятора) - полевые траизи­
сторы IRF740, 8 шт., выполняют
роль силовых ключей, еще 4 шту­
ки - вместо диодов (2 и,т. из них
видно - стоят друг над друж­
кой), и еще 2 штуки в снабберных
цепочках - плата стоит верти­
кально, чуть правее радиаторов.
Горизонтальная плата, что пра­
вее радиаторов, - плата управ­
Рис. 17.4. «Сварочник»
ления. На ней трансформатор
Сергея Годыны
типоразмера Б22 (феррит) для
управления затворадш транзи­
сторов IRF740 и JRE540. Эти две указанные платы стоят буквой Г, а под
ними самый главный трансформатор. Чуть правее, на двух радиаторах,
стоят выходные диоды, перед ншш дроссель. На заднем плане..:_ 8 элек­
тролитических конденсаторов по 220 1,1кФ каждый, сетевой выпрями­
тель и небольшой импульсный «блочок» питания для платы управления.
Ряд неполярных конденсаторов - стоят параллельно электролитическим.
Выходные неполярные кондеисаторы расположеиы вертикально справа.
На передней панели стоит измеритель тока и 11апряже11ия на
КР572ПВ5 - он в схему не включен, можно поставить любой вf)льтметр
и (или) ампер1,1етр. Сетевой шнур, предохранитель и выключатель - на
задней панели.
Сварочный аппарат выполнен в макетном исполнении. Вообще-то
компоновку иужно упростить. Обратные выходные диоды греются силь­
нее - могут греться меньше, если чуть рациональнее сделать компоновку.
***
Приnожу несколько коротких писем, в которых авторы уnомянули
о своих конструкциях, но, к сожалению, не прислали фотографии.
Пишет Вадим Неrуляев:
Есть такая машина, которая называется «резонансный люст», при
использовании доступных IGВТ-транзисторов типа IRG4PC50UD полу­
чается чудная сварка. При минимуме деталей я получаю в дуге 160 ампер
при 22 вольтах. Прекрасная падающая ВАХ, чудно управляемый изменени­
ем частоты выходной ток, мож·но даже не ставить защиту по току, так
как ре:юнансный мост ш1еет ее авто.матически и л10ксимальный ток за­
висит только от индуктивности резонансного дросселя. А живой аппарат
работает уже 1,5 года у мен>1 в гараже.
Глава 17. Так ли прост сварочный аппарат?
399
Пи1uет Сергей Смирнов:
Нес.мотря на все сложности, мне удалось изготовить действующий
образец сварочного аппарата. Вот его характеристики: напряжение пи­
тания 220 В; напряжение холостого хода 50 В; максимальный сварочный
ток 100 А; ток короткого замыкания 150 А; потребляемый от сети ток
13 А (при сварочном токе 80А). Затраты на разработку составили около
3000 руб, учитывая сожженные транз.исторы и другие радиодетали.
Стоимость покупных деталей в действующем образце составила 1030
руб. по ценам марта 2003 г. Хотя имеются некоторые недостатки, уст­
ройство обеспечивает высококачественную сварку на постоянном токе
электродом 3 мм при работе от бытовой сети.
Некоторые подробности устройства. Принцип действия - ШИМ
стабилизация тока. Частота преобразования -. 27 кГц. Тип схемы симметричный мост. Силовые ,пранзuсторы - по 2 штуки JRF740 в пле­
че. Коэффициент трансформации силового трансформатора - 1:6. Схема
управления КР1156ЕУ2 и два драйвера fR2110. Датчик тока - транс­
форматор тока.
Пишет Алексей· Минин:
Экспериментирую над сварочным инвертором на основе резонансного
преобразователя с целью уменьшения веса и стоимости. Немного похва­
стаюсь о своем инверторе - ток 160 А, вес 5 кг, габариты корпуса 135 х135 хЗJО мм. На схемное решение, позволившее полностью исклю­
чить подмагнuчиванuе сердечника силового трансформатора в любых ре­
жимах (речь идет о двухтактной схеме), собираюсь оформлять патент.
* **
Письма бывают и такие, как приведено ниже. Читатель и мой одно­
фамилец В. Семенов совершенно справедливо 11ишет о том, что в ра­
диолюбительских условиях никогда не создать конструкцию сварочно­
го аппарата, которая сможет конкурировать по цене и по многим дру­
гим параметрам с промышленными разработками.
Читатель пишет:
Спасибо за статью - это редкий пример обьектuвной оценки радио­
любительства. Я бы сказал еще короче и честнее: радиолюбителям им­
пульсный сварочный трансформатор не под силу, как, по большому счету,
и многое другое. В подтверждение моих слов можно привести много аргу­
ментов, но все они будут говорить об одном - о низкой квалификации ра­
диолюбителей. «Любители» по определению не могут создать что-либо
· серьезное. Иначе они бы назывались профессионалами и не задавали бъi во­
просов вроде «как бы сделать «сварочник», чтоб· коробочка поменьше
400
Глава 17. Так ли прост сварочный аппарат?
была?>> И никакое, пусть и горячее, желание, не заменит опыта работы
инженера на производстве с выпуском готовой продукции.
Когда-то давно мой коллега отлично сформулировал стратегию пове­
дения радиолюбителя: то, что продается, надо покупать (и улучшать,
если получится). То, чего нет в продаже, надо делать самому. Ибо все,
что ни сделает любитель, всегда будет хуже, дорож� и дольше. А что ка­
сается «сварочника», то тут тоже явно просматривается стратегия
поведения: если хочешь работать - покупай сварочный трансформатор
переменного тока за $100 и работай. Если хочешь <<своими руками» - со­
бирай опять же сварочный трансформатор переменного тока и работай.
· Если не хочешь ни того и ни другого - место тебе в английском клубе, сам
себе будешь ·голову морочить и сам же радоваться.
***
Сказано вернq: отсутствие необходимого опыта, необходимых
средств на проведение разработки и производственных технологий все это не позволяет сделать разработку, годную к серийному произ­
водству. Но все же стоит сказать несколько слов в защиту радиолюби­
теля, как человека, увлеченного процессом творчества. Пусть - для
себя, «для дома, для семьи>>. Именно с радиолюбительских экспери­
ментов начинали свой путь в мир техники серьезные ныне разработчи­
ки. Немало радиолюбителей и среди профессиональных инженеров -·
в свободное от основной работы время, конечно. Иногда радиолюби­
тельский опыт мешает в профессиональной деятельности, но это слу­
чается редко. Так что - удачи радиолюбителям, даже если они создают
«эксклюзив», «ручную работу>>.
Глава 18
Экскурсия к профессионалам
Примеры промышленных импульсных источников
питания. Основные характеристики.
Конструктивное исполнение
Наверняка вас заинтересует материал, касающийся с,ерьезных резонансных
преобразователей. Информация о наших разработках опубликована в журналах
«.;)лектротехника» и· «Электроника: наука, технология, бизнес,>.
Из переписки
Прочитал вашу книжку и понял, почему .мусорное ведро забивалось транзи­
сторами. Книжка хорошая, написана просто и понятно, .мне и .многим знакомым
понравилась. Даже кто-то на «Си++,>· написал программу, считающую и «тран­
сы», и потери, и все остальное. А после этой книги более сло.жные читаются с лег­
костью. Хорошо, когда все получается, особенно выживают JGBT по 5 долларов.
Это хорои1ее начало интересного пути.
Из отзывов на первое издание
Эта глава является логическим завершением нашей книги. Знаком­
ство с ней будет в особенности полезным для начинающих разработчи­
ков, кто решил связать с силовой техникой свою жизнь. Инженерный
профессионализм сегодня заключается не столько в разработке конст­
рукций, которые выполняют возлож�нные на них функции. Рыночные
отношения предполагают возможность выбора из массы предлагаемых
изделий наиболее удачных. И порой оценка потребителя строится не
только на критериях надежности, но еще и по цене, по габаритам, по
наличию сервисных функций, по удобству размещения в аппаратуре,
по внешней эстетике. Едва ли кто захочет ·купить в одной фирме хоро­
ший, но дорогой и громоздкий источник питания, когда работающая в
том же городе другая фирма обеспечивает такие же характеристики в
меньших габаритах и дешевле.
18. 1. Katc работают «профи»
Анализ, проведенный автором в области импульсной техники элек­
тропитания, производимой от�чественными и зарубежными фирмами,
показал, что суu1ествует некоторый неписаный, но устоявшийся стан-
402
Глава 18. Экскурсия к профессионалам
дарт конструкний, при соблюдении которого · фирма имеет шанс на
сrабильность и даже процветание. Общая же тенденция направлена на
снижение габаритов и повышение мошносrных характеристик в уже
разработанных конструктивах. Можно составить достаточно ллинный
список отечественных и зарубежных фирм, занимающихся разработ­
кой и производством хороших источников питания: At&t, Astec,
Power-one, Computer products, Artesyn, Ericsson, Interpoint, Lambda
electronics, Traco power, Александер-Электрик, Авионика-Вист и др.
Их продукция похожа по своим ос1-1овным техническим характеристи­
кам. Есть, конечно, и отличия, но в рамках этой книги нет возможно­
сти подробно анализировать всю гамму продукции. Поэтому в качестве
характерного примера, позволяющего начинающему разработчику со­
ставить общее впечатление о том, к чему необходимо стремиться, при­
ведем некоторые изделия немецкой фирмы Artesyn.
Серия ESPM-75
Ри�. 18.1. Серия ESPM-75
• гальваническая развязка входных и выходных цепей;
• вход по посrоя.нному и пере�енному току;
• защита от nеренапряжений по входу;
• задержка включения 15 мс;
• заu�ита от перенапряжения на выходе;
• защита от перегрева;
• возможность внешнего управления (уровень TTL);
• возможность внешней синхронизации задающего генератора;
• ч�стота преобразования - 90 кГц;
• рабочая rемпература - -25... +70 °С;
• температура хранения - -40... +85 °С;
• масса � до 0,45 кг;
• нестабильность выходного напряжения - 0"2%;
403
Глава 18. Экскурсия к профессионалам
• время нарастания выходного напряжения - 0,5 мс;
• подстройка выходного напряжения;
• габаритные размеры (длина х ширина х высота), мм I 60 х 30 ... 55 х 240.
Таблица 18. 1. Некоторые представители номенклатуры
ESPM-81515
ESPM-81156
ESPM-81243
Выходное напряжение, В
/ток, А
Потребляемая мощность
Статика/ динамика
Источник
-·
75/75
75/85
75/90
-·
·- -
5/15
12 ... 15/6.2 ... 5
24... 28/3
"
·�
Таблица 18.2. Исполнения по напряжению питания
Индекс
Выходное напряжение, В
Нестабильность выходного
напряжения, о/о
/Х
-115/220
-20/+15
/DC2
=24
-20/+25
/DСЗ
=48
-20/+25
/DСЗА
=60
-20/+25
/DC4
=110
-20/+25
Серия ESMP/PF-750
Рис. 18.2. Серия ESMP/PF-· 750
1
404
Глава 18. Экскурсия·кпрофессионалам
• диапазон входного напряжения - 88... 264 В;
• коррекция коэффициента мощности - 0,98;
. • возможность параллельного соединения (N + l);
,
• возможность поставки с плюсовым или минусовым общим проводом, а также двуполярным выходным напряжением;
• защита от перегрузки по питанию;
• дистанционное управление (TTL);
• рабочая температура - -25... +70 °С;
0
• температура хранения - -40 ... +85 · С;
• время нарастания выходного напряжения - 0,5 мс;
• частота преобразования - 90 кГц;
• масса - 2 кг;
• габаритные размеры, мм - 240 х 73 х.150.
Таблица 18.З. Номен1q1атура источников
Мощность, Вт
Выходное
напряжение,В
Выходной ток, А
ESMP/PF-7512
750
12... 15
50
ESMP/PF-7524
750
24... 28
30
ESMP/PF-7548
750
48... 56
15
Название
Серия EUSBC
Ри�� 18.3. Серия EUSBC
• однофазное или трехфазное питание;
• вентилятор охлаждения с контролем скорости вра1цения;
• коррекция коэффициента мощности - 0,98;
• нестабильность выходного напряжения - 0,2%;
• рабочая темпераrура - -25 ...+70 °С;
• время нарастания выходного напряжения - 0,8 мс;·
405
Глава 18. Экскурсия к профессиопалам
• рабочая частота - 90 кГц;
• масса - 3,5 кг;
• габаритные размеры, мм - 340 х 190 х 150.
•
Таблица 18.4. Номенклатура источников
Мощность, Вт
Выходное
напряжение,В
Выходной ток , А
EUSBC-2445
1500
24.. .48
45
EUSBC-2470
1800
24...28
65
EUSBC-4840
2000
48...56
40
Наименование
Таблица 18.5. Исполнения по напряжению питания
Исполнение
Входное напряжение, В
Нестабильность входного
напряжения,%
/Х
=230
-20/+15
/У
=115
-20/+15
{ГР2
-220 трехфазное
-15/+15
{ГРЗ
-400 трехфазное
-15/+15
Серия PID/S
Рис. 18.4. Серия PID/S
• частота преобразования - ·40 кГц;
• напряжение изоляции первичной и вторичной цепей - 500 В;
• эпоксидно-резиновая 1аливка;
• защита от перегрузок;
• отсутствие защиты от входной переполюсовки;
• технологический разброс выходного напряжении - .t5%;
406
Глава 18. Экскурсия к профессионалам
• мощtIОС"-!Ь - 1,2 Вт;
• нестабильность выходного шшряжения - ±0,2%;
• рабочаи температура - 0...70 ·с;
• перехо;{ная емкость между первичной и вторичной uепями 20 пФ;
• масса - 12 r;
• габаритные размеры, мм - 32 х 9 х 14.
Таблица 18.6. Номенклатура источников
Название
Выходное напряжение,В/ток, мА
PID/S-13
5/150
PID/S-12
12/85
PID/S-15
15/65
PID/S-22
±12/50
PID/S-25
±15/40
Таблица 18. 7. Исполнения
Нестабильность
входного напряжения,
Ток защиты, мА
5
-5/+10
500
12
-10/+10
200
24
-10/+10
100
Исполнение
Напряжение
питания,В
/А
/В
/С
%
Серия PID/U
Рис. 18.5. С�рия PID/U
Глава 18. Экскурсия к профессионалам
407
• KfIД до 85%;
• расширенный диапазон пигающих напряжений;
• отсуrствие гальванической развязки входа и выхода (стабилизатор выполнен по чопперной схеме);
• защита от КЗ по выходу;
• технологический разброс выходного напряжения - ±2%;
• нестабильность выходного напряжения - ±0,2%;
• время установления выходного напряжения - 0,3 мс;
• масса - 11 r;
• габаритные размеры, мм - 32 х 20 х 10.
Таблица 18.8. Номенклатура источников
Входное напряжение, В
Выходное напряжение,
В /ток, мА
PID/U-13
9 ... 32
5/800
PID/U-12
18...32
12/500
PID/U-15
21 ... 32
15/250
Название
Сер1r1я DTS
Рис. 18.6. Серия DTS
• лучший вариант исполнения для внешнего питания;
• расширенный_ интервал напряжения питания;
• защита от перенапряжения;
• за1цита от КЗ в нагрузке;
• ч�стота питающей сети - 47...63 Гц; .
• рабочая температура - О ... +55 "'С;
• входное напряжение - 88 ... 264 В;
• технологический разброс выходного напряжения - ±1%;
• нестабильность выходного напряжения - < 1 %;
408
Глава 18. Экскурсия к профессионалам
• масса -- О, 7 кг;
• габаритные размеры, мм - 165 х 92 х 48.
Таблица 18. 9. Номенклатура источников
Мощность, Вт
Выходное напряжение,
В /ток, А
30
5/6
DTS-123
42
12/3,5
DTS-.153
45
15/3
DTS-242
48
24/2
Наименование
.-
DTS-55
---
Серия СА
• предназначается для питания от·
автомобильной сети мобильных
телефонов, ноуrбуков, мобиль­
ных факсов и т. д.;
• гальваническая изоляция входа
от выхода;
• светодиодный индикатор нали­
чия выходного напряжения;
• технологи•1еский разброс выход­
ного напряжения - ±2 %;
Рис. 18.7. Серии СА
.- КПД- 80%;
• входное напряжение - 9... 18 В
• нестабильность выходного напряжения __, <5%;
• время установления выходного напряжения - 0,5 мс;
• рабочая температура - О... +50 °С;
• температура хранения - -25 ...+85 °С;
• напряжение изоляции - 2500 В;
• масса - 200 r;
• габаритные размеры (длинах диаметр), мм - 125 х 39.
Таблица 18. 1 О. Ном�нклатура источников
Наименование·--
CAG-5
CAG-12
CAG-24
Выходное напряжение, В/ток, А
-------·-
Мощность, Вт
·-1--
5
6
---------7
-
5/1
12...15/0,4
24 ...28/0,25
--
---
Об авторе
«Ничего нельзя без знакомства, даже родиться>> - сказал кто-то из
современных юмористов. Кажется, он был прав. Обычно, прочитав
книгу, всегда хочется что-то узнать о ее авторе: кто он по профессии,
какими проблемами занимается... Авторы художественных книг при­
выкли публиковать несколько строк о себе на последней странице об­
ложки, чего не скажешь о писателях технических, предпочитающих
«ИНКОГНИТО>>.
Итак, об авторе
Семенов Борис Юрьевич, родился в 1973 году в Ленинграде. Закон­
чил Санкт-Петербургский морской технический университет. В на­
стоящее время работает в должности начальника сектора и главного
конструктора направления ко­
рабельных и судовых систем
электропитания в научно-про­
изводственной фирме «Мериди­
ан» (r. Санкт-Петербург), где
разрабатывает автоматические
системы компенсации электро­
магнитных полей плавучих объ­
ектов. Область приложения сил:
регулируемые импульсные ис­
точники питания и статические
преобразователи мощностью до
30 кВт, датчики полей, аппара­
тура управления на основе про­
граммируемых модулей и мик­
роконтроллеров. Офицер запаса
Военно-Морского флота. Автор
книг: <<Силовая электроника для
любителей и про фессионалов,>
(1-е изд11ние - «СОЛОН-Р»,
2001 r.); <<Современный тюнер
своими рукнми: УКВ сте­
рео+микроконтроллер» (1-е из­
дание - «СОЛОН-Р, 2001 r.,
410
Об авторе
2-е издание - «СОЛОН-Р», 2004 г.); <<Шина I 2C в радиотехнических
конструкциях» (1-е издание -· «СОЛОН-Р», 2002 r., 2-е издание «СОЛОН-Пресс>>, 2004 r.); <<Путеводитель в мир электроники>> (совм�­
стно с И. П. Шелестовым, в 2-х тr., <<СОЛОН-Пресс», 2004 r.); «Диско­
тека своими руками>> (<<СОЛОН-Пресс>>, 2005 г.). Автор ряда публика­
ций в технических журналах <<Радио>>, «Электрическое питание�, <<Мор­
ская радиоэлектроника», •Ремонт и сервис�.
***
Конечно, подход профессионала и подход радиолюбителя к конст­
руированию электронной аппаратуры отличаются в значительной сте­
пени. Но иногда хочется забыть про «технические условия>>, про горы
рутинной документации, про экономическую целесообразность и со­
гласующие подписи, максимально окунуться в мир творчества, кото­
рый, думаю, доступен только радиолюбителям. Статьи и книги, выхо­
дящие с моей фамилией на обложке или на титульном листе, - это
плоды увлечения, возникшего в детском возрасте и ставшего профес­
сией, это желание поделиться опытом с читателями самых разных воз­
растов, это стремление «заразить>> их интереснейшим, не проходящим
с годами делом.
Список рекомендуемой литературы
[ l J Семенов Б. Ю. Силовая электроника для любителей и профессио­
налов. М.: СОЛОН-Р, 2001.
]
[2 Авторская страница Б. Ю. Семенова
http://www.radioland.mrezha.ru.
[3] Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники. - М.: Мир, 1998.
[4] Березин О. К., Костиков В. Г., Шахнов В. А. Источники электро­
питания радиоэлектронной аппаратуры. - М.: Три Л - Горячая
линия - Телеком, 2000.
[5] Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры·/ Под
ред. Г. С. Найвельта. - М.: Радио и связь, 1985.
[6] Окснер Э. С. Мощные полевые транзисторы и их примене­
ние.- М.: Радио и связь 1985.
[7] Электрическое питание. 2002, No 1, 2.
[8] Шелестов И. П., Семенов Б. Ю. Пуrеводитель в мир электроники:
В 2 т. - М.: СОЛОН-Пресс, 2004.
[9] Электрическое питание. 2001, No 1.
[1 О] Савельев И. В. Курс общей физики. Том 2 •Электричество и маг­
нетизм>> - М.: Наука, 1988.
]
[ 11 Материалы сайта http://www.gammamet.ru.
[] 2) Русин Ю. С., Гликман И. Я., Горски�А. Н. Электромагнитные эле­
менты радиоэлектронной аппаратуры. - М.: Радио и связь, 1991.
)
[13 Материалы сайта http://www.epcos.com.
[14) Куневич А. В., Сидоров И. Н. Индуктивные элементы на ферри­
тах. Справочник. - СПб.: Лениздат, 1997.
[15) Злобин В. А., Муромкина Т. С. Изделия из ферритов и маrнитоди­
электриков. Справочник. - М.: Сов. Радио, 1972.
[ 16] Михайлова М. М., Филиппов В. В. Магнитомяrкие ферриты для ра­
диоэлектронной аппаратуры. Справочник. - М.: Радио и связь, 1983.
( 17] СИдоров И. Н., Скорняков С. В. Трансформаторы бытовой радио­
электронной аппаратуры. - М.: Радио и связь, 1994.
[181 Каталог изделий завода «Ферроприбор» (ОАО «Нева-феррит»),
Санкт-Петербург, 1999.
J
( 19 Материалы сайта завода <<Ферроприбор»
http://www.copris.com/ferropribor.
1
[20 Материалы сайта <<Северо-западная лаборатория»
http://www.ferrite.ru.
[211 Jurgen Hess. Planar inductive components of multilayer design.
·
Components XXXI, 1996.
412
Список рекомендуемой литературы
[22] Хныков А. В. Теория и расчет многообмоточных трансформато­
ров. - М.: Солон-Р, 2002.
[23 J Кузнецов А. Трансформаторы и дроссели для импульсных источ­
ников литания. <<Схемотехника>>, 2000, № 1-3.
[24] Вдовин С. С. Проектирование импульсных трансформаторов. 2-е
изд. Л.: Энергоатомиздат, _1991.
[25] Эраносян С. А. Сетевые блоки питания с высокочастотными пре­
образователями. - Л.: Энергоатомиздат, 1991.
[26] Русин Ю. С. Трансформаторы звуковой и ультразвуковой часто­
ты. - Л.: Энергия, 1973.
[27] Erickson R. W. «Fundamentals of Power Electronics>>.
http://ece-www.co1orado.�du/-pwrelect.
[28] Петухов В. М. Транзисторы и их зарубежные аналоги. В 4 т.
ИП, - М.: Радиософт, 1999.
[29] Головков А. В., Любицкий В. Б. Блоки питания для системных модулей типа IBM-PC ХТ/АТ. - М.: 1995.
[30) Источники вторичного электропитания. Справочное посо­
бие / Под ред. Ю. И. Конева. - М.: Радио и связь, 1983.
(3 I] Алексанян А. А. и др. Мощные транзисторные устройства повы­
шенной частоты Л.: Энерrоатомиздат, 1988.
[32] Бальян Р. Х. Трансформаторы для радиоэлектроники. М.: Сов. ра­
дио, 1971.
[33] Дульнев Г. Н., Семяшкин Э. М. Теплообмен в радиоэлектронных
аппаратах. - М.: Энергия, 1968.
[34] Силовые IGВТ-модули фирмы Siemens/Maтepиaлы по примене­
нию. Под ред. -Ю. К. Розанова. - М.: Додэка, 1997.
[35] S. Clemente, Н. lshii, S. Yong. Мощные МОП ПТ с датчиком тока.
AN-959. International Rectifier.
[36] Н. Ishii, S. Yong, R. Pearce, О. Grant. Использование МОП ПТ с
датчиком тока в источниках питания с токовым управлением,
AN-961. lnternational Rectifier.
[37] Курбасов А. <<Пуrь к новому электровозу>>. Гудок, 16 октября 2004.
[38] Флоренцев С. Н. Силовые IGBT модули - основа современного
преобразовательного оборудования. Электронные компоненты,
2002, № 6.
[39] Байтурсуйнов В., Иванов В., Панфилов Д. Повышение КПД пони­
жающих конверторов при синхронном выпрямлении. <<Chip news>>,
1999, № 12.
[40] Башкиров В. Параметрическая оптимизация МОЛ-транзисто­
ров - ключ к ·повышению эффективности ОС/ОС-конверторов.
Электронные компоненты, 2000, № 3.
[41] ON-7 <<Power Facto. r Corre�tion Using· TOPSwith», December 1995.
Power I ntegration.
Оглавление
К читателям . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
. з
Глава 1. Приглашение к разговору .. . .. ....
... 7
Глава 2. Феррит или альсифер - что лучше? ... .... 1 5
.2.1.Основные характеристики маrнитноrо поля .
1 5
2.2.Как вычислить поле в маrнетиках . ....... ..... 20
2.3.Ферромагнетики ..................
. 2 2
2.4.Маrнитные материальi, их свойства и методы выбора... 27
2..
5 Изделия из ферромаrнитных материалов ... . ...... 3 8
Глава З. О холостом ходе, габаритной мощности,
зазорах и не только ..... =
.
.
.
.
.
.
.
.
3.1.Что такое магнитный поток? ... . ...
3.2. Как рассчитать индуктивность? ......
3.3.Поrоворим о потерях в магнитопроводе
3.4.Дроссели идеальные и реальнъ1е.. . . .
4 4
..... 4 5
.... 47
. 5 2
.
........ 56
. 5 9
. 6 2
.... 6 5
. 6 6
..70
Глава 4. Одножильный - хорошо, многожильный - лучше!.. 7 6
4.1.Скин-эффект и борьба с ним..... .. ....
.7 6
4.2.Немного об <<Эффекте близости>> ............... 80
3.5. Как работает трансформатор ........
3.6.Трансформаторы идеальные и реальные .
3.7.О фазировке обмоток трансформатора� ....
3.8.О габаритной МОЩНОСТИ и КПД ......
3.9.Зачем зазор в магнитопроводе?...... ·..
Глава 5. Старый добры
_ й бип�лярный . . . . . . . . . . . . 82
.... 8 2
5.1.Ключевой режим.биполярного транзистора
.
5 2.Параллельное включение транзисторов......
09
5.3.Так ли хорош составной транзистор? ....... .... 93
.
5 4.Предельные режимы биполярного транзистора ... . 95
Глава 6. Основы тепловых расчетов .... · . . .. .
. 98
.
6 1.Как оценить тепловой режим элемента ... . ..
98
100
.
6 2.Тепловые режимы полупроводниковых приборов .
..........·. 105
.
6 3.Законы теплообмена .....
414
Оглавление
6.4. Как спроектировать радиатор.......
6.5. Тепловой режим индуктивных элементов .
Глава 7. Когда напряжение лучше, чем ток .
7. l. Преимущества и недостатки транзисторов MOSFE'Г
7.2. Паразитные параметры и их влияние . .. __;_ .
7.3.Полевой транзистор в режиме переключения..
7.4. Тепловой режим полевого транзистора
...
7.5. Параллельное включение MOSFET....
7.6. Калейдоскоп транзисторов MOSFET ... .
Глава 8. Почти биполярный, почти полевой.
8.1. Как устроены IGВТ . : ...........
8.2. Транзистор IGBT в режиме переключения
8.3.Основные параметры транзисторов IGBT.
8.4. Тепловой режим транзисторов IGBT... .
8.5. I-Ieмнoro о параллельной работе IGBT. . .
8.6. Калейдоскоп транзисторов IGВТ-структуры ..
Г!)ава 9. Работаем с чоппером ...
. 9.1. Устройство чопперной схемы . .. .... . . . .
9.2. Защита от аварийных режимов ...... . . ..
9.3.От классического диода - к диоду синхронному..
9.4. Проектируем дроссель
для чопперноrо стабилизатора .
9.5.От теории - к практике ... .
Глава 10. С повышением ........
1 О.1. Устройство бустерной схемы .
10.2. Расчет параметров элементов
бустерного преобразователя
10.3.От теории - к практике ....
111
113
117
117
121
124
131
140
143
153
153
156
162
167
170
173
178
178
190
.201
206
. 215
235
. 235
. 242
.246
.256
Глава 11. Ниже нуля ........ .
. 256
11.1.Устройство инвертирующей схемы .
11.2. От теории - к практике .. ..... ..
260
265
Глава 12. Корректируем мощность ....
12.1.Что такое коэффициент мощности . . .... ..265
12.2. Как работает корректор коэффициента мощности ...270
1· 2. 3. От теории - к практике ..... .. . .
275
ГJJава 13. Флайбэк . . . . . . . . . .. ·. ....
284
1 3. l.Так ли важна rальванцческая развязка?
.284
415
Оглавление
13.2. Немного о теории однотактных преобразователей . 286
13.3. Выбор режима работы флайбэк-конвертора.
..293
13.4. Защита силового транзистора
от потенциального пробоя ..
..296
13.5. Флайбэк за несколько минут...
.299
13.6. От теории - к практике .....
. .
308
Глава 14. Несколько трудных вопросов.
. . 323
14. J.1-Iемноrо о конденсаторах для силовой техники .
323
14.2. Измеряем токи большой величины ......
. .. 330
14.3.Плаваюшее управление силовыми ключами..
332
Глава 15. Электронный Тянитолкай ......
. . 342
15. I. Когда при�1еняются двухтактные схемы .
343
15.2. Двухфазная схема типа push-pull . . . . . ..
. . 343
15.3. Полумостовая (half-bridge)
и мостовая (full bridge) схемы ..... . . . ..
351
15.4. От теории - к практике·......
356
Глава 16. Балласт, с которым не утонуть . r.
368
16.1. Немного о работе люминесuентных ламп .
.. 368
. 16.2. К-ак работает электронньiй балласт ..
371
16.3. Балласт - за несколько минут....... ..... 376 ,
16.4. От теории - к практике . . ........
. . 378
Глава 17. Так ли прост сварочный аппарат?
...... 388
17. 1.Сварочный аппарат - все ли так просто, как кажется?. . 388
17.2.Продолжение темы . . ....... . .
. . ..
394
Глава 18. Экскурсия к профессионалам
.. 401
18.1.Как работают <<Профи>> ...............
40]
Об авторе_ . . .......... . ....
.. 409
411
Список рекомендуемой литературы.
.
1
·., . .
..