Загрузил samoilova-nastena1998

Основы преобразовательной техники: Учебник по силовой электронике

Особую благодарность авторы выражают рецензентам
сде.'Iавшим ряд ценных замечаний при просмотре рукописи:
докт. техн. наук Г. В. Грабовецкому, канд. техн. наук
Г. С. Зиновьеву, подготовивши:.1 отзыв, который был обсуж

ден на кафедре промышленной электроники Новос
ибир
ского эпектротехнического института, и канд. техн.
наук
Г. А. Ривкину.
Авторы с благодарностью примут от читателей
все за
мечания и пожелания по данной работе, котор
ые просьба
направлять по адресу: Москва • К-5! , Н еглин
ная ул.,
д. 2911 14 , издательство «Высшая школа».
Авторы
f
1
ВВЕДЕНИЕ
Схемную электронику условно делят на два класса.
К первому классу относят электронные средства маJiоЙ мощности,
широко применяющиеся в системах автоматического управления и
регуJiирования. Это различного рода усилители, генераторы и т. д.
генерирование и преобразо
Назначение элементов первого класса
вание электрических сигналов определенной формы и амплитуды,
осуществляющих передачу информации. Для таких электронных це•
пей основными характеристиками являются амплитудно-частопiые
и фазо-частотиые характеристики, условия устойчивости работы и т. д.
Такие же показатели, как коэффициент полезного действия, коэффи
циент мощности, для них являются второстепенными, и их зачастую
не учитывают.
Ко второму классу относят электронные средства, применяющиеся
в различных системах и источниках электропитания. Электронные
цепи второго класса служат для преобразования электрического тока
и напряжения: переменного тока в постоянный, постоянного тока
в переменный, переменного тока одной частоты в переменный ток дру
гой частоты, низкого постоянного напряжения в высокое постоянное
напряжение и др. К этому же классу относят электронные устройства,
осуществляющие фильтрацию и стабилизацию тока и напряжения.
Основными характеристиками э.1ектронных цепей второго класса
являются коэффициент полезного действия, коэффициент мощности
и другие электрические характеристики. Схемная электроника второго
класса служит энергетическим целям, поэтому ее часто называют
энергетической электроникой, а устройства этого класса - преобра
зователями электрического тока.
Анализ электромагнитных процессов в преобразователях электри
ческого тока и разработка на этой основе методов расчета схем преобра
зователей являются главным содержанием курса основ преобразова
тельной техники.
Л1етодика расчета преобразователей малой мощности несколько
отлична от методики расчета преобразователей большой мощности, что
объясняется специфическими особенностями этих устройств, но элек
тр омагнитные явления в них имеют один и тот же характер. Анализ
электромагнитных процессов в преобразователях производится IIa ос
нове методов ана,1иза нелинейных и в большинстве случаев линейных
электрических цепей.
Следует отметить, что в настоящее время широко применяются
преобразователи с регулированием и стабилизацией напряжения,
частоты, тока. При этом регулирование и стабилизация режима пита·
ния предполагают наличие устройств, автоматически поддерживаю
щих заданную величину тока, напряжения или частоты при изменении
внешних условий.
5
В электропитающих устройствах предусматриваются также срея
ства, выполняющие вспомогательные операции: пуск, защиту, комму
тацию и т. д.
Существующие типы преобразователей электрического тока (на
пряжения) могут быть представлены в виде двух структурных
схем,
показанных на рис. В. ! , В.2.
На рис. В. ! изображена за:-.шнутая система преобразования и авто
матического регулирования постоянного напряжения.
В этой системе напряжение источника переменного напряж
ения
ИПрН с помощью выпрямителя В преобразуется в пульси
рующее
напряжение одного знака, которое затем сг.11аживается фильтр
ом Ф
до приемлемого для нагрузки Н уровня.
Цепь обратной связи, состоящая из автоматического
тора
АР и системы управления СУ, может осуществлять либо регуля
стабилиза
цию, либо автоматическое регули..М..
JJ1!п!1t
рование напряжения на нагрузке
Рис. В.!. Структурная схема замкнутой
системы преобразования переменного
напряжения в постоянное
Рис. В.2. Структурная схема замкнутой
системы преобразования постоянного
напряжения в переменное
согласно программе, которая заложена в программное устройство
авто
матического регулятора.
Для ограничения токов короткого замыкания при аварийных
ре
жимах работы выпрямителя в схеме предусмотрен блок токово
й
от
сечки БТО, который через систему управления ограничивает
ток вы
прямителя до безопасного уровня.
На рис. В.2 представлена замкнутая система преобразования и
авто
матического регулирования переменного напряжения. Систем
а
ществляет преобразование постоянного напряжения от источносу
И ПсН с помощью инвертора И в переменное напряжение, которое ика
че
рез промежуточное устройство ПУ затем подводится к нагруз
ке
Н.
Промежуточное устройство согласует инвертор с нагрузкой; оно
вк.т1ю
чает в себя фильтры по переменному току, компенсаторы, а также
эле
менты, обеспечивающие устойчивую работу инвертора при изменен
ии
нагрузки, выходной частоты и напряжения.
Обратная связь осуществляется автоматическим регулятором
АР
и системой управления CJ', в которую входит генератор управляющи
импульсов, преобразователь фаз и генератор задающей частотых
В схеме имеется также система аварийного отключения САО, с помощ .
которой производится отключение инвертора при аварийных режимью
ах
работы,
6
На основе описанных структурных схем могут быть построены си
стемы преобразования электрического тока без цепей обратной связи
(например, разомкнутая система преобразования и регулирования по
стаби
стоянного напряжения, представленная на рис. В.3, где С
лизатор), а также более сложные преобразователи, осуществляющие
преобразование постоянного напряжения одного уровня в постоянное
напряжение другого уровня, преобразование переменного напряжения
одной частоты в переменное напряжение другой частоты и т. д. Таким
образом, современный преобразователь электрического тока предста
вляет собой самостоятельный, часто довольно сложный агрегат, где
широко используются э.тrектронные устройства как большой, так и
малой мощности.
В курсе «Основы преобразовательной техники» основное �нимание
уделяется анализу электромагнитных процессов таких устроиств, как
выпрямители, регуляторы, электрические фильтры, стабилизаторы,
инверторы и др. Системы электропитания в це,10м как замкнутые и.rш
разомкнутые систе:-.�ы авто
...u..
.::n:пmm:
матического регу,1шрова
ния рассматриваются в
специальном курсе.
Бурное развитие полу
Рис. В.3. Структурная схема разомкнутой си
проводниковых приборов, стемы
преобразования переменного напряжения
в частности, силовых тран
в постоянное
зисторов и управляемых
кремниевых вентилей
тиристоров, имеющих значительно лучшие
технико-экономические показатели по сравнению с ионными венти
лями, способствует созданию новых схем и систем электропитания.
Новые силовые полупроводниковые приборы широко используются
как элементы электропитающих устройств радиоэлектронной аппа
ратуры небольшой мощности, а также в электротехнических устрой
ствах большой мощности, осуществляющих генерирование, распреде
ление и потребление электрической энергии. Таким образом, силовые
полупроводниковые приборы стали одним из связующих звеньев между
устройствами, при:\!еняемыми в электротехнике и радиоэлектронике.
Появление мощных полупроводниковых приборов оказало влияние
на все отрасли электротехнической промышленности и на многие
области, где электроника прежде не принималась во внимание (осве
щение, нагревание и вентиляция, бытовые приборы, системы управле
ния автомобилем, станки и т. д.).
Использование ыощных полупроводниковых приборов в устрой
ствах регулирования мощности позволило значительно увеличить их
быстродействие, улучшить удельные характеристики (уменьшить
размеры и вес), сократить расходы на обслуживание, увеличить срок
службы и надежность и т. д.
Разработка новых полупроводниковых преобразователей во мно
гом определяется успехами в развитии силовых полупроводниковых
приборов.
В современных условиях развитие силовых полупроводниковых
приборов складывается в основном из двух направлений: а) совер ен
ш 7
ствование технологических способов изготовления приборов с целью
улуч_шения их технико-экономических и эксплуатационных показа
телен; б) разработка принципиально новых приборов. Особое внима
ние уделяется разработке и совершенствованию мощных приборов,
работающих как переключатели электрического тока (тиристоры, си
ловые транзисторы). Такие приборы при незначительных внутренних
потерях могут управлять о громными мощностями, подводимыми к на
грузке, что открывает широкие перспективы для их применения в раз
дичных областях техники, где требуется высокоэффективное регули
рование режимов работы потребителя.
В нашей стране разработаны и внедрены в производство неуправ
дяемые кремниевые венти,'!и на средние токи до 500 а и обратные на
пряжения до 2 кв, освоен выпуск тиристоров на средний ток до 300 а
и напряжение переключения до 1,5 кв. Разработаны и выпускаются
симметричные тиристоры на ток 150 а. Перспективны разработки но
вых высокочастотных вентилей (как управляемых, так и неуправ,'!яе
мых) с контрОJ1Ируемым лавинообразованием. Такие приборы отли
чаются надежностью работы в различного рода преобразовательных
установках с повышенной рабочей частото�"r (преобразователи частоты,
инверторы) и высокими уровнями перенапряжения (электрическая
тяга, высоковольтные преобразователи).
В результате совершенствования силовых полупроводниковых
приборов непрерывно улучшаются такие их параметры, как средний
ток, напряжение переключения, время вк,'!ючения, скорость нараста
dи
ния прямого напряжения dt' допустимая скорость возрастания пряdi
мого тока dt' диапазон допустимых рабочих температур; улучшаются
частотные свойства этих приборов, совершенствуются методы теп.rю
съема с р-п-переходов и т. д.
В последние годы в СССР и за рубежом проводятся работы по со
зданию силового вентиля с полной управляемостью, т. е. вентиля,
в котором можно управлять по управляющему электроду моментом
открывания и запирания под нагрузкой. В отечественной промышлен
ности разработан и осваивается выпуск полностью управляемых ти
ристоров на средние значения анодного тока до 10 а и рабочие напря
жения до 200-300 в. Это кремниевые четырехслойные структуры,
у которых запирание осуществляется специальным мощны:-.1 управляю
щим импульсом тока. Коэффициент усиления по запиранию таких
тиристоров недостаточно высок.
Перспективны разработки новых мощных транзисторов, нашедших
применение в низковольтных автономных инверторах. В таких схе
мах при постоянном напряжении источников питания до 12-24 в
транзистор экономически выгоднее тиристора, так как, работая в ре
жиме переключения мощности, он обладает очень малы�� падением
напряжения. Но с ростом питающего постоянного напряжения к. п. д.
транзисторных инверторов падает и преимущества транзисторов те
ряются. Кроме того, транзисторы с более высоким напряжением имеют
более низкий коэффициент уси,'!ения по току.
8
устройствах тиристоры являются
в мощных преобразовательных
торы не могут с ними конкурировать.
основными приборами, и транзис
пред
Промышленностью разрабатыЕаются миниатюрные б,1оки,
функ
яющие
выполн
,
приборы
овые
оводник
полупр
собой
ставляющие
разрабатываются
ции преобразователей определенного назначения;
для преобра
кремния
основе
на
схемы
твердые
льные
интегра
также
ения.
назнач
зователей специального
Не следует сбрасывать со счетов и совершенствование селеновых
о д.�я бы
приборов, применение которых во многих случаях (особенн
в) оправды
товых электротехнических и радиоэлектронных устройстт.
д.).
вает себя (простота, экономическая целесообразность и
Силовые полупроводниковые преобразовательные устройства вы
пускаются на малые, средние и большие мощности .• Поэтому они могут
использоваться во всех областях народного хозяиства: для электро
под
лиза на химических и алюминиевых предприятиях, для тяговых рта,
транспо
го
дорожно
железно
анного
фициров
станций, для электри
для регулируемого электропривода, в том числе электропривода про
катных станов, для средств связи, для питания различного рода подъ
емников, лифтов, магнитных кранов, для подземного шахтного обо
рудования, возбудителей синхронных машин, в бортовых системах
электропитания различного назначения (преобразователи малой мощ
ности), в устройствах автоматики, а также в системах автоматического
управления. Среди разнообразных требований, предъявляемых к пре-.
образователям, общими являются обеспечение максимальных к. п. д. \
и коэффициента мощности отдельных узлов и элементов, а также
максимальной надежности и устойчивости.
Полупроводниковые преобразователи наиболее качественно удов
летворяют перечисленным требованиям. Они отличаются малыми га
баритами и весом. Так, на один киловатт преобразованной мощности
приходится вес оборудования электромашинного агрегата в 15-30 кг,
ионного - в 2-5 кг, а полупроводникового в 1-2 кг (цифры приве
дены без учета питающего трансформатора).
Полупроводниковые преобразователи потребляют очень малую
мощнссть управления, их коэффициент усиления превышает 100 ООО.
Они почти безынерционны. Отсутствие контактов, подвижных и вра
щающихся частей, возможная универсальность создания отдельных
блоков преобразователей, постоянная готовность к работе и другие
особенности открыли широкую возможность их применения.
Благодаря специфическим свойствам полупроводниковых венти
лей разработаны и разрабатываются совершенно новые типы преобра
зователей. К ним относятся выпрямители, в которых в одном блоке
объединены и трансформатор и преобразователь. Такие выпрямители
экономически выгодны, так как не требуют специальных помещений,
могут эксплуатироваться на открытых площадках, не нуждаются в сое
динительных шинах, имеют единую масляную систему охлаждения.
Мощность одного такого преобразователя может быть огромной (де
сятки мегаватт).
Перспективными являются импульсные преобразователи постоян
ного напряжения на тиристорах. Такие преобразователи на с редние
9
и большие мощности могут применяться в электрифицированн
ом го•
родском и железнодорожном транс порте постоянного тока вместо
ре•
гулировочных и пусковых реостатов, так как их к. п. д. очень
высок.
Импульсные п реобразователи на тиристорах могут
зованы для автоматизации различных режимов работыбыть ис п оль
и машин (на п ример, автоматическое п оддержание п остоян механизмов
ной скорости
независимо от нагрузки двигателей п остоянного тока).
Для алюминиевой и химической п ромышленности, являю
щихся
очень энергоемкими п отребпте.1ями, изготовляются комп.1
образовательные агрегаты на полу п роводниковых вентил ектные п ре
ях. Мощность
таких комплектов, отличающихся высокой надежностью
, достигает
сотен мегаватт.
Широкие возможности открываются при использовании
полупро·
водниковых п реобразовате.пей для электрификации желез
В нашей стране разрабатываются различные типы таких ных дорог.
тепей. Особый интерес представляют преобразователи преобразова
на тиристорах
для электровозов переменного тока. Они могут работ
ать
мительном, так и в инверторном режимах, что позволяет как в вы пря
энергию инерционных масс движущегося поезда при использовать
а это особенно важно при высоких скоростях поездов. торможении,
ционных масс преобразуется в электрическую энерги Энергия инер
ю переменного
тока и опять возвращается в сеть.
Полу п роводниковые преобразователи управляютс
поэтому при электрификации железных дорог на я дистанционно,
п остоянном токе
возможно создание п олностью автоматизированных больш
их участков
таких дорог с центральным пультом управления всеми
п реобразова
тельными п одстанциями, находящимися вдоль электр
ифицированной
линии.
В настоящее время широкое развитие получили автоно
мные си
стемы э.�1ектропитания сравнительно небольшой мощно
сти, исполь
зующие в качестве преобразователей п олупроводниковые
приборы. Их развитие идет в основном в направлении создан силовые
тюрных источников с высокими удельными характерист ия �шниа
иками. В та
ких устройствах предусматривается максимальное совмещ
ций в отдельных блоках системы, что сокращает число функuение функ
иональных
блоков и элементов.
Дальнейшее совершенствование полу п роводниковых
вентилей,
а также оптимальное сочетание динамических п араметров
с электрическими режимами п реобразователя при его проект вентилей
использование эффективных методов исследования преобр ировании,
азователей
будут с п особствовать разработке преобразовательных устрой
ств с вы
сокими технико-экономи<rескими показателями.
ГЛАВА 1
СИЛОВЫЕ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ.
ОСНОВНЫЕ ЭКСПЛУАТАЦИОННЫЕ ОСОБЕННОСТИ
§ 1.1. ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ р-п-ПЕРЕХОДА
При введении в полупроводниковый кристалл п римесных атомов
его п роводимость резко возрастает. В зависимости от характера при
меси (донорная или акцепторная) п олу п роводник приобретает элек
тронную или дырочную проводимость.
Если в п олупроводниковой пластине создать два слоя: один с элек
rронной, а второй с дырочной п роводимостью, то �ежду ними образуетея
.
электронно-дырочный переход, характеризующиися вентильными свои
ствами.
Так как концентрация электронов в п-области намного больш:
" значительныи
концентрации электронов в р-области, то образующиися
градиент концентрации способствует диффузии электронов в р-область.
По аналогичной причине п роисходит диффузия дырок в п-область.
В результате на границе раздела слоев р и п образуются области, обедненные основными носителями.
Неском пенсированные п оложительные донорные ионы в п-об.1асти
у границы перехода и нескомпенсированные отрицате,пьные акI:;ептор;
ные ионы в р-области у границы раздела образуют дипольныи слои
с электрическим поле:v�, на правленным от п- к р-области.
Создаваемый этим полем скачок потенциала (потенuиальныи" барьер)
препятствует свободной диффузии основных носи елей и приводит к по
:
вышению дрейфового тока неосновных носителеи (т. е. электронов из
р-области в п-область и дырок из п-области в р-область).
В результате устанавливается динамическое равновесие между
р- и п-оnластями, при котором облает� около перехода обеднена ос
новными носителями и образуются устоичивые слои объемного заряда.
Общий ток через р-п- переход в этом случае равен нулю.
Так как область объемного заряда обеднена основными носите,1:,ями,
ее сопротивление намного больше со противления любои. другои об
ласти монокристалла п олупроводника. Это означает, что в случае
п риложения внешнего напряжения к монокристаллу с р-п-перехо
;;,ом большее падение нап ряжения будет п риходиться на области объем
ного заряда.
Если р�п- переход включен в прямом нап равлении (рис. 1.1, а),
то при этом потенциальный барьер между р- и п-областями снижается
и ток через р-п-переход резко возрастает. При обратном вк,1ючении
(рис. 1.1, 6) п отенциальный барьер п овышаетс,:1 и через прибор
протекает ток, на несколько порядков меньшип, чем при прямом
включении.
ll
Этот ток часто называют обратным, и.�ш тепловым, током р-п-пе
рехода. Величина обратного тока существенно зависит от темпера
туры окружающей среды.
Описанным свойствам р-п-перехода соответствует вол ыамперная
характеристика, приведенная ра рис. l .2.
а)
Рис. 1.1. Потенциальные барьеры на р ,п-переходе
при прямом (а) и обратном (б) включении:
1 - при включении напряження Иd; 2 - без приложе
нии напряжения Ud
Прямая ветвь используется для определения номинальной вели·
чины прямого тока, а также для определения потерь в диоде.
Одним из факторов, ограничивающих величину прямого тока че
рез диод, является допустимое с точки зрения к. п. д. падение напря
жения в прямт,1 направлении. Другим, более существенным фактором
По волыамперной характеристике полупроводникового диода
можно определить следующие статические параметры:
1) номинальный (прямой) ток la , и - среднее значение тока, про
ходящего через открытый диод и обеспечивающего допустимый его
нагрев при номинальных условиях охлаждения;
2) номинальное (прямое) падение напряжения ЛИа. н - среднее
значение падения напряжения при номинальном токе la , н; этот пара
метр используется для подбора параллельно включаемых диодов;
3) номинальное (обратное) напряжение И06р. " - допустимое рабо;
чее напряжение диода; его значение для выпускаемых отечественном
промьшшениостью приборов составляет 0,5 Ип (для диодов) и 0,6 Ип
(для тиристоров); этот параметр используется для подбора последо
вательно включаемых диодов;
4) напряжение загиба обратной ветви волыамперной характери
стики И"; параметр U11 соответствует пробивному напряжению, после
превышения которого значительно ускоряется рост обратного тока и
происходит пробой диода;
5) пороговое напряжение (напряжение отсечки) U0 , определяемое
точкой пересечения линейной части прямой волыамперной характе
j)ИСтики с осью напряжений;
6) дифференциальное сопротивление R д, которое выражает наклон
прямой ветви в ее линейной части (R д = ctg v);
7) обратный ток утечки lуто, характеризующий вентильные свой
ства диода; параметр /у го определяет потери в диоде в обратном на
правлении.
§ 1.2. ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ТРАНЗИСТОРА
Ип
r
и
Рис. 1.2, Вольтамперная ха
рактеристика полупроводнико
вого диода
11
Рис. 1,3. В.тияние темпера.
туры окружающей среды на
вольтамперную характери
стику полупроводникового
диода
является нагрев полупроводникового монокристалла, его максимально
допустимая температура. На рис. 1 .3 показано вJшяние температуры
на волыамперную характеристику диода (на рисунке вместо t; <t:
должно быть t; > t;).
По обратной ветви определяют венти,1ьную прочность диода, так
как максимальное обратное напряжение, которое можно приклады·
вать к вентилю, ограничено пробивным напряжением.
12
Транзистор создается в одном монокристалле путем введения ак
цепторных или донорных примесей; в зависимости от типа проводи
мости исходного материала получаем транзистор p·n-p- или п-р-п-типа.
Рассмотрим принцип действия транзистора, считая, что концентра•
ция примесей в базе одинакова, т. е. в базе отсутствует внутреннее
электрическое поле.
При отсутствии внешнего поля высота потенциальных барьеров
у обоих р-n·переходов одинакова (при равной концентрации примесей
в коллекторе и эмиттере, рис. 1.4, а), электрическое поле в базе отсут
ствует. В случае включения транзистора во внешнюю цепь с поляр
ностью, указанной на рис. 1 .4, б, потенциальный барьер эмиттерного
перехода снижается, а коллекторного возрастает, что обусловлено
соответствующим смещением р-п-переходов. При этом резко возрастает
инжекция дырок через эмиттерный переход, и их концентрация в базе
у эмиттерного перехода увеличивается. В результате дырки начинают
диффундировать через базу к коллекторному переходу. Поскольку
поле коллекторного перехода является для дырок ускоряющим, они
втягиваются в область коллектора, создавая ток на выходе прибора.
Часть дырочного тока рекомбинирует с электронами в базе, вызы·
вая движение электронов в базу через базовый контакт от внешнего
источника (ток базы).
13
····----------------------------------1[11
�\iii '�----------------------------------···· ..
J
Доля электронной составляющей в эмиттерном токе будет незначи
тельна вследствие того, что концентрация электронов в базе намного
ниже концентрации дырок в эмиттере.
Аналогично для типа п-р-п ток через прибор будет в основном
обусловлен движением электронов.
а)
\._
Рис. 1.4. Потенциальные диаграммы в транзисторе типа р-п-р при отсvтствин (а) н наличии (б) внешнего поля
Уравнение для токов транзистора в установившемся режиме имеет
вид
fэ
fк + fб.
(1.1)
Связь между током эмиттера и коллектора осуществляется с по
мощью коэффициента передачи тока
( l .2)
который показывает, какая часть полного тока через э!'.шттерный пе
реход достигает коллектора.
Коэфрициент передачи а определяется коэффициентом инжекции у
и коэфриuиентом переноса носителей через базу �:
(1.3)
При исследовании работы многослойных структур очень важным
является изучение механизма управления коэффициентами передачи а,
так как изменяя. параметр а, можно получить приборы с совершенно
различными своиствами.
§ 1.З. РАБОТА ТРАНЗИСТОРА
В РЕЖИМЕ ПЕРЕКЛЮЧЕНИЙ
1
i
i
Силовые транзисторы в преобразовательных устройствах в основ
ном работают в режиме переключений (ключевом режиме).
В зависимости от того, какой из трех электродов транзистора яв
ляется общим для входной и выходной цепей, различают три схемы
включения транзистора: с общей базой, с общим эмиттером и с общим
коллектором.
14
тора
В каждой из схем включения смежными режимами транзис
с активным режимом, когда он работает как усилитель сигнала, яв
режим насыщения.
ляются режим отсечки и тора
наступает с появлением в управляющей
Режим отсечки транзис
величине достаточного, чтобы пол
по
сигнала,
ающего
цепи запир
В
ой цепи при этом протекает не
выходн
ностью закрыть транзистор.
а сопротивление транзистора
ны,
величи
малой
очень
ток
емый
управля
велико.
Режим насыщения транзистора наступает при избыточном отпираю
ой
выходн
вление
сопроти
этом
При
ения.
управл
щем сигнале в цепи
ны, а ток вы
цепи транзистора уменьшается до весьма малой величи
ивления на
сопрот
ной
величи
ом
основн
в
ляется
опреде
ходной цепи
грузки.
Режим работы транзистора, при котором он может длительное время
режимом
находиться в режиме отсечки или насыщения, называют
й.
и
н
е
ч
ю
л
к
е
пер
ть в ре·
В каждой из трех схем включения транзистор может работакоэфри

жиме переключений. При включении по схеме с общей базой
ток
у
поэтом
ы,
единиц
меньше
току
по
тора
транзис
uиент передачи
ЕХодной цепи должен быть больше тока выходной цепи.
При включении транзистора по схеме с общим коллектором коэф
фициент передачи напряжения меньше единицы.
Включение транзистора по схеме с общим эмиттером нашло наибо
и на
лее широкое применение, так как коэфрициенты передачи тока
пряжению в этой схеме намного больше единицы, а следовательно,
и коэфриuиент передачи мощности имеет наибольшее значение.
Рассмотрим более подробно режим переключений для схемы с об
щим эмиттером._
На рис. 1.5, а изображены выходные характеристики транзистора
типа р-п-р, включенного по схеме с общим эмиттером. Режим отсечки
транзистора соответствует положению точки Б. При этом почти все
напряжение питания приложено между коллектором и эмиттером тран
зистора. В выходной цепи протекает ток малой величины, который
в первом приближении равен обратному току коллекторного перехода
z• 0• Потенциал базы (рис. 1.5, б) положителен по отношению к эмит
теру и коллектору. Статические потери в транзисторе в режиме отсечки
малы
(1.4)
Режим насыщения транзистора соответствует положению точки А
на выходных характеристиках. Сопротивление транзистора мало,
и только небольшая часть напряжения источника питания приложена
к транзистору. В выходной цепи протекает ток, определяемый вели
чиной сопротивления нагрузки. Потенциал базы отрицателен по от
ношению к эмиттеру и коллектору (рис. 1.5, в).
Минимальный ток базы, необходимый для вывода транзистора
в режим насыщения,
fк
(1.5)
1бшin JЗ,
=
15
где lк - ток коллектора;
В - статический коэффициент передачи транзистора в схеме
с общим эмиттером на границе режима насыщения (граница
режима насыщения характеризуется нулевым значением
напряжения Икб ),
Стаrический коэффициент передачи транзистора зависит от вели
чины тока коллектора. Для большинства транзисторов коэффициент
В максимален при токе 5 -+ 20% от предельно допустимой величины
Iк
l5ц
l5 z
151
и;
Изь=О
Иэб"'О
Иэк
Иак
+
Б}
(
Ик (t) = Иd 1 - 7�); iк (t) =/к�.
+
Подставив значения Ик (t) и iк (t)
и проинтегрировав, получим
в)
И d! кf ф
W пер= -3-
Рис. 1.5. Включение триода по схеме с общим эмит
тером:
режим отсечки; в - реа - выходные характеристики; б
жим н асыщения
и уменьшается с возрастанием тока коллектора. Зависимость В =
= f Uк) для транзисторов типа П2l7 приведена на рис. 1.6, а.
На практике ток базы выбирают в несколько раз больше необхо
димого минима,1ьного значения l6min, Отношение данного тока базы /6
к току базы на границе режима насыщения /6min принято называть
к о эф ф и ц и е н т о м н а с ы щ е н и я:
(1.6)
От коэффициента насыщения зависит величина падения напряже
ния ЛИэк на транзисторе в режиме насыщения. На рис. 1.6, б приве
дена зависимость ЛИэк = f (б) для транзисторов типа П210. Для боль
шинства транзисторов в открытом состоянии минимальное падение
напряжения будет при б = 2 + 7.
16
Переход транзистора из режима насыщения в режим отсечки и
обратно связан с кратковременным пребыванием его в активной об
ласти. При этом в транзисторе за один в
цикл переключения в интервалы
"включения и запирания выделяется 8D /
значительная энергия, получившая БО
'-r--.....
название п о т е р ь п е р е к л ю · чD
.._
ч е н и я. Примем допущение, что 20
процесс перек.�ючения является ли
о
2
нейным и что время включения равно
энердля
а)
Тогда
времени выключения.
,:,Uзк,13
гии, теряемой при переключении,
I, = Ba
можно записать
lф
0,4- �
W пер= 2 � И к (t) iк (!) dt, (1.8)
5а За
где tФ - длительность фронта пере
ключения;
+ Rн _
+
(1. 7)
r--
l5 J
б
Статические потери в транзисторе в режиме насыщения определяются как
(1.9)
U,2
о
"
Iк = !а
\..
2
4
6
8
б)
Рис. 1.6. Зависимости:
а - статического коэффициента пере
падачи В от тока коллектора 1к; б
дения напряжения на транзисторе в ре
от
е
на�
ины
глуб
жим насыщения Лиэк
сыщення б.
Обозначим максимальную мощность нагрузки Р н = Ud l•. При пе
рею1ючении с частотой f потери мощности транзистора будут равны
РнtФ
(1.10)
Рттер= -3-f.
Кроме рассмотренных потерь в транзисторе имеются потери, свя
занные с управлением. Это потери в цепи базы в области отсечки,
насыщения и активной области.
§ 1.4. ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ ТИРИСТОРА
Тиристоры - это приборы, обладающие двумя устойчивыми со
стояниями равновесия: состоянием с низкой проводимостью и состоя
нием с высокой проводимостью. Переход из одного состояния равнове
сия в другое обусловлен действием внешних факторов: напряжения,
света, температуры и др.
Ра рис. 1.7 показана структура простейшего тиристора.
Вначале рассмотрим прибор, к которому не приложено внешнее
напряжение. Вследствие различия концентрации основных носителей
17
вследствие воздействия слоя объемного заряда перехода j2, можно
представить в виде
(1.11)
в р· и п-областях, образующих электронно-дырочные переходы, че
рез каждый р-п-переход будет протекать ток диффузии. Возникшие
при этом объемные электрические заряды создадут поля, препят
ствующие свободной диффузии основных носителей и вызывающие
токи неосновных носителей (токи дрейфа). В результате на каждом
переходе установится состояние термодинамического равновесия и
суммарный ток через каждый пере
ход и через весь прибор будет ра
р·п-р · часть
вен нулю.
Если между анодом (А) и като
дом (К) прибора пршюжить неболь
шое положительное напряжение, то
крайние переходы j1 и j3 окажутся
смещенными в прямом направ,1е
п· р - п- часть
нии, а центральный переход j2 Рис. 1.7. Четырехслойная р-п-р-п•
в обратном направ.r1ении.
структура
Под действием внешнего поля
начнется движение электронов
из п-базы к аноду и дырок из р-базы к катоду, в результате чего по
тенциалы переходов j1 и j3 понижаются, что приводит к увеличению
инжекции носителей в базы прибора. Через структуру будет проте
кать небольшой ток, обуслов.rrенный инжекцией крайних переходов
и тепловой инерцией носителей в базах прибора и в обратно смещенном
крайнем переходе. На рис. 1.8 показано движение носителей в четы·
рехслойной структуре.
А
п,
где а1 = �1V1 - коэффициент передачи дырочного тока через п-базу;
/� и 1; - соответственно дырочные токи, обусловленные тепло
вой генерацией в п-базе и в слое объемного заряда
перехода j2 •
Для потока электронов, достигающих слоя объемного отрицатель
ного заряда перехода j2 , по аналогии можно записать
(1.12)
I. = a2I,+I;,
� 2\'3 - коэффициент передачи электронного тока через р-базу;
/� - электронный ток, обусловленный тепловой генера
цией в р-базе.
Полный ток на границе перехода ;2 со стороны р-базы равен
(1.13)
l=Iд +I..
где а2
Обозначив ток, обуслов.r1енный тепловой генерацией,
fкo = f�+I;+I;
и подставляя выражения (1.11) и (1.12) в выражение (1.13), получим
1 = et.1/., + aJк+ f ко·
Для двухэлектродного включения
Следовательно,
Y;fJ,Ia
_______
...,_
Jila
._,..__\
:!1
'fl
I'
-�• ____l: п
f
/=
fа
fк·
fко
1 - (а1 + а2) •
(1.14)
При наличии тока управления
fк = la + fy,
и полный ток через прибор
к
/
Рис. 1.8. Движение носителей в тиристоре, находяще�кя в за
крытом состоянии, при смещении в прямом направ.�ении
a2I у+/ ко
1-(а1 +а2) •
(1.15)
Прибор будет находиться в состоянии низкой проводимости до тех
пор, пока сумма коэффициентов а1 + а2 значительно меньш е единицы
И /,;::;fко Известно, что коэффициенты а1 и а2 изменяются в зависимости от
изrленения тока, протекающего через прибор. Следовательно, с увели
чением тока управления, температуры или приложенного напряжения
ток, протекающий через прибор, возрастает и сумма а1 + а2 стремится
к единице.
При увеличении коэффициентов а1 и а2 начинают возрастать токи
дырок и электронов, втекающих в базы прибора. В результате возрас
тает число несколшенсированных носителей в базах у центрального
перехода j2 • Их объемные заряды создают поле, направленное против
Часть тока, обусловленную инжекцией дырок переходом j1 , обозна
чим через Vi la (v1 - коэффициент инжекции перехода ii). Спедова
тельно, остальная часть тока (1 - yi)I. состоит из потока электронов ,
текущих из п-базы в область объемного отрицательного заряда пере
хода j1. Дырки, движущиеся в п-базе, будут частично рекомбини
ровать с электронами, и перехода j2 достигнет определенное число
их, обусловленное коэффициентом инжекции через базовую об,1асть
V1�1Ia,
Если учесть наличие процесса генерации дырок в п-базе и в слое
объемного заряда, то общий дырочный ток (/д), втекающий в р-базу
18
19
11:···
поля объемного заряда этого перехода, и, следовательно, уменьшают
смещение в обратном направлении на переходе j2• Одновременно уве
личиваются смещения в прямом направлении на переходах ;1 и j2
и инжекция носителей этими переходами. Этот процесс развивается
одновременно. В конuе его все переходы оказываются смещенными
в прямом направлении и дальнейший рост тока ограничен только внеш
ней нагрузкой.
Очень часто при анализе многослойных структур их представляют в виде комбинации двух и более транзисторных моделей,
между которыми существует
положительная
обратная
связь.
На рис. l.9, а представ
лена аналоговая схема четы
рехслойной структуры.
Из рис. 1.9, а видно, что
ly
при возрастании тока упра
УЗ -вления ly (/у > О) возрастает
ток базы l62, что вызывает
увеличение тока коллекто
а)
ра lк2, являющегося током
базы /61 первого транзистора.
УвеJшчение тока базы /61
приводит к росту тока кол
лектора /к � и соответственно
тока базы /62 . Таким образом,
развивается ,1авинный проИн Uлер Уа цесс, в результате которого
при достаточно высоком уси
лении составляющих транзи5)
сторов последние переводятся
Рис. 1.9. Двухтраизисториая модель (а) и в режим насыщения, что соот
вольтамперная характеристика (б) тиристора ветствует состоянию тиристора с высокой проводимостью.
Ток базы первого транзистора, являющийся кол.1екторным током
второго транзистора,
/б1 = (1 r.t.1) fк i-fкol,
(1.16)
где /ко1 - обратный ток коллекторного перехода j2 относительно
п-базы прибора.
Уравнение коллекторного тока / к2 имеет вид
(1.17)
Iк2 = r.t.2!э2 + / ко2 ,
где / ко2 - обратный ток коллекторного перехода j2 относите,1ыю
п-базы прибора.
Приравнивая выражения (l .l6) и (1.17) и учитывая, что / к� = / а,
lэ2 = !к
la + ly, lко = fкoi + fкoz, найдем выражение для анод
ного тока
(l.18)
=
20
в случае двухэлектродного включения (для динистора) выражение
(1.18) преобразуется к виду
(1.19)
Выражения (1.18) и (1.19) идентичны выражениям (1.14) и (1.15),
полученным из анализа физических процессов в тиристоре. Это сви
детельствует о том, что выбранная модель (см. рис. 1.9, а) достаточно
полно отражает процессы в тиристоре. На рис. 1.9, б представ.1ена
вольтамперная характеристика тиристора.
Кривая / ограничивает отключенное состояние. В точке А насту
пает лавинный пробой центрального перехода ;2 • Вольтамперная ха
рактеристика // представляет собой область отрицательного диффе
ренциального сопротивления. Характеристика ! ! ! означает, что при
бор включен и переход j2 находится в устаИпед
новившемся состоянии.
Так же как для диодов, по вольтамперной характеристике тиристора определяют
его основные статические параметры.
Кроме параметров, общих для диодов и
тиристоров (см. § l.l), для тиристоров по
вольтамперным характеристикам определяют
0 .______,.____,t"'"; с""'
еще ряд параметров:
l) напряжение переключения Ипер - ам- Рис. 1.10. Зависимость
плитудное значение приложенного к закры напряжения переключе
ния тиристора от темпера
тому тиристору прямого напряжения, превы туры
окружающей среды
шение которого влечет за собой отпирание
тиристора; значение Иnер является функцией
температуры; из рис. 1.1О видно, что с превышением температуры
возможность управления тиристором ухудшается и при определен
ных температурах тиристор вообще не управляется;
2) прямой ток утечки /ут пр, который характеризует вентильные
свойства тиристора в прямом направлении и определяет потери;
3) ток удержания / У� - минимальный прямой ток, при более
низких значениях которого тиристор выключается; параметр необхо
дим для расчета минимально допустимой нагрузки преобразо
вателя.
Помимо перечисленных статических параметров, свойства тиристора
характеризуются динамическими параметрами, определяющими воз
можность применения тиристора в импульсных и переключающих
схемах. К ним относятся время включения, время выключения, допу
стимая скорость нарастания прямого анодного тока и прямого анод
ного напряжения.
1. Время включения lвкл определяется как промежуток времени
между началом управляющего импульса и моментом, когда величина
прямого падения напряжения уменьшится до 10% своего начального
значения (рис. 1.11). Значение t.к., определяется при конкретных па
раметрах управляющего импульса и является функцией прямого тока.
21
.......________________________..
Время включения необходимо для расчета последовательно-параллель
ного соединения тиристоров и параметров управляющих импульсов.
2. Время выключения tвыкл определяется как минимальный проме
жуток времени между моментом прохождения прямого тока через нуль
и моментом прохождения через ну,1ь повторно приложенного прямого
напряжения, не вызывающего включения тиристора. д.,штельность
процесса выключения характеризует бы
...!&.
стродействие прибора, так как время вы
Unep
примерно на порядок превышает
ключения
1,а
включения.
время
0,9
3. Допустимая скорость нарастания
прямого анодного тока dildt играет очень
важную роль при включении тиристоров
а,1
в мощных преобразовательных устрой
0
ствах. Необходимость учета этого пара
1-+1---+-...::::;,L..:'---t
метра объясняется следующими причинами.
I tsклi
В начальный момент включения вблизи
tвкл2
--1
управляющего электрода образуется уча
ly
сток с высокой проводимостью. Остальной
объем структуры приобретает высокую
проводимость через 40 + 200 мксек, так как
а
скорость распространения «волны включе
t
Рис. 1.11. Диаграмма про- ния» составляет око.�о О, 1 MJ,t/мксек. В то же
цесса включения тиристора время номинальное значение тока дости
гается за несколько микросекунд. Следо
вательно, в окрестности управдяющего электрода получается огром
ная плотность тока и возникает большое падение напряжения.
В результате за счет значительной мощности потерь на локальном
участке может произойти нагрев структуры вплоть до температуры
плавления кремния. При этом вб.лизи управляющего электрода
образуются игольчатые проколы, и тиристор выходит из строя.
Исключить подобные выходы
--1"2
из строя тиристоров можно неА
сколькими путями:
к
а) для каждого типа тири
стора СJiедует устанавливать
допустимое значение dildt;
б) в схемах, где возможна большая скорость нараста
ния анодного тока, необхо
димо включать последовательно Рис. 1.12. Эквивалентная схема тиристора
с тиристором насыщающийся
реактор, который ограничивает скорость нарастания анодного тока;
в) в инверторных схемах и высокочастотных контурах необходимо
применять специальные тиристоры с минимальным временем включе
ния и выключения;
г) схема управления должна обеспечивать управляющий сигнал
с возможно крутым передним фронтом и максимально допустимой ам
плитудой, в результате чего перевод всей площади монокристалличе-
ской структуры в состояние высокой проводимости осуществляется
в течение минимального времени.
4. Допустимая скорость нарастания прямого анодного напряже
ния du/dt. При использовании синусоидального напряжения повы
шенной частоты, а также при импульсном режиме величина напряже
ния переключения уменьшается по сравнению со статическими зна
чениями, и в схемах возможны ложные включения тиристоров.
Причиной этого являются емкостные токи р-п-переходов (рис. 1.12).
Наиболее существенную роль играет емкость С2 обратно смещен
ного коJmекторного перехода j2 • Влиянием емкостей С1 и С3 можно пре
небречь, так как их величины незначительны по сравнению с емкостью
С2• Шунтирование эмиттерного перехода j3 приводит к тому, что изме
нение напряжения переключения будет меньше зависеть от скорости
нарастания внешнего напряжения, но общий ток через прибор при
этом несколько снижается.
о
1
1
22
§ 1.5. ХАРАКТЕРИСТИКИ ЦЕПИ УПРАВЛЕНИЯ ТИРИСТОРОВ
К основным параметрам и характеристикам цепи управления тири
сторов относятся:
!) минимальные напряжение и ток в цепи управления, обеспечи
вающие надежное включение тиристора при номинальных условиях
эксплуатации;
2) максимально допустимые на
пряжения и ток в цепи управле- Иутах
ния, не вызывающие повреждения
тиристоров;
3) прямая и обратная ветви
вольтамперных
характеристик,
снятые во всем диапазоне темпе
ратур;
4) зависимость управляющего
тока ly от управляющего напря
жения Иу , при которых откры
вается тиристор;
5) зависимость допустимой сред- Рис. 1.13. Входные характеристики
цепи управления тиристора
ней мощности рассеяния управляющего электрода ЛР у max от относительной длительности импульса управления; на рис. 1. 13 приведены
кривые значений ЛРу max при относительной длительности импульса
управления 10, 25, 5 0 и 100%.
Относительная длительность tотн определяется по формуле
(1.20)
где t"
длительность импульса управления, мксек;
Т - период напряжения силовой цепи, J.tксек.
Так как сопротивление управляющего р-п-перехода "Зависит от
температуры (причеы температурный коэффициент сопротивления по23
ложителен), то граничные характеристики определяют для наибольшей
и наименьшей температур.
На рис. 1.13 величины R y max и R y min представ,'lЯЮТ собой вольт
амперные характеристики цепи управления, снятые при максималь
ной и минимальной рабочих температурах.
На входных характеристиках цепи управления тиристора (см.
рис. 1.13) показаны максимально допустимые значения тока l ymax и
напряжения Иу max цепи управления, а также кривые максимально до
пустимой мощности потерь ЛРу max, выделяемых в структуре при про
текании тока управления l y ,
Заштрихованные области ограничивают токи и напряжения до
значений, ниже которых включения тиристора при данной темпера
туре может не произойти.
При выборе длительности импульса управления необходимо стре
миться к возможно коротким мощным импульсам с крутым фронтом.
При этом сокращается время переключения тиристора и мощность ком
мутационных потерь. Особенно это важно для тиристоров с большими
номинальными токами (при низкоомной или емкостной нагрузке).
Нижний предел мощности определяется граничными значениями
тока управления, при которых открываются все тиристоры данного
типа. Верхний предел мощности ограничивается допустимой темпе
ратурой нагрева четырехслойной структуры.
На практике для открытия тиристоров используются импульсы
самой разнообразной формы: прямоугольной, треугольной трапецеи
дальной и др.
§ 1.6, НАГРУЗОЧНАЯ СПОСОБНОСТЬ ТИРИСТОРОВ
При включении приборов в электрическую цепь в них возникают
потери, которые преобразуются в тепловую энергию, способную на
гревать монокристаллическую структуру до значительных температур.
Величина потерь пропорциональна
Ia.8011 /4
величине
тока, протекающего через
,
•
Ia11
структуру.
монокристаллическую
100
Поэтому нагрузочная способность
в
приборов ограничивается ве,1ичиной
тока, при которой выделяющееся тепло
1/-0
не нагревает монокристалл выше мак
симально допустимой температуры.
20
Нагрузочная способность зависит
100
60
О 20
от того, насколько эффективно выде
Рис. 1.14. Завист.шсть допустимой ,'lяющееся в монокристалле тепло
нагрузки тиристора от температу отводится в окружающую среду, т. е.
ры окружающей среды
от интенсивности охлаждения. Кроме
того, нагрузочная способность зави
сит от температуры окружающей среды. При повышении темпера
туры окружающей среды для сохранения температуры монокристал
лической структуры на уровне допустимой ток через прибор должен
быть снижен [321, как указано на рис. 1.14.
24
Величину потерь определяют как среднее значение мгновенной
мощности потерь за определенный промежуток времени:
т
Лр=j � Лpdt.
о
(! .21)
Формула учитывает потери, обусловленные падением напряжения
при протекании прямого тока, потери от прямого и обратного токов
утечки, потери в цепи управления и коммутационные потери при
включении и выключении приборов.
Потери, обусловленные падением напряжения при протекании
прямого тока, могут быть определены различньщи методами в зави
симости от формы тока, т. е. аналитическими шrи графическими.
Потери, обусловленные протеканием прямого и обратного токов
утечки, определяются графически или аналитически так же, как и по
тери за счет прямого тока.
Потерями в цепи управ.ТJения обычно пренебрегают, так как пара
метры управляющих импу.riьсов выбирают из расчета, чтобы мощность
потерь в цепи управления была незначительна,
Коммутационные потери при включении и выключении приборов
обычно учитывают на частоте свыше 100 гц. Для ограничения комму
тационных потерь рекомендуется предусматривать специальные меры
в коммутационном контур1::, способствующие уменьшению величины
коммутационных токов и напряжений. Кроме того, следует приме
нять приборы с малы:-.1 временем включения и выключения, а также
снижать номинальный ток.
Поскольку суммарная мощность потерь выделяется в незначитель,;
пом (по сравнению со всем прибором) объеме монокристаллическои
структуры, надежность приборов и их испо.ТJьзование в раз.�ичных ре
жимах определяются температурой монокристаллической структуры.
Следовательно, определение допустимой нагрузки на приборы сво
дится к определению допустимой температуры монокристалла.
На практике для характеристики силовых приборов часто испоJ1ь
зуют величину тешювого сопротивления.
Все перечисленные параметры связаны между собой соотношением
(1.22)
где t; и t; - соответственно температура монокристалла и окружаю
щей среды;
R 1 , - переходное тепловое сопротивление между венти.1ьным
элементом и окружающей средой.
Из выражения (1.22) следует, что при заданных температуре
окружающей среды и мощиости потерь снижение температуры моно
кристалла возможно за счет уменьшения теплового сопротивления
R 1 ,, что достигается оптимальным выбором радиатора и способа теп
лоотдачи (возможно воздушное, жидкостное, испарительное охдажде
ние).
25
§ 1.7. СПЕЦИАЛЬНЫЕ ТИПЫ ДИОДОВ И ТИРИСТОРОВ
В настоящее время имеется целое семейство диодов и тиристоров
специального назначения. Рассмотрим некоторые типы из них.
Фототиристор
Фототиристор представляет собой четырехслойную монокристал
лическую структуру, переключение которой осуществляется светом
или облучением.
При освещении полупроводника в нем возникают электронно
дырочные пары, участвующие в увеличении тока через прибор. Мощ
ность светового потока, необходимого для переключения, существенно
зависит от глубины залегания переходов под поверхностью полупро
водника, от скорости поверхностной рекомбинации и возрастает с уве
личением длины волны.
Преимущества фототиристоров особенно проявляются там, где
необходима электрическая изоляция между управляющим сигналом
и силовой цепью или где запуск обеспечивается оптическим излуче
нием. Но уровень излучения, необходимый для запуска фототирис
тора, сильно зависит от температуры и от разброса по анодно;,.,1у на
пряжению от прибора к прибору.
Точный запуск фототпристора во времени требует значите.'!Ь
ного усиления светового потока с крутым фронтом нарастания.
Такие сигналы можно получить от лазеров, светоиспускающих
диодов.
Одним из возможных применений является запуск длинных
высоковое11ыных столбов тиристоров высокой мощности либо не
посредственно оптическими импульсами, либо через фототири
сторы, соединенные с управляющими электродами высокомощ
ных тиристоров.
Запираемый (двухоперационный) тиристор
Принцип действия запираемого тиристора заю1ючается в том, что
при подаче отрицательного импульса управления снижаются коэф
фициенты передачи а1 и а2, в результате условие переключения пере
стает выполняться и тиристор выключается. Поэтому запираемый ти
ристор представляет значительный интерес вследствие его способ
ности отключать нагрузочный ток с помощью сигналов управления.
К недостатка;,.,� можно отнести то, что эти приборы имеют бо.r1ее низкий
коэффициент усиления по запиранию и значительно большее падение
напряжения в прямом направiiении, чем обычные тиристоры. Кроме
того, у запираемых тиристоров ток во время включения проходит
в точках, удаленных от управляющего электрода, а не вблизи базового
электрода, как у транзистора. В результате при анодных то
ках, превышающих определенный (критический) уровень, теряется
управление выключением и происходит внезапное разрушение
прибора.
26
Лавинные приборы
Применение диодов и тиристоров в схемах, где требуется работа
при высоких напряжениях с большими кратковременными перенапря
жениями, требует довольно громоздких средств специальной защиты,
а также искусственного занижения класса тпристора (50%-ный за
пас по напряжению). Одним из способов устранения этого недостатка
явилось создание приборов с лавинными характеристиками.
Как известно, пробой происходит обычно в тех местах выхода
р-п-перехода, где область объемного заряда существенно сужена.
Конструктивно можно значительно расширить область объемного
заряда в месте выхода р-п-перехода на поверхность монокристаJ1ла.
В этом случае произойдет локальный лавинный пробой в отдельных
участках, область объемного заряда в которых уже, чем на поверх
ности. Этим исключается локальный лавинный пробой в месте выхода
р-п-перехода на поверхность монокристалла, быстро перерастающий
в тепловой пробой.
В случае использования однородного исходного кремния лавинный
пробой протекает равномерно по всей площади р-п-перехода и сум
марная допустимая мощность рассеяния при протекании обратного
тока значительно больше, чем при поверхностном пробое.
Повышение поверхностного напряжения пробоя осуществляется
выбором фаски специальной конфигурации и «защитным кольцом»,
т. е. созданием в месте выхода р-п-перехода на поверхность области,
имеющей большую ширину запрещенной зоны за счет меньшей кон
центрации носителей.
Лавинные приборы в отличие от обычных приборов способны вы
держивать без повреждений большие кратковременные обратные пе
ренапряжения, поэтому они не нуждаются в специальных средствах
защиты от перенапряжений. Кроме того, лавинные приборы могут
иметь меньший коэффициент запаса по обратному напряжению по
сравнению с обычными вентилями, имеющими такое же напряжение
пробоя. При использовании лавинных приборов исключается необ
ходимость применения де,1ителей обратного напряжения.
Симметричные тиристоры
Для получения приборов с симметричной во.r1ьт-амперной харак
теристикой, т. е. с характеристикой, имеющей участок отрицательного
сопротивления как на прямой, так и на обратной ветви, применяют
шунтирование эмиттерных переходов.
Основой симметричных тиристоров является интегральная пяти
слойная структура типа п-р-п-р-п с зашунтированными эмиттерными
п ереходами, которую с достаточной степенью точности можно счи
тать комбинацией двух структур типа п-р-п-р, включенных встречно
п ара.'lле.'lьно.
В зависимости от геометрии управляющего электрода симметрич
ные тиристоры могут управляться сигналом положительной или отри
цательной полярности.
27
Высокочастотные приборы
Обычные диоды и тиристоры предназначены для работы в диапа
зоне частот 50-400 гц. В последнее время появилась необходимость
применения силовых приборов в высокочастотных выпрямителях, ин
верторах, импульсных генераторах и т. д.
Высокочастотные приборы должны обладать малым временем
включения и выключения, а тиристоры, кроме того, должны иметь
большие допустимые значения du!dt и di/dt.
Одновременное выполнение всех требований, предъявляемых к ти
ристору, затруднительно и не является обязательным условием для
работы всех высокочастотных устройств. Например, для использова
ния тиристоров в импульсных устройствах важно иметь улучшенные
характеристики включения: время включения, du!dt и di!dt. При ис
пользовании тиристоров в инверторах определяющими характеристи
ками являются время выключения и du!dt. Величина dildt может быть
ограничена включаемой последовательно с тиристором индуктивно
стью. Поэтому в настоящее время разрабатываются специальные
высокочастотные приборы, отвечающие требованиям определенного
класса схем.
Улучшение частотных свойств вентилей и тиристоров производится
особыми технологическими приемами и изменением геометрических
размеров монокристаллических структур.
§ 1 .8. НАДЕЖНОСТЬ ТИРИСТОРОВ
К современным тиристорным устройствам предъявляются высокие
требования в отношении их надежной работы.
Под надежностью работы любого устройства или схемы следует
понимать вероятностную характеристику, определяющую вероятность
проявления данным устройством или схе:-.юй заданной функциональ
ной способности за определенное время.
Количественно надежность тиристоров, как и других полупровод
никовых приборов, принято оценивать допустимым сроком службы
или долговечностью. Сроком службы называют промежуток времени
работы прибора в часах в заданных по техническим условиям режимах,
в течение которого частота (интенсивность) отказов остается постоян
ной, не превышающей установленной нормы.
Среднюю частоту отказов определяют следующим выражением:
'),= Е.
nt'
(1.23)
где
· р - чис.rю приборов, не выдержавших испытания (отказавших);
п - число приборов, подверrщихся испытаниям;
t - длительность испытания, ч.
Число приборов, выдержавших испытания,
N (t) = п-р
• 100%.
п
28
(1.24)
Вероятность безотказной работы прибора характеризуют универ
сальной экспоненциальной функцией:
t
Jл d l
0
=
е
(t)
R
Если за время испытания л = const, то
.
R (t) =e- 1.
i
( 1.25)
(1 .26)
Испытания приборов в естественных условиях очень длительны
п поэтому непрактичны. Обычно испытания приборов проводятся в фор
сированных режимах по определенной методике, которая может
включать: !) контроль за качеством используемого материала и де
талей; 2) контроль за соблюдением технологических операций; 3) все
сторонние электрические, механические и тепловые испытания венти
лей; 4) отбраковка вентилей с нестабильными характеристиками путем
испытаний в течение определенного времени в динамических режимах
при максимально допустимой температуре вентильного элемента и др.
В отдельных случаях для вентилей необходимо учитывать сохра
нение их параметров в определенных пределах в процессе эксплуа
тации. При этом вводится другое понятие надежности - надежность
по сохранению параметров.
Для повышения надежности тиристорных преобразователей (схем)
в устройствах обычно предусматриваются лишние элементы и отдель
ные блоки. Так, при последовательном соединении нескольких тири
сторов общее число требуемых тиристоров берут на единицу больше.
В мощных преобразователях с несколькими вентильными блоками
предусматривается резерв по мощности, так как возможны случаи от
ключения отдельных блоков в аварийных режимах. При этом устано
вленная мощность преобразователя не будет уменьшаться.
Вопрос о надежности тиристорного устройства довольно сложный,
он тесно связан со многими факторами, относящимися как к отдельным
элемента;1.1, так и к устройству в целом. На степень надежности влияют
ошибки и неточности, допускаемые при проектировании и в техноло
гическом процессе, наличие дефектов в отдельных частях схемы, не
правильное хранение изготовленных элементов и устройства, непра
вильная эксплуатация устройства и др.
ГЛАВА 2
МЕТОДЫ АНАЛИЗА ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ
§ 2.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
1
t
Принцип действия Jiюбого преобразователя электрического тока
основан на использовании нелинейных характеристик управляемых
и неуправляемых вентилей. Кроме вентщ1ей преобразователь может
содержать и другие нелинейные элементы, например насыщающиеся
дроссели и трансформаторы. В силу нелинейности элементов, входя
щих в состав преобразовательных устройств, анализ и расчет электро
магнитных процессов в таких устройствах сопряжен со значительными
математическими трудностями. Лишь в отдельных, наиболее простых,
случаях могут быть получены выраженные в известных функциях
решения нелинейных дифференциальных уравнений, составленных
по законам Кирхгофа с учетом точной аналитической аппроксимации
нелинейных характеристик. Обычно же приходится прибегат�, к раз
личным методам приб,1иженного анализа, основанным на приемлемых
и достаточно обоснованных допущениях о виде нелинейных характерис
тик. Отметим также, что при теоретическом исследовании в целях
упрощения зачастую пренебрегают некоторыми факторами, оказы
вающими второстепенное влияние на протекание электромагнитных
процессов. Так, в мощных преобразовательных устройствах не учи
тывают активные сопротивления обмоток и намагничивающие токи
трансформаторов, разделительных дросселей, собственные емкости
трансформаторов, вентилей и т. д. Эrо дает возможность, отвлекаясь
от мелки; деталей, получить общие расчетные соотношения, которые
в дальнеишем могут быть уточнены введением соответствующих попра
вок. Как увидим, возможны и друrие допущения, облегчающие теоре
тический анализ и позволяющие получить решение с минимальными
затратами труда и времени и достаточной для инженерной практики
точностью. Выбор расчетного метода и упрощающих допущений
во многом зависит от целей, которые ставятся в расчете. Например,
метод, целесообразный для отыскания основных энергетических харак
теристик и интегральных показате,1ей преобразователя, может ока
заться неприемлемым для определения величин, характеризующих
условия работы вентилей, или для анализа переходных режимов.
Рассмотрим кратко основные методы, наиболее часто применя
ющиеся при расчете силовых вентильных преобразовательных
устройств.
§ 2.2. КУСОЧНО-ПРИПАСОВОЧНЫЙ МЕТОД
Кусочно-припасовочный метод основан на замене реальной харак
теристики нелинейного элемента .rюманой линией с неско.rrькими
точками излома. В результате такой замены для каждого участка
30
характеристики справедливы линейные дифференциальные уравнения
с постоянными коэффициентами, величина которых определяется
наклоном аппроксимирующей прямой на данном участке. При переходе
на друг ой участок через точку излома коэффициенты уравнений изме
няются. Решения линейных дифференциальных уравнений для каж
дого участка содержат некоторое число постоянных интегрирова
ния. Последние находят путем сопряжения или «припасовывания»
величин на границах смежных участков при помощи законов коммута
ции, т. е. условий непрерывности токов в индуктивностях и напряже
ний на конденсаторах в моменты перехода процесса с одного участка
на другой. Эrи моменты перехода также подлежат определению,
поскольку они зависят от токов и напряжений цепи. Находят. их
из условий равенства токов и,1и напряжений на нелинейном
элементе значениям, соответствующим точкам излома характеристики.
Описанный метод для анализа вентшrьных цепей был впервые
применен акад. Н. Д. Папалекси еще в 1912 г. и до настоящего времени
остается одним из основных и наиболее точных методов расчета пре
образовательных устройств. Метод применим для расчета как уста
новившихся, так и переходных процессов в преобразователях.
В случае периодического процесса анализ существенно облегчается,
поскольку к условиям непрерывности добавляются условия периодич
ности процесса. Решение достаточно получить для периода повторя
емости, учитывая, что токи в индуктивностях и напряжения на кон
денсаторах в начале и конце периода должны быть одинаковыми.
В симметричных режимах многофазных вентильных цепей при периоди
ческих процессах период повторяемости для отдельных токов и напря
жений может оказаться меньше основного периода действующих в
фазах цепи э. д. с. Поэтому достаточно произвести расчет токов и
напряжений во всех фазах в пределах периода повторяемости, а токи
и напряжения за весь период в каждой фазе получить из условий сим
метрии.
Исходя из вида реальных вольтамперных характеристик полупро
водниковых вентилей (см. рис. 1.1), их кусочно-линейную аппрокси
мацию обычно осуществляют так, как показано на рис. 2.1, а. Если
пренебречь обратным током и падением напряжения в вентиле при
прохождении прямого тока, то получим идеальный вентиль с характе
ристикой, изображенной на рис. 2.1, 6. У идеального вентиля прямое
сопротивление rпр равно нулю, а обратное сопротивление r06P - беско
нечности. Можно считать, что идеальный вентиль представляет собой
ключ, который замыкается в момент, когда напряжение на нем стано
вится равным нулю, и размыкается, когда протекающий через него
ток становится равным нулю. Для управляемого вентиля дополнитель
ным условием замыкания ключа является наличие на его управля
ющем электроде отпирающего импульса.
В силу принятой кусочно-линейной аппроксимации вентиль теперь
можно представить схемой замещения, состоящей из идеального вен
тиля и ,1инейных элементов-сопротивлений и э. д. с. (рис. 2.1, а, 6).
Эrо в свою очередь позволяет исследовать электромагнитные про·
цессы в преобразовательных установках с помощью схе:.1 замещения,
31
Пользуясь обозначениями на рис. 2.3, составляем систему диффе·
ренциальных уравнений по первому и второму законам Кирхгофа:
duc
i = ic + iн = С dl + i
,,_,
(2.1)
е ив +ис,
Uc = riн.
включающих в себя идеальные вентили и линейные элементы - сопро
тивления, индуктивности, взаимные индуктивности, емкости, источ
ники периодических и постоян�
ных э. д. с. Так как в силовых
преобразовательных установках
падение напряжения в вентиле
при прохождении прямого тока
и обратный ток вентиля обычно
и
а)
и
i
б)
т
П ериод повторяемости процессов должен быть равен периоду
•
•
- . в соответствии с характеристикои•
воздеиствующеи э. д. с.: т = 2л
идеального вентиля разбиваем период повторяемости на два интервала:
1) интервал, соответствующий замкнутому состоянию ключа:
Uб
с
ti,c
Jис
(1)
�iн
r
�
и
в)
е
Рис. 2.1. К:усочно-лииейная аппрокси
мация характеристик и схемы заме•
щения вентилей
Рис. 2.2. Однополупериодиая
схема выпрямителя с емкостным
фильтро�1
О, а ток вентиля определяется решением системы
В ЭТОМ случае Uв
(2.1):
uc=e=Emsinwt,
i = ic+ iн =wCEm cos wt + Е;' sinwt;
весьма малы по сравнению с номинальными токами и напряже
ниями,. то при анализе, как правило, не учитываются соответ
ствующие величины (rпр , r06p ).
2) интервал, соответствующий разомкнутому состоянию ключа:
t2 � t � fз = t1 + Т;
в этом случае i = О, а напряжение на вентиле определяется решением
системы (2.1):
du c
rС Тt
+ис = О.
Отсюда
Следовательно,
.
lн =
t
и. =Ет sinwt + Ae-rC·
Осталось найти постоянную интегрирования А и моменты времени
f1 и t2, определяющие моменты замыкания и размыкания ключа, т. е.
моменты перехода через точку излома вольтамперной характеристики
идеального вентиля.
Используем условие непрерывности напряжения на конденсаторе
в момент перехода от первого ко второму интервалу при t = t2:
Рис. 2.3. Кривые токов и напряжения в однополу
периодиом выпрямителе с емкостным фильтром
Проиллюстрируем кусочно-припасовочиый метод на простейшем
примере расчета периодического режима в однополупериодной схеме
выпрямите.�я с емкостным фильтром (рис. 2.2).
Действующая в цепи э. д. с. имеет синусоида.11ьную форму (рис. 2.3):
e=Em sinwt.
А __!_
е ,с ,
r
t,
откуда
•
Em sin uJt2 = Ае-rё,
t,
А = Emere sin oot2•
2 И, М, Чиженко
33
В конц е п ервого интерва-ла при t = t2 вентиль выходит из работы,
следовательно, ток в нем в этот момент становится равны:v� нулю:
i = wCEm cos rot2
t
Решая это уравнение, получаем
Еrт siп mt2 = О.
wt2 = - arctg (wCr).
n
отсюда следует , что rot 2> 2л и t2 > zw.
Из условия периодичности процесса определяем момент времени t1. На
пряжение на конденсаторе в нач але первого интервала при t = t1 доджно
быть равно напряжению в конце второго интервала при t 11 + Т:
или
1,+T-t,
Ет siп rot1 =Ет siп rot2e ,с
1,
1,+т
е-;:с- siп rot1 = ere sin wt2 •
Реш ая это трансц ендентное уравнение, определяем момент вре•
мени lj.
На рис. 2.3 пр едставлены кривые токов и напряжений на всех
элементах цепи для случая wCr = 5.
Как видно из примера , кусочно-припасовочный метод дает возмож
ность с большой точностью определять действительны е фор мы кривых
токов и напряжений на различ ных звеньях це пи. Основным недостат
ком метода является необходимость решения трансцендентных урав
нений для нахожд ения моментов перехода рабоч ей точки характерис
тики нелинейного элемента на участки с р азличным наклоно м. Труд
ност и м етод а значит ель но возрастают при анализе преобразов ателей,
состоящих из нескольких вентильных групп, в пределах которых
вентили в течение периода проводят ток поочередно друг за другом .
При этом, если в цепях вентилей ймеются индуктивности, то процесс
п ереход а тока с одного вентиля на другой будет происходить в течение
некоторого врем ени, назыв аемого обычно временем комму тации. Ув е
личение числа одновременно участвующих в процессе коммутации
вентилей чрезвычайно ус,1ожняет задач у определения постоянных
интегрирования и моментов начала и окончания проводящ его состоя
ния вентилей, поскольку необходимо решать уже системы трансцен
дентных уравнений. Вполне понятно также, что трудности· метода
возрастают с повыш ением порядка дифференциальных уравнений,
описывающих процессы в це пи на отд ельных интервалах периода
повторяемости.
При расчете д анным методом переходных процессов в преобразо
вателях приходится искать решение «шаг за шаго м», используя
результаты расчета предыдущего интервала в качестве исходных
да нных для расчета следующего интервала. Это практически может
быть осуществлено также с помощью средств цифровой и аналоговой
вычислительной техники.
34
тода советскими учены;и
На основе кусочно-припасовочноrо ме
зевичем были разр а о
Блавд
Н.
Г.
и
ко
ен
. Р. Н " маном м П Кост
етричных режимов
симм
Лан ос:�вы теории· нормальных и аварийных
еняется и для
прим
шно
е
усп
Метод
.
8
овок
н
а
ус
]
[
ых
т
т ыб азовательн
льных устазовате
а
преобр
ов
м
��=�и�а некоторы х несимметричных режи
новок.
§ 2.3. МЕТОД РАЗНОСТНЫХ УРАВНЕНИЙ
как система
Вентильный преобразователь может рассматривааться
ене ние его
из;1,1
к
к
к
та
рами,
амет
а
п
р
я
ис
м
ющи
ня
с диск етио изме
ы времени,
нт
е
м
о
м
е
ы
н
т
е
дискр
элект �ческого состояния происходит в ного вентиля. Поэто му для
очеред
ию
ен
ключ
е
р
е
п
со �тств ющие
в преобразователях может быт�
ис�: оваJия п ереход ных процессов нен
ий, детально разработанныи
а
в
ур
х
н
т
ы
ос
н
з
а
р
од
е
м
ан
т
по,ii,зов
уравнением r порядка назыным
н
з
ост
Ра
:�я � мпульсных систем [7!.
а
вид
е
и
нен
в
а
ур
вается
у [п] = f [п]. (2.2)
а,у [п+ r]+а,_1у [п + r-1] + .. +а& [п + 1]+а0
.
п =
у [п] _ неизвестная функция целочисленного аргумента
кци�);
н
фу
ая
т
а
ч
е
ет
р
ш
или
я
на
т
е
О, I, 2, ... (дискр
п
f [п] - заданная воздействующая дискретная фунгкция,
йного разностно о урава,, а,_1, ... , ао _ коэффициенты (в случа е линевисящ
ие от п ве,1ичины).
нения это постоянные не за
под п понимается
м
я
л
е
зоват
а
обр
е
пр
ым
н
иль
Применительно к вент
число, определяемое отношением
Здесь
п
т'
ти;
t _ дискретное значение времени, кратное периоду повторяемос
ости)
етн
.
(дискр
Т период повторяемости
я , тре
Для того чтобы получить решение разностного уравненина
чаль
r
ать
н
з
,
я
и
нен
в
а
ур
ого
н
ль
н
а
ци
е
буется как и в случае диффер
11. Тогда, придавая числу п знаных у�ловий: у [О], у [1], ... , у [r
0, 1, 2, 3, ... можно пос,1 едовательно вычислить все зна• чения п
тное. для линеичения у [п] используя уравне ние (2.2) как рекуррен
тами решение
ных разно�тных уравнений с постоян ными коэффициен
е
можно получить в общем вид :
у [п] = у' [п]+У" [п],
где
где у' [п] - частное решение неоднородного у'равнения ; _ .
у" [п] - общее решение однородного уравнения (f rпJ - О).
,
у" [n]= � Ci�,
(2.3)
k=l
где лk - н екратные корни характеристического уравнения
1
а,'л' + а,_ 1р,'- +· .. + а1Р. t-ao = О.
35
Корню лk кратности т в общем решении (2.3) соответствует ч.ттен
(С,+ nC9 + . . . +пт - 1Ст) 1,z.
Частное ре111ение 1,аходят методом вариании произвольных посто
янных или по рес,улы атам расчета установившегося режима преобра
зователя (п-+ оо), например, из условия, что у [п + l] = у [п]
если f [п]
coпst. Весьма удобным является операторный мето;
решения разностных уравнений. основанный на дискретном преобра
зовании .Лапласа (прямое и обратное D-преобразование).
Прямое дискретное преобразование .Лапласа дЛЯ функции дискрет
ного аргумента f [пJ имеет вид
со
D 1f [п ]} = F* (q) = � f [п] е-qп_
n=O
(2. 4 )
По аналогии с преобразованием .Лапласа для непрерывной функции
дискретная функция f [п] называется оригиналом, а ее D-преобразо
вание - изображением.
Комплексное чис.'lо q = а + jffi называется параметром дискретного
преобразования .Лапласа. Для существования изображения дискретной
функции необходимо, чтобы ряд (2. 4) сходился. ЗmJчение ас, ДJ!Я кото
рого при а> а<;. ряд (2. 4 ) сходится, а при а< ас расходится, назы
вается абсциссои сходимости. Если ас = оо, то ряд (2. 4) расходится
при любом значении а, и изображение для f [nl не существует.
В [8] подробно рассмотрены свойства D-преобразования, приведены
теоремы, устанавливающие соответствие между операциями, произво
димы�и в области оригиналов и изображений, и даны таблицы изобра
жении часто встречающихся решетчатых функций.
Обратно� D-преобразование осуществляется по формуле обращения,
анапогичнои формуле обращения в преобразовании .Лапласа для непрерывнои. функции:
f[n]=2�
с+Лi
j
� F* (q)eqпdq.
(2.5)
С-ЛJ
здесь и�тегрирование производится по отрезку прямой, парал.r1е.r1ь
нои. м�имои оси: Re (q) = с> ас, поскольку F *(q) является периоди
ческои функцией q с периодом 2jл. Поэтому в качестве области сходи
мости прямого D-преобразования в плоскости q достаточно рассматри
вать час_ть полосы - jл< Im (q)< + jл, расположенной справа
от прям�и сходимости Re (q) = ас (рис. 2.4, а). Для упрощения записи
операции при прямом D-преобразовании и облегчения вычисления
обратного преобразования по форму,'lе (2.5) целесообразно ввести
новую переменную Z = .eq_ Тогда прямое D-преобразование становится
рационапьнои. функциеи Z и называется Z-преобразованием:
со
F [Z] = I; f [п] z-п.
n=.0
36
(2.6)
ование эквивалентны, изменяется
D-преобразование и Z-преобраз
ч
ины е . Однако обратное Z-преобразование
лишь обозначение величпоскольку при отображении Z = eq по.'Jоса
е,
осуществляется прощ в плоскости Z = х + jy переходит во внешность
сходимости ряда (2.4) cr
овательно, изображение F (Z) сходится
круга радиуса R = e c. Следрирование в формупе обращения следует
интег
и
R
только при I Z 1
r R (рис. 2.4 , 6). Выражение (2.6)
выполнить по окружности радиуса
приводится к виду
п-1
dZ.
F(Z) Z
f[n]= 2л1 t
jJ
сумму вычетов
Теперь согласно теории вычетов попучаем f [п] как
п- 1 во всех ее полюсах:
z
(Z)
функции F
п 1
(2.7)
f [п] = I; res [F (Z) z - ].
получение
На практике часто обратное Z-преобразование, т. е.няют разповыпол
(Z),
F
ю
ажени
изобр
ее
по
[п]
решетчатой функции f
jу
jw
,,,../'
l
>
>
g
6
а)
а)
Рис. 2.4. Области сходимости в плоскостях
при z-n
жением функuии F (Z) в ряд по степеням z-п. Коэффициенты соответ
[п],
f
ии
функц
ия
значен
тные
дискре
собой
авлять
будут предст
азо
ствующие числу п. Математический аппарат дискретного преобртных
вания .Паппаса позвопяет существенно упростить решение разнос
уравнений. Методика решения становится во многом сходной с опера
торным методом решения дифференциальных уравнений. Разностное
уравнение подвергается D-преобразованию, причем преобразованное
уравнение является алгебраическим и учитывает все начапьные услой
вия. Алгебраическими методами находится изображение искомо
функции, и при помощи обратного преобразования определяется ори
гинал.
Основным этапом расчета переходного процесса в преобразователе
является составление разностного уравнения, описывающего законо
мерность изменения дискретных значений искомой величины, напри
мер, тока i [п] на границах интервалов повторяемости. Решая это урав
нение одним из описанных способов , по.r1учим общее выражение дпя
i !п]. Вся кривая тока определяется путем решения дифференциальных
ые значения тока
rравнений для каждого интервала, причем найденн
ия постоянных
отыскан
для
уются
на
]
использ
гра
тервапов
ницах
ин
l ln
37
интегрирования. Возможно также применение интегрального преобра
зования Лапласа в его классической форме. Особенно удобным ока
зывается метод разностных уравнений дJIЯ расчета переходных про
цессов в мощных преобразовате,'Iьных установках, содержащих источ
ники э. д. с. и индуктивности, где :-.южно пренебречь влиянием актив
ных сопротивлений.
При составлении разностного уравнения весь переходный процесс
разбивается на промежутки от включения одного вентиля до включения
следующего. Разностное уравнение получается путем интегрирования
дифференциального уравнения, составленного по второму закону
Кирхгофа для контура, включающего в себя вновь вступивший в работу
вентиль и выходную цепь преобразователя.
При анализе переходных процессов в несимметричных режимах,
например, при пробое вентиля, исчезновении управляющего импульса
и т. д., интервал повторяемости имеет несколько промежутков между
вступ.1ением в работу смежных вентилей. Разностные уравнения в этом
с.1учае получают последовательным интегрированием дифференциадь
ных уравнении. для каждого промежутка с учетом граничных условий
для сменяющих друг друга токов.
§ 2.4. МЕТОД ЭКВИВАЛЕНТНЫХ ИСТОЧНИКОВ
Как отмечалось, расчет вентильных преобразовате.1ей можно во
многих случаях упростить, принимая те или иные допущения о харак
тере исс,1едуемого электромагнитного процесса. Так, в многофазнь1х,
а иногда и в однофазных преобразовательных установках в стационар
ном режиме при наличии больших
индуктивностей в цепях постоянного
тока можно пренебречь пульсациями
fв_,__,,__t_в_2__,.__?_в_з_.___ тока и считать его идеально сгла
женнь1м.
t
В течение периода вентили про
а)
водят ток, сменяя друг друга пооче
редно. Если коммутация, т. е. пере
ход тока с одного венти.11я на другой,
происходит в течение времени, ма
лого по сравнению с периодом про
цесса, то этим интервалом в первом
Б)
можно пренебречь
Рис. 2.5. Формы токов эквива- приближении
лентных источников
и считать коммутацию мгновенной
(рис. 2.5, а). Так бывает, например,
если в цепях коммутирующих вентилей отсутствуют индуктивности иди
же их величины очень малы. Если же дJiительностью коммутационного
интервала пренебречь нельзя, то часто прибегают к допущению 0
линейном характере коммутации. Ток каждого вентиля приобре
тает форму равнобокой трапеции (рис. 2.5, 6).
Иногда принимаются и более сложные законы изменения тока
вентилей во время коммутации, например, параболический и сину
соидаJiьныи..
�,�l__
(
l
38
nри всех указанных допущениях форма токов вентилей становится
заранее известной, так как очередность их переключений устанавли
вается из условий периодичности процесса. Поэтому для исследуемого
преобразователя можно составить расчетную схему, включающую
в себя только линейные э,1ементы, а работу вентилей учесть, заменив
их по принципу компенсации эквивалентными источниками тока задан
ной формы. Существуют также преобразователи, для которых можно
с дост аточной степенью точности считать, что в результате периодиче
ски х переключений происходит фор:-.шрование эквивалентных 1н::точ
ников э. д. с., воздействующих на линейную часть цепи.
Таким образом, задача расчета электромагнитного процесса в пре
образователе сводится к определению установившейся реакции линей
ной цепи на периодическое несинусоидальное воздействие. Эта задача
может быть решена прежде всего методом гармонического анализа
при помощи разложения воздействующей функции в ряд Фурье.
Результат получается также в виде бесконечного гармонического
ряда.
Решение можно построить и в замкнутой форме с конечным, относи
тельно малым числом с,1агаемых, если воспользоваться классическим
ИJШ операторным методом расчета переходных процессов.
При расчете классическим методом составляют дифференциальные
уравнения и находят их решения для каждого интервала времени,
в пределах которого воздействующая функция описывается одним аиа•
литическим выражением. Эти решения содержат постоянные интегри
рования, которые находят из условий непрерывности токов в индуктив•
ностях и напряжений на конденсаторах на границах интервалов,
а также из условий периодичности процесса. Расчет упрощается, если
воздействующая функция симметрична относительно оси абсцисс.
Тогда расчет достаточно произвести для одного полупериода, учиты
вая дополнительно условия симметрии.
При использовании операторного метода следует применить пре
образование Лапласа для периодических функций. Можно легко полу
чить общую формулу, связывающую изображение Е (р) заданной перио
дической функции, например, э. д. с. е (t) периода Т с изображением
Е1 (р) функции е1 (t), которая совпадает с функцией е (t) на протяжении
первого периода и равна нулю при t
О. На основании теоремы
запаздывания имеем
<
Е (р)
Изображение искомой реакции цепи
Е1 !!;т у (р),
1 (р) = Е (р) у (р) = 1-е
Где У (р) - операторная переходная проводимость цепи.
Оригинал определяется из выражения
Здесь сумма вычетов берется по все:\1 особым точкам функции
( ) При этом установивш аяся реакция цепи равна сумме
1 ��)р т У р .
вычетов относительно полюсов воздействvющей
функции Eiе(р) т• а сво1- Р
бодная реакция - относительно полюсов функции У (р), которая
зависит от структуры и параметров цепи.
Воздействующая функция имеет бесконечно большое число полюсов, лежащих на мнимой оси: pq = j q (q = О, 1, 2, ...). Поэтому
�r
установившаяся реакция цепи, найденная непосредственно из выраже
ния (2.8), содержит бесконечное число сJiагаемых (получается ряд
Фурье).
Установившуюся реакцию для первого периода можно получить
в замкнутой форме. Для этого следует из полной реакции цепи для
первого периода, которая определяется конечным числом полюсов
функции Е1 (р), вычесть свободную реакцию, которая также опре
деляется конечным чиспом полюсов функции У (р).
Решение, как и в классическом методе, получается для отдельных
интервалов кусочно-непрерывной функции е (t). Если функция е (t)
симметрична относительно оси абсцисс, т. е. f (t) = - f ( t +
то
изображение данной функции f (t) может быть выражено через изобра
жение функции е1 (t), совпадающей с функцией f (t) на протяжении
первого полупериода и равной нулю при t <0. Действительно, на осно
вании теоремы запаздывания имеем
f),
Е
Т
ЗрТ
(р) = Е 1 (р) \1 -е-Р ~2 +е-Р т _ е- -2-+ е-2р т + . .. ) =
(
\
Е(��
I+e
.
2)
!:
Следовательно, установившуюся реакцию uепи согласно приведен
ной методике достаточно найти для первого полупериода, а затем вос
пользоваться условием симметрии.
Преимущество операторного метода состоит в том, что отпадает
необходимость в отыскании постоянных интегрирования, поскольку
условия непрерывности и периодичности учитываются автоматически
при переходе к изображениям.
§ 2.5. МЕТОД ОСНОВНОЙ ГАРМОНИКИ
'
1
l
В uелях максимального упрощения расчетных соотношений иногда
достаточно ограничиться учетом только основной гармоники токов
· или э. д. с. эквивалентных источников, рассмотренных в предыдущем
параграфе. При этом токи и напряжения на линейной части эквивалент
ной схемы преобразователя являются синусоидальными величинами,
и можно использовать все расчеты uепей синусоидального тока, в том
числе символический метод, векторные диаграммы, метод rеометри·
ческих мест.
40
Метод основной гар"1оники, например, с успехом применяется для
с практически синусоидаль
и сследования автономных инверторов токахарактер
истики инверторов,
Рабочие
ием.
ным выходны:1,1 напряжен
ся от соответствую
отJшчают
мало
очень
методом,
этим
ые
читанн
с
ас
. Для ана
методами
точными
более
ых
полученн
к,
ктеристи
�их хара
ов особенно эффек
инвертор
подобных
работы
режимов
личных
раз
иза
л
тивным оказывается метод геометрических мест или круговых диа
грамм. При помощи метода геометрических мест очень просто и нагляд
х мет_?дов
но решаются вопросы, связанные с исследованием различны
в.
устроист
таких
ния
напряже
о
выходног
вания
стабиJiизации и регулиро
Используя метод основной гармоники, следует всегда четко опре
делять границы его применимости и, если необходимо, уточнять полу
ченные результаты учетом высших гармоник, Jiибо переходом к бoJiee
точным методам.
§ 2.6. МЕТОД ГАРМОНИЧЕСКОГО АНАЛИЗА
Мы уже упоминали о применении ДJIЯ расчета вентильных преобра
зователей метода гармонического анаJiиза в случае, когда форма токов
или напряжений эквивалентных источников, воздействующих на
линейную часть схемы, заведомо известна . Расчет при этом не вызывает
особых затруднений, поскольку легко может быть получен гармони·
ческий состав периодического воздействия.
Метод гармонического анализа используется для исследования
периодических режимов вентильных преобразователей и в самом общем
случае. М етод состоит в том, что решение отыскивается в форме пол
ных рядов Фурье, коэффициенты которых опре�е.11яются в процессе
расчета. Как обычно, принимается кусочно-линеиная аппроксимация
вольтамперных характеристик вентилей. Ток и напряжение вентиля
представляются рядами Фурье в комплексной (или тригонометрической) форме:
n=+oo
(2.9)
ik (t)= � iпme ,
fnrot
n=-OO
Uk (f) =
n=+oo
� l) me
n=-CO
n
fnrot •
Здесь 1 m, Ипт - комплексные амплитуды п rармоиики тока и напря
жения;
2л
основная частота, определяемая периодом проuJ = т
цесса Т.
Комплексные ампJiитуды выражаются известными формулами:
n
-
tк
j пт
� � ik (t) e-iпrot dt,
I
H
(2.1 О)
lн-(- Т
l)пт
�
�
1�
И 11 (t)
e-inrot dt.
41
Здесь пределами интегрирования являются моменты начала и
конца проводящего состояния вентиля, поскольку в интервале вре
f н + Т ток вентиля равен нулю, а в интервале времени
t
мени tк
lн
tк напряжение на вентиле равно нулю. Следовательно, ком
t
плек�ные амплитуды гармоник тока и напряжения представляют
собои функции моментов перехода tн, tк через точки излома вольт
амперных характеристик.
Уравнения для определения моментов перехода fю tк (уравнения
периодов) можно получить, исходя из условий равенства нулю токов
и на�ряжений ik (t) и uk (t) при соответствующих переключениях вен
тилеи:
(2.11)
< <
< <
Однако практическое использование этих уравнений для опреде
ления значений tн и tк затруднено вследствие недостаточно быстрой
сходимости рядов (2.9). Это приводит к необходимости учета большого
числа гармоник, несмотря на то, что для достаточно точного представ
ления величин i1, (t) и uk (t) рядами требуется сравнительно небольшое
число гармоник. Чаще пользуются интегральной формой уравнений
периодов, которая получается из условий равенства нулю тока вен
тиля на всем интервале tк < t < fн + Т и равенства нулю напряжения
на вентиле на интервале iн < t < iк :
111 +т
�
ik (t) dt = о,
(2. 12)
/к
1'
L
Ряды, ПОi1ученные в результате интегрирования на указанных
интервалах исходных рядов ik (t) и uk (t) сходятся гораздо быстрее,
поэтому можно ограничиться меньшим числом гармоник.
Связь между коэффициентами km и Ипт устанавливается в резуль
тате подстановки рядов (2.9) в дифференциальные уравнения, со
ставленные для отдельных интервалов, в пределах которых чисдо
проводящих ток вентилей остается неизменным. Уравнения удобно запи
сывать в операторной форме с последующей заменой оператора диффе
ренцирования р на jnffi.
Метод гармонического анализа принципиально можно применить
и для расчета переходного процесса в преобразовательной схеме, если
учесть, что и в переходном процессе ток вентиля имеет форму импульса,
возникающего один раз за период переменного напряжения. В этом
случае определение моментов перехода fн и tк, а также комплексных
амплитуд токов и напряжений, записанных в форме (2.9), приходится
производить для каждого периода переменного напряжения, начиная
с момента возникновения переходного процесса.
Преимущество метода гармонического анализа по сравнению с мето
дом припасовывания заключается в том, что он позволяет непосред
ств енно получить данные о гармоническом составе токов и напряже
нии. и избежать трудоемкого определения корней характеристического
уравнения. Последнее особенно существенно в случае, если процессы
42
и уравнениями
в вентильной цепи описываются дифференциальным
высоких порядков.
Недостатком метода является большой объем вычислений, что при
:-.1ости исполь
анализе сложных вентильных цепей приводит к необходи
зования ЭЦВМ.
§ 2.7. МЕТОД ФАЗОВОЙ ПЛОСКОСТИ
При анализе нелинейных систем часто используются методы, осно
ванные на применении некоторых графических построений. Графиче
ские методы, как правило, позволяют просто, наглядно, а, главное,
мого
быстро получить качественные сведения о характере исследуе
полу
быть
могут
ния
соотноше
венные
количест
точные
процесса. Более
чены в сочетании с другими методами.
Из графических методов наиболее эффективным для расчета некото
рых классов преобразовательных устройств является метод фазовой
плоскости, который дает возможность
иссл едовать как переходные, так и
установившиеся режимы. Согласно
этому методу исследуемый процесс,
дифференциальными
описываемый
уравнениями первого или второго по
рядка, изображается в виде графика
на координатной плоскости х, у,
где х - исследуемая величина (обыч
но откладывается по оси абсцисс),
dx
а у= dt - скорость ее изменения во
времени (откладывается по оси орди
нат). Такая координатная плоскость
и называется ф а з о в о й п л о с к о с т .ь ю. Поскольку каждому Рис. 2.6. Фазовая плоскость и фасостоянию электрической цепи соотзовые траектории:
ветствуют определенные значения ис- 1 _ особая точJ<а; 2 устойчивый пределышй цикл
следуемой величины х и скорости ее
изменения во времени у, переходный
процесс изображается на фазовой плоскости в виде кривой, называемой
ф а з о в о й т р а е к т о р и е й. Точка на фазовой траектории, со
ответствующая мгновенным значениям х и у в данный момент времени,
называется и з о б р а ж а ю щ е й т о ч к о й. С течением времени
изображающая точка перемещается по фазовой траектории, причем
направление ее перемещения определяется тем, что время всегда воз
растает, т. е. dt
О. Поэтому в верхней полуплоскости, где у> О,
О), а в нижней
изображающая точка движется слева направо (dx
полуплоскости
справа налево (dx < О) (рис. 2.6).
Следовательно, изображающая точка по фазовой траектории
совершает движение всегда по часовой стрелке. Вид фазовой
траектории зависит от параметров, конфигурации цепи и харак
тера нелинейности.
>
>
43
Если процесс описывается дифференциальными уравнениями пер
вого порядка, то все фазовые траектории лежат на одной кривой и
изображающая точка может перемещаться только по этой кривой.
Если процесс описывается дифференциальными уравнениями второго
порядка, то в зависимости от начальных условий, т. е. значений х и
у= :; при t
О, начальное положение изображающей точки может
оказаться в любом месте фазовой плоскости. Соответственно существует
и бесконечно больш)е число фазовых траекторий, которые тем не менее
нигде не пересекаются. Они могут только сходиться или расходиться
в некоторых точках, называе:-.1ых о с о б ы м и т о ч к а м и. В этих
точках значение
становится неопределенным. Особые точки всегда
1�
являются точками равновесия системы, поскольку в них �� = О и
dx
dt
О. Особые точки, а значит, и состояние равновесия системы могут
оказаться устойчивыми и неустойчивыми в зависимости от того, как
происходит относительно этих точек движение изображающей точки
по фазовым траекториям при возрастании времени t.
Если процесс в цепи яв,1яется периодическим, то через интервалы
времени, равные периоду, соответствующие значения х и у=�;
повторяются и фазовая траектория имеет вид замкнутой кривой.
Замкнутая фазовая траектория называется п р е д е л ь н ы м ц и к л о м. Если все фазовые траектории независимо от начальных условий
приближаются к предельному циклу, то такой предельный цикл
называется у с т о й ч и в ы м. Ему соответствует устойчивый перио
дический режим цепи. Непериодическому процессу соответствует не
замкнутая фазовая траектория.
Для построения фазовых траекторий процессов, описываемых диф
ференциальными уравнениями, в которые независю1ая переменная t
ие входит явно, например,
d2x
ldx
;f{i: = f \ dt
)
'Х'
(2. 13)
используется метод изокдин. Путем введения новой переменной
dx
У= dt уравнение сводится к уравнению первого порядка
dy
dy dx
dy
d2x
dt = у dx.
dt2 = dt =
dx
Отсюда
1х
dy
f(y, х)
dx = -у--
(2.14)
Принимая
т const и придавая т различные значения,
можно построить в плоскости х, у семейство изоклин, с помощью
которого получаются интегральные кривые у (х) уравнения (2.14),
представляющие собой фазовые траектории исходного уравнения вто
рого порядка (2. 13).
44
При необходимости построения только одной фазовой траектории,
соответствующей заданным начальным условиям, применяется так на
зываемый д е л ь т а - м ето д. Согласно этому методу построение
фазовой траектории п_роизводится последовательно по отд�льным ма
лым участкам, каждыи из которых аппроксимируется дугои окружно
сти с центром на оси х. По фазовой траектории легко определяется
временная зависимость, т. е. непосредственно находится х как функция
времени t. Для этого следует выполнить дополнительное чисденное или
графическое интегрирование уравнения
dx
и = п·
Таки:.1 образом, метод фазовой плоскости дает представление
о характере процесса в цепи без поJiного решения дифференциаль
ных уравнений. По семейству фазовых траекторий, или, как говорят,
по фазовому портрету процесса можно, по крайней мере, качественно
судить об основных свойствах исследуемой цепи: о влиянии начальных
условий на ход переходного процесса, об устойчивости или неустой
чивости режима, об экстремальных значениях исследуемой величины
и ее производной в переходном и установившемся режиме и т. д.
Применительно к преобразовательным устройствам метод фазовой
плоскости целесообразно использовать еще и потому, что при кусочно
линейной аппроксимации вольтамперных характеристик вентилей
на отдNrьных интерва.1ах времени преобразовательная цепь описы
вается линейными дифференциальными уравнениями, для которых
фазовые траектории имеют простые аналитические выражения.
§ 2.8. МЕТОД ПЕРЕКЛЮЧАЮЩИХ ФУНКЦИЙ
В преобразовательных установках вентили выполняют роль пере
ключающих устройств.
Время переключений часто бывает невелико по сравнению с про
межутками между переключениями. В этих условиях процессы в пnе
образователях, не делая большой погрешности, можно рассматривать,
полагая время переключения равным нулю. При этом напряжения и
токи описываются скачкообразными функциями, которые как 0'>1
вырезаются вентилями из кривой напряжения или тока входа или
выхода преобразователя.
При анализе процессов в цепях скачкообразные функции иногда
удобно рассматривать как произведение непрерывной функции на еди
ничную скачкообразную или единичную импульснообразную функцию:
f (t)� = f (t) F (t).
Функция F (t) является множителем, преобразующим непрерывную
функцию f (t) в скачкообразную функцию f (t)� и придает ей скач
кообразно нулевое значение или .скачкообразно изменяет ее знак.
Вид функции F (t) зависит от особенностей работы преобразователя
и может приобретать различную форму (рис. 2.7).
Функцию F (t) принято называть к о м м у т а u и о н н о й,
или п е р е к л ю ч а ю щ е й, ф у н к ц и е й.
45
В качестве примера рассмотрим однофазный мостовой преобразо
ватель (рис. 2.8) с переменным углом регулирования.
Пусть
e=Em COSffi1t (рис. 2.9, а), CG=CGm sinffi2t (рис. 2.9, 6).
Тогда перек.1ючающая функция F (t) примет вид, изображенный
иа рис. 2.9, г.
Выпрям.r�енное напряжение и токи в цепи запишутся при помощи
функции F с.r�едующими выражениями:
eF
Ua=eF, ia
Рис. 2.7. Виды перек.1ючающих функций
. 1-F
ta-2
-,
Если ffi2 ), ffi1 , то переключающую функцию представдяют тригоно
метрическим рядом:
4 '1 (-I)k - 1 cos{(2k-l)[w1 1
F(t)=
k
2 -l
е
л 1.J
k=I
Б)
в)
Рис. 2.8. Однофазный мостовой преобразователь (а) и его
эквивалентные схемы (б, в)
Этот ряд можно записать сокращенно, если ввести понятие комму
тационного косинуса:
F (t)= сос [ffi1 (t) а (ffi2t )] .
При расчетах могут встретиться и коммутаuионные синусы:
00
4 '1 sin {(2k-l)[w1t-a(wЛ}
• [ffi1t - CG (ffi2t)]S!C
- л 1.J
•
k 1
в
4\P,\fx�.
"'al ___.---
, � wt 'i
К� б) 1f
�'ш2t
W1t
...,_--J,..__....,_.,_________________
,1 1
F
f.t)zt,
В)
ГJ
ГЬ :::
Z)
Рис. 2.9. Напряжения однофазного мостового пре
образователя:
1
l
а
входное напряжение; 6
изменения во времени
угла регу"1ирования; в - выходное напряжение преобра
зователя; г - переключающая функция
Ua
2л
2л
k=I
i \ eFdft=ti � E2m COSffi1tcoc[ffi1t-a(ffi2t)]d{t=
л
о
2л
·о
E zm \ COSro f COS {ffi l-CG)d{} =J _ Е COS CG,
i
1
2л j
п 2т
а (ffi 2t) =coпst при ft=О+ 2:rt.
Использование переключающих функuий позволяет за;-,1енять цепи
с вентилями эквивалентными uепями без вентилей (см. рис. 2.8, 6, в)
и упрощает расчет сложных цепей (51), так как математические опера
ции при этом производятся не над каждой гармоникой в отдельности,
а над «пакетом,, гармоник, которым является переключающаяся функ
ция.
Применяя различные математические операции над переключа
ющими функция�ш, следует иметь в виду, что их дифференцирование
приводит к появлению о-функций.
В заключение отметим, что ДJ1Я разработки, исследования и расчета
преобразовательных устройств в современной инженерной практике
широко используются экспериментальные методы физического моде
лирования, а также методы математического модеJтирования с привле
чением ЭЦВМ и АВМ, что будет рассмотрено в главе 13.
47
ГЛАВА З
НЕУПРАВЛЯЕМЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ ОДНОФАЗНОГО ТОКА
§ 3.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
.,J Выпрямитель - это электротехническое устройство, предназна
ченное д.rrя преобразования переменного напряжения в постоянное.
Основными элементами выпрямителя яв.1яются трансформатор
и вентили, с помощью которых обеспечивается одностороннее протека
ние тока в цепи нагрузки, в результате чего переменное напряжение
преобразуется в пульсирующее.
Для сглаживания пульсаций выпрямленного напряжения к выход
ным зажимам выпрямителя подк,1ючают электрический сглаживающий
фильтр. Для регулирования или стабилизации выпрямленного напря
жения и тока потребителя к входным зажимам его подключают регу
лятор или стабилизатор (стабилизатор может быть включен и на стороне
переменного тока выпрямителя). Структурная схема выпрюштеля
с фильтро:,1 и стабилизатором приводилась на рис. В.3.
Режим работы и параметры отдельных элементов выпрямителя,
фильтра, регулятора и стабилизатора согласуются с заданными усло
виями работы потребителя постоянного тока. Поэтому основная задача
теории выпрямительных устройств сводится к определению расчетных
соотношений, позво,1яющих по заданному режиму работы потребителя
определить электрические параметры элементов стабилизатора, регу
лятора, фильтра, а также вентилей и трансформатора выпрямителя
и затеы произвести выбор этих элементов по каталогу или, если это
необходимо, рассчитать их.
\
Классификация схем выпрямителей
Схемы выпрямите,1ей классифицируют по ряду признаков.
В зависимости от числа фаз питающего источника переменного
напряжения различают схемы однофазного и трехфазного питания.
Независимо от мощности выпрямителей все схемы делят на однотактные
и двухтактные .
К однотактным относят схемы, у которых по вторичным обмоткам
трансформатора ток протекает только один раз за полный период
(полупериод или его часть). Орюшение частоты пульсаuий выпрямлен
ного напряжения т" к частоте сети в однотактных схемах равно числу
фаз вторичной обмотки трансформатора. В таких схемах, кроме прос
тейшего однофазного однополупериодного выпрямителя (рис. 3.1, а),
обязательно выводится нулевая точка трансфор;s.�атора. Таким образом,
однотактные схемы
это схемы с нулевым выводом (рис. 3.1. 6).
К двухтактным относят схемы, у которых в каждой фазе вто•
ричной обмотки трансформатора ток протекает дважды за один
48
период, притом в противоположных направлениях. Кратность пуль
саuий выпрям.11енного напряжения в таких схемах в два раза больше,
чем число фаз вторичной обмотки трансформатора. Схемы выпря
мителей, относящиеся к двухтактным, называют таю�е м о с т о в ы м и
(рис. 3.1, в, д). В мостовых схемах ток во вторично и цепи всегда про
ходит последовательно по
двум вентилям.
Схемы
выпрямителей
делят на простые и слож
ные. Простыми являются
схемы, изображенные на
рис. 3.1, а, б, в, г, д).
К простым относят также
схемы с умножением на
пряжения, в которых в ка
честве умножителей ис
заряженные
пользуются
конденсаторы.
В сложных схемах не
сколько простых схем вы
прямителей соединяются
последовательно или па
раллельно (рис. 3.1, е).
Схемы
выпрямителей
классифиuируют также по
числу пу.11ьсаций за период
питающего напряжения в
кривой выпрямленного на
пряжения. Различают схе
мы с однофазными пульса
uиями (схема простейшего
вы
однополупериодного
прямителя, несимметрич
ная схема удвоения напря
8)
в)
жения), с двухфазными
Рис. 3.1. Основные схемы выпрямителей:
пульсациями (однофазная а - однофазного однополупернодиого; б - одиофаз·
схема с нулевым выводом, ноrо с нулевым выводом; в - однофазного мостового;
трехфазного с нулевым выводом; д
трехфазно·
однофазная мостовая схема, гго-мостового;
е - двойного трехфазного с ур авни·
тельным
реактором
симметричная схема удвое
ния напряжения), схема
с трехфазными пуJ1ьсациями (трехфазная схема с нулевым выводом),
схемы с четырехфазными пульсациями, схемы с шестифазными пуль
саuиями (трехфазная мостовая схема, шестифазная схема с нулевым
выводом, двойная трехфазная схема с уравнительным реактором).
Схе;1,1ы с двенадuатифазными и более пульсаuиями представляют собой
последовательные и параллельные соединения предыдущих схем.
В зависимости от назначения выпрямители могут быть управля
емыми (с регулируемым выпрямленным напряжением) и неуправля
емыми.
ш
49
Возможны различные модификации схем выпрямитеJ1ей - с вклю
чением вторичных обмоток трансформатора в зигзаг, несимметричные
схемы, схемы с нагрузкой, шунтированной диодом, и др.
Эксплуатацио нные характеристик и выпрямителей
Основными величинами, характеризующими эксплуатацио
нные
свойства выпрямителей, являются:
1) средние значения выпрямленного напряжения и тока
Ud, /d ;
2) коэффициент по.'Iезного действия 11;
3) коэффициент мощности х;
4) внешняя характеристика, представляющая зависимость
напря
жения на выходе от тока нагрузки: Иd = f (!d);
5) регулировочная характеристика, представляющая зависи
мость
выпрямленного напряжения от yrJia регулирования:
d
f (а);
б) коэффициент пу.rrьсаций, представляющий отношИ
туды данной гармонической составляющей выпрямленн ение а�шли
ния (тока) к среднему значению выпрямленного напря ого напряже
жения (тока):
к = u(q)m .
п
Ud
7) коэфф• иц�ент искажения, равный отношению действ
ующих зна
чении_ основном гармоники и полного тока первичной
обмот
ки транс
форматора:
11,11
'V =
VI; (1)+1:ш+-..+1� (!)+••· •
Основные параметры вентилей выпрю11ителей рассм
атривались
в главе 1.
Важными параметрами мощных вентилей, кроме рассм
отренных
ранее, являются величина и длительность протекания
допус
тимого
прямого тока перегрузки. Для вентилей малой мощности,
работающих
на емкостную нагрузку, необходимо учитывать также
допустимое значение частоты выпрямленного переменног максимально
Эксплуатационными и экономическими характерист о напряжения.
ческих венти.1ей являются срок сJiужбы, стоимость иками эJiектри
На выбор типа вентиля влияют и такие факторы, каки надежность.
род нагрузки,
цель и условия применения, коэффициент полезного
действ
Поэтому вентиль нужно выбирать с учетом всех параметров ия и др.
и особен
ностеи_ для каждого конкретного случая.
Трансформаторы как
1
L
элемен ты
преобразовательных
устройств
С помощью трансформатора в преобразовательн
производится преобразование величины входного (дляых устройствах
выпрямителей)
или выходного (для инверторов) напряжения, электрическ
ние отдельных цепей преобразователя (как правило, раздел ое разделе
с источниками питания и цепи с нагрузкой), преобразовяются цепи
ание числа
фаз системы напряжений (напряжения, питающего
выпрямитель,
или напряжения, питающего автономную нагрузку
инвертора).
50
Режимы работы трансформатора в преобразователях электриче
ского тока отличаются от обычных режимов работы трансформаторов
п ри линейной нагрузке, которые подробно рассмотрены в. (231. Это
обусловливается, с одной стороны, характером эквивалентнои нагрузки
для трансформатора, которая в преобразователях электрического
тока нелинейна. С другой стороны, отличие режимов определяется
частотой перемагничивания сердечника трансформатора. Для обыч
ных трансформаторов, работающих на линейную нагрузку, частота,
как правило, стандартная (50 гц). Трансформаторы в преобразователях
электрического тока часто работают при повышенных. частотах, рав
ных 400, 1000 гц и выше, что обусловлено в некоторои степени мини
атюризацией оборудования и устройств, питающихся о_т преобразова
телей электрического тока, а также миниатюризациеи преобразова
теля.
При составлении эквивалентных схем для трансформаторов пре
образователей необходимо учитывать перечисленные особенности,
так как нелинейная нагрузка обусловливает несинусоидальные токи,
напряжения и магнитные потоки в трансформаторе; повышенная час·
тота перемагничивания вызывает дополнительные потери в сердеч·
f!иКе и в обмотках; специфичное расположение обмоток трансформатора
относительно друг друга приводит к особому распределению магнит
ных потоков этих обмоток в пространстве относительно друг друга
и т. д.
Конструктивно трансфо р11аторы преобразователей тока отли
чаются от обычных трансформаторов. Так, например, трансформаторы
мощных преобразователей электрического тока и в первую очередь
выпрямителей отличаются от обычных мощных силовых трансформато
ров тем, что вследствие более тяже.1ых аварийнь!х режимов в них
необходимо предусматривать ограничение аварииных токов путем
увеличения индуктивного сопротивления обмоток, а также надежное
механическое закрепление обмоток и сердечника трансформатора во
избежание возможного возникновения опасных электродинамических
усилий. Для ряда преобразователей необходимо также учитывать,
что установленная мощность вторичных обмоток может быть больше
установленной мощности первичных обмоток трансформатора.
Магнитные потоки рассеяния в трансфор�шторе оказывают сущест
венное влияние на характер электромагнитных процессов в преобразо
вателях электрического тока. Характер распределения магнитных
потоков рассеяния зависит от конструктивных особенностей трансфор
матора - от формы магнитопровода, типа и устройства обмоток,
взаимного расположения обмоток относительно друг друга и др.
Потоки рассеяния учитываются одним из главных параметров
трансформатора х., который называют индуктивным сопротивлением
обмоток, расположенных на одном стержне, обусловленным потоками
рассеяния основной частоты.
Вторым важным параметром трансформатора является rа - сопро
тивление обмоток, расположенных на одном стержне магнитопровода
Особенности расчета трансформаторов преобразователей различнои�
мощности зависят от соотношения между параметрами х. и '•·
51
В преобразователях малой мощности (особенно низковольтных)
индуктивное сопротивление Ха обмоток трансформатора значительно
меньше активного сопротивления '•· Поэтому при расчете таких преобразователей ввиду малой величины � (порядка 0,3) потоками рассе
яния пренебрегают, что значительно упрощает расчет.
Для трансформатора преобразовате,1ей большой мощности х.
'х
r. (,; > 7 + 8 потоки рассеяния оказывают решающее влияние
на характер электромагнитного процесса, поэтому при расчете вели
чиной ,. пренебрегают. В результате упрощается анализ режима
коммутации электрического тока с одного вентиля на другой, пред
ставляющего собой режим короткого замыкания
трансформатора, аварийных режимов преобразо
вателя и др.
В трансформаторах преобразователей средней
мощности параметр х. по величине соизме рим
с параметром ,., поэтому потоками рассеяния
пренебрегать нельзя, и необходимо учитывать оба
параметра.
Методика определения индуктивного сопроти
вления х. обмоток обычного силового трансформа
Рис. 3.2. Стержень
трансформатора с тора, обусловленного потоками рассеяния, подроб
двумя вторичными но приведена в (23].
обмотками, жестко
При аналитическом определении потоков рас
вмотанными друг сеяния обмоток трансформаторов
преобразовате
в друга
лей электрического тока, так же как и обычных
силовых трансформаторов, необходимо учитывать
особенности расположения этих обмоток на сердечниках магнито
провода. Для выпрямителей существует два типа трансформаторов.
К первому типу относят трансформаторы, во вторичных обмотках
которых за полный период ток протекает один раз и только в одном
направлении. Вторичные обмотки таких трансформаторов вклю
чаются последовате.ТJьио с электрическими вентилями, поэтому ток
в обмотках содержит постоянную составляющую. Для компенсации
постоянной намагничивающей силы (н. с.) необходимо на одном стержне
магнитопровода располагать две вторичные обмотки, в которых токи,
одинаковые по форме, протекают в противоположных направлениях.
Трансформаторы подобного типа с тремя обмотками (одной первичной
и двумя вторичны:.:�и) используются в трехфазной схеме выпрямителя
(см. рис. 4.4, а), в схеме двойного трехфазного выпрямителя с уравни
тельным реактором (см. рис. 4.12, а) и др.
С целью идентичного расположения двух вторичных обмоток по
отношению к первичной их выполняют в виде спиралей, жестко вмотан
ных друг в друга (рис. 3.2). В результате потоки рассеяния между
вторичными обмотками становятся минимальными.
Ко второму типу относят трансформаторы, у которых по вторичным
обмоткам ток протекает дважды за период, причем за каждый полу
период в противоположных направлениях. Такие трансформаторы
>
52
L
)
>
не нуждаются в компенсаuии постоянных н. с. на стержнях магнито
провода и практически отличаются от обычных силовых трансформато·
ров более высокими значениями параметра х.. Они используются
в однофазных и трехфазных мостовых выпрямителях (рис. 3.1, в, д).
При составлении эквивалентных схем трансформат<:ров выпрями;
телей для замены индуктивной связи между первичнои и вторичнои
обмотками эквивалентной электрической связью обычно первичную
обмотку с числом витков w1 приводят ко вторичной обмотке
с числом витков w2 • Это объясняется тем, что заданными ведичинами
при расчете выпрямителей являются напряжение Ud и ток нагрузки ld,
подключаемой ко вторичной обмотке трансформатора.
При замене первичной обмотки эквивалентной с числом витков,
равным числу витков вторичной обмотки w2 , изм;еняются параметры
этой обмотки: L18 - индуктив
ность, обусловленная потоками
рассеяния первичной обмотки, и
l.zs
r2
rf
l.is
r1 - активное сопротивление.
�
Uz
и;
01----------0
а)
ra
La
и'1
U2
0.......------0
а)
Рис. 3.3. Эквивалентные схемы
однофазного трансформатора
Рис. 3.4. Эквива,1ентная схема
двухоб:,юточного трансформато
ра с учетом взаимных потоков
рассеяния
Для однофазного двухобмоточного трансформатора параметры
приведенной первичной обмотки определяются следующими зависи
мостями:
где
п = w2
коэффиuиент трансформации трансформатора.
W1
Эквивалентная схема однофазного трансформатора с приведенными
об:11отками без учета тока намагничивания показана на рис. 3 . 3 , а.
В упрощенном варианте этой схемы (рис. 3.3, б) эквивал,;нтная индук:
тивность, обусловленная потоками рассеяния первичнои и вторичнои
обмоток, L. = L; s + L25 , а эквивалентное сопротивление обмоток
трансформатора г. = r; + r2 •
Если первичная и вторичная обмотки трансформатора связаны
между собой взаимным потоком рассеяния M 125 i2 (M 12s i2), то в экви
валентную схему вместо L; s и L25 войдут параметры L;s -- nM12s и
-
53
L2s - nM12s, гле M 12s - взаимная индуктивность обмоток по потоку
рассеяния.
В общем случае, если учитывать потери в сердечнике трансформа
тора (параметр r0), основной магнитный поток (параметр х0) и взаимные
потоки рассеяния, эквива
лентная схема трансформато
ра, приведенного к числу вит
ков вторичной обмотки, имеет
вид, показанный на рис. 3.4.
Эквивалентная схема трех
обмоточного трансформатора
(рис. 3.5, а) с учетом, что две
а)
обмотки связаны между собой
Б)
взаимным потоком рассеяния
Фм 23, а потери в сердеч
нике ничтожно малы, пред
ставлена на рис. 3.5, б. В этой
и;
схеме учитывается взаимная
01ZJ-------------10
индуктивность М 23 по потокам рассеяния между втopич·8 )
1.,�5 M23 f(1,25 -м23)
10---...rvv--.,..rv-V"\.-r::------:-.----0 2, 3 ными обмотками с чис.rrом вит--- 1,;
"2, J
ков w2 и w3, которые обычно
и;
равны друг другу. Коэффи
00-------------,0
циент трансформации такого
�,
' s, ...._.,."1..'2 5,- --2
-- �1..,,..,
wз.
_
1"' 2.,J трансформатора n= wW1 = W1
<-; f")..
""
-:-<:
.,_
,-и'1
i,
-iz,з
Е ели вторичные обмотки
0
идентичны (L25 = L3s) и по
Рис. 3.5. Трехобмоточный трансформатор: ним одновременно протекает
а - картина потохов рассеяния; б - эквивалент
ток, то эквивалентная схема
н ая схема с учетом. что две вторичные обмотки
экви
связаны взаимным потоком рассеяния; в
учета потерь в обмотках
без
валентная схема без учет а потерь в обмотках;
имеет вид, представленный
г - эквивалентная схема для случая, когда вто
ричные обмотки жестко вмотаны друr в друга
на рис. 3.5, в. В случае,
когда вторичные обмотки
жестко вмотаны друг в друга, эквивалентная схема становится еще
проще (рис. 3.5, г).
Параметры эквивалентных схем трансформатора обычно определяют
опытным путем, с помощью опытов короткого замыкания и холостого
хода.
§ 3.2. СХЕМЫ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ ОДНОФАЗНОГО ТОКА
С АКТИВНОЙ НАГРУЗКОЙ
Однополупериодный выпрямитель
Режим r3 -/=0, L.=O
Рассмотрим работу однополупериодного выпрямителя (см. рис. 3.1,а),
нагруженного на , активное сопротивление, пренебрегая индуктив
ностью рассеяния трансформатора (выпрямители малой мощности).
54
l
На рис. 3.6, а показана эквивалентная схема выпрямителя для
случая, когда потери в первичной обмотке трансформатора равны
нулю (и; = nu1 = е2).
Под действием синусои
да.rrьной э. д. с. вторичной
обмотки е2 = Ет sin {}, rде
,в, = wt, ток в цепи нагрузки может проходить только
в течение тех полупериодов, когда анод вентиля
имеет по.rrожительный по
е
тенuиа.rr относительно ка
тода. На рис. 3.6, б пред
ставлены временнь1е диаг
раммы напряжений и то
ков, поясняющие работу
выпрямите.ТJя. Вентиль В
пропускает ток в первый
по.rrупериод, во второй полупериод, когда потенциал цti
анода становится отриuа
тельным, ток в цепи равен
нулю. Учитывая это, мгно
венное значение выпрям
.rrенного тока можно пред
ставить на интерва.rrах сле
дующим образом:
. А
Е,т SlПv·
. = l2. = ld
r d + Га
(0<{}<:rt),
id = 12 = 0 (:rt < {} < 2.t).
I
Величина rdЕ+2тr, - ат
означает максимальное зна
чение выпрямJ1енного тока.
Выпрям.rrенное напря
жение в любой момент
времени меньше, чем э. д.с.
вторичной обмотки, так как
часть напряжения теряет
ся на сопротивлении r.:
E1mr d · {}
.
Ud =rdta = ra+r. s111 =
= 'YJaE2m sin iJ, = Иdm sin ,В,,
(3.1)
r
Рис. 3.6. Одrюполупериодный выпрямитель с ак
тивной нагрузкой (J,a = О, r8 i= О):
<эквивалентная схема; й - временнЬlе диаграммы
а
напряжений и токов; в - диаграмма выпрямленного
папряжения
-
.
�a
rде
ri. =r +
- условным к. п. д. аноднои цепи;
d r
Иd = ri,E2 - максимальное значение выпрямленного напря•
m
m
жения.
Среднее значение выпрямленного напряжения
2:Jt
:Jt
о
о
1
1
a
Иd= \ Ud sin{}d{} = Иn
\ u d d{} = m =!IE.E
2 n.)
2n.)
n 2•
m
(3.2)
Среднее значение выпрямленного тока (а также тока вентиля)
d
fd = f а = И
(3.3)
ra = nI l am·
Действующее значение тока вентиля
Максимальное обратное напряжение на вентиле, как видно на
рис. 3.6,6, достигает амплитудного значения э. д. с. вторичной обмотки:
(3.5)
= Е2т= - Иа.
\"\а
По найденным величинам!,, I,m, /,.эфф и U06pmax выбирается
вентиль. Согласно полученным данным вентиль должен допускать
амплитудное значение тока и максимальное напряжение, по крайней
мере, в л раз превышающее среднее значение тока и напряжения на
нагрузке .
Переменная составJrяющая выпрямленного напряжения и тока
для данной схемы, как следует из временнь1х диаграмм для ud и id,
велика, причем основная гармоника пульсаций имеет частоту, равную
частоте питающей сети.
Для удобства вычисления амплитуды основной гармоники пульса·
uий выберем начало координат в точке, где выпрямленное напряжение
имеет максимальное значение (рис. 3.6, в). Тогда мгновенное значение
ud можно представить как косинусоидальную функцию в пределах
1t
1t
угла - 2 �it,:::;;+2.
1t
Иобр max
U d = Иd COS {}.
m
Так как ud - четная функция, то при разложении в ряд Фурье
останутся то.�1ько косинусоидальные члены. Амплитуда первой (основ•
ной) гармоники напряжения
+i
i
1
U( l) = 1t .)\ ud cosi}d,{}=3- \ Иa cos2 {}d{}= -И g_
m = -iUd.· (3.6)
m
л Jо
m
:Jt
56
....,
Коэффициент пульсаций выпрямленного напряжения по первой
гармонике
Иш т
(3.7)
n(l) = u-;;- = 1 ' 57 .
к
Рассмотрим режим работы трансформатора. Действующее значение
тока вторичной обмотки
it
I,m
(3.8)
/2 = / а.эфф= z = 2 /d·
Отношение действующего значения фазного тока /2 к его среднему
значению /20Р называют к о эф ф и ц и е н т о м ф о р м ы т о к а:
D = t-.
(3.9)
2 Ср
в однотактных схемах постоянная составляющая фазного тока
определяется выражением
где т2 - число фаз вторичной обмотки трансформатора.
Для данной схемы
_ I2m2 _ 2
D - I - !__l = �
2•
a
a
(3.1 О)
Действующее значение э. д. с. вторичной обмотки
2,22
it
1
(3 .11)
Е2= 2Е2т = a Jf2 И d= -;;: Ud•
V
1l
Отношение действующего значения э. д. с. Е2 к среднему значению
выпрямленного напряжения Иа называют к о эф ф и ц и е н т о м
ф а з н о й э. д. с.:
(3.12)
Расчетная мощность вторичной обмотки трансформатора
S2 = E 2 f 2
BUdDl d
=
BDPd= 3, 49 �:.
(3.13)
где рd = Иdlа - мощность постоянных состав,'lяющих выпрямлен·
ного напряжения и тока.
Действующее значение тока в первичной обмотке трансформатора
можно определить из уравнения магнитного равновесия трансформатора,
если пренебречь током на:1.1агничивания и у"!есть, что постоянная состав�
ляющая тока в первичную обмотку не трансформируется. Уравнение
магнитного равновесия трансформатора по переменному току имеет
вид
(3.14)
57
Мгновенное значение тока первичной обмотки
(3.15)
Из последнего выражения следует, что диаграмма первичного то1{а
трансформатора подобна диаграмме вторичного тока, если из него
исключить постоянную составляющую /d•
Действующее значение тока первичной обмотки трансформатора
2л
/d)
=nVП-l�=nldVD
2 -l
2
dl't+) (- /J) d{}J =
Расчетная мощность первичной обмотки
S1= И1!1 � nld
11152=1 = BUd!d VD
2- l
(3.16)
l,2In!d.
PdBV D2 -1
2,6911.Ji.
Расчетная (типовая) мощность трансформатора
S2
E:_t1_
Sт = S1 +
2 = 3 ' 09 rta.
Коэффициент использования трансформатора по мощности
Полный коэффициент мощности выпрямителя в общем виде
q=n
'Х
Р ,1
Si'
ТJа
(3. 17)
(3. 18)
(3.19)
(3.20)
где Р.1 = � И1(q)li<q) cos (!)q -активная мощность первичной обмотки,
представляющая собой среднее значение мощности переменного тока
за период и определяющю.ся как сумма активных мощностей отдельных
гармонических составляющих тока;
q =1
S1 = И1/1 =V И1о ) +· .. + U;(q) + ...V/f (I) +...+ !; (q>+· ..
- полная мощность первичной об;;ютки.
Если полагать, что напряжение питающей сети есть синусоидальная
функция, то
(3.21)
Р.1 = И1l1щ cos <р1•
С1едовательно, коэффициент мощности
58
(3.22)
11 ш
. - коэффициент искажения, а
..
v11 (!)+ . + i; (q) + .·
угол сдвига фаз между на
<р1
пряжением сети и первой гармо
никой тока первичной обмотки.
В рассматриваемом случае <р1 = О, но коэффициент мощности мень ше
1. Это яв.11яется одной из причин, вызывающих
единицы, так как v
увмичение размеров трансформатора.
Активная мощность выпрямленного тока вычисляется как среднее
значение мощности пульсирующего тока за период
где v =
<
i
2:ri
(3.23)
Р ad = in � udid d{} = Пrd = Рd•
о
т. е. мощность Pad больше мощности постоянных состав.пяющих вы
прямленного тока и напряжения примерно в 2,5 раза, что явдяется
также причиной увеличения размеров трансформатора. В сердечнике
трансформатора за счет постоянной сотавляющей тока вторичной
обмотки создается добавочный постоянный магнитный поток, насыща
ющий сердечник трансформатора. Это явление принято называть
в ы н у ж д е н н ы м н а м а г н и ч и в а н и е м т р а н с ф о р
м а т о р а. В результате насыщения намагничивающий ток трансфор11штора возрастает в несколько раз по сравнению с током при нормаль
ном режиме намагничивания сердечника. Возрастание намагничива
ющего тока связано с увеличением сечения провода первичной обмотки
и размеров трансформатора в uе,тюм.
Однополупериодный выпрямитель из-за перечисленных недостатков
применяется редко (в источниках электропитания маломощной аппа
ратуры). Однако рассмотренные особенности схемы имеют методиче
ское значение при анализе регуляторов переменного напряжения,
построенных по принципу фазового регулирования (см.§ 5.3).
* О, L = О
Выпрямитель с нулевым выводом
Режим rа
a
Эквивалентная схема выпрямителя, а также временные диаграммы
напряжений и токов показаны на рис. 3. 7.
Выпрямитель с нулевым выводо;-,.1 по существу является двухфаз
ным, так как вторичная обмотка трансформатора с нулевой точкой
создает две э. д. с., равные по веJ1ичине, но противоположные по направ
лению.
Вентили В 1 и В2 пропускают ток поочередно; в течение перв ого
полупериода положительный потенциал имеет анод вентиля В 1 , поэтому
ток проходит через этот вентиль, сопротивление нагрузки и половину
обмотки с э. д. с. е1; в течение второго полупериода положительный
потенциал иl\!еет анод вентиля В2 , ток проходит через половину обмотки
с э. д. с. е2 , вентиль В 2 и сопротивление нагрузки в том же направ;1енни,
что и в первый полупериод.
59
Таким образом, в отличие от простейшего однополупериодного
выпрямителя в выпрямителе с нулевым выводом выпрямленный ток
проходит по нагрузке в течение
обоих полупериодов переменного
тока, но каждая из половин
вторичной обмотки трансформа
тора оказывается нагруженной
током только в течение полу
Bz
периода. В результате встреч
ного направления н. с. постоян
ных составляющих токов вторич
а)
ных полуобмоток в сердечнике
трансформатора нет вынужден
ного намагничивания.
Основные электрические па01--�--11-----'-�'---i---1.__
.,. раметры выпрямителя без потерь, которые выводятся так же
как и для однополупериодной
схемы, приведены в таб.i1. 4.1.
Расчетная мощность вторич
ной обмотки трансформатора
S2 = 2E2I2 = I ' 73Рd• (3.24)
"
Расчетная мощность первич
ной обмотки трансформатора
S1 = I ,2 3Pd·
(3.25)
Во вторичной обмотке из-за
наличия вентилей ток несинусои
дален, что обусловливает появле
ние мощности искажения. В пер
вичной обмотке ток синусоида
лен и мощности искажения нет.
Поэтому полная (расчетная) мощ
ность S2
S1 .
Расчетная (типовая) мощность
трансформатора
>
о'--------''---
S = Si + 82 = 1 , 48Рd
т
2
·
(3.26)
оказалась меньше, чем в предыдущей схеме.
Для рассматриваемого вы
а - эквивале�тная схема (L 3 = О, rа :р. О);
6 - временные диаграммы напряжений н то
прямителя следует проектиро
ков; в - внешняя характеристика с 1·четом
потерь
вать специальный трансформатор с различными расчетными
мощностями обмоток. Часто, особенно для ма.�омощных выпрямите
лей, применяют обычные стандартные трансформаторы с равны:1-ш
мощностями обмоток S 1 = S 2 = S,. Мощность такого трансформаРис. 3.7. Одиофазный выпрямитель с ну•
левым выводом;
60
тора S т должна быть не меньше типовой мощности Sп найденной
при расчете выпрямителя. Но нужно учитывать, что в стандартном
трансформаторе вторичная обмотка будет работать с перегрузкой,
а первичная с недогрузкой. Тепловой режим трансформатора будет
близок к номинальному.
Внешняя характеристика выпрямителя с учетом потерь в трансфор
маторе и вентилях определяется уравнением
(3.2 7)
Иd =Иdо (r.+rпp)ld,
2
значение выпрямленного напряжения
где Иdo = л Е2т - среднее
при холостом ходе;
Гnр - сопротивление вентиля в прямом направлении
(считаем его постоянным).
Внешняя характеристика выпрямителя приведена на рис. 3. 7, в.
Мостовая схема выпрямителя
С помощью однофазной мостовой схемы (см. рис. 3.1, в) можно также
осуществить двухполупериодное выпрямление, как и в предыдущей
схеме.
Мостовая схема состоит из двухобмоточного трансформатора и
комплекта вентилей В 1 , 82, 83 , В4.
Эквивалентная схема выпрямителя для рассматриваемого режима
представлена на рис. 3.8, а.
Переменное напряжение подводится к одной диагонали моста,
а нагрузка подключается к другой его диагонали - между точкой
соединения катодов двух вентилей, образующих катодную группу
вентилей (В1, 8 3) и точкой соединения анодов двух вентилей, образую
щих анодную группу вентилей (8 2, 8 4).
В схеме венти.rщ пропускают ток попарно: В 1 , В 4 и 8 2, 83; они соеди
нены между собой и нагрузкой пос,1едовательно. В каждую пару вхо
дит один вентиль из катодной группы и второй вентиль из анодной
группы, поэтому нужно учитывать удвоенное напряжение на вентилях.
В схеме начнет пропускать ток пара вентилей, у которой анод вентиля
катодной группы (8 1 или 8 3) имеет наиболее высокий потенциал,
а катод вентиля анодной группы (В 2 или В 4) - наиболее низкий потен
циал. Так, например, если потенциал точки а станет выше потенциала
точки б (на рис. 3.8, б этот режим соответствует положительной полу
волне э. д. с. е2), то анод вентиля В 1 будет иметь наиболее высокий
потенциал, а катод вентиля 84
наиболее низкий потенциал, т. е.
в этом случае венТИJ1И 81 и 84 пропускают электрический ток. В тече
ние отрицате.1ьной полуволны э. д. с. е2 катод вентиля 8 2 имеет наибо
лее низкий потенциал, а анод вентиля 8 3 - наиболее высокий потен
циа,1, поэтому ток пропускают вентили В 2 и 83 •
Временнь1е диаграммы для постоянного напряжения с учетом паде
ння напряжения в выпрямителе (обусловленного сопротивлениями
Га и Гпр) показаны на рис. 3.8, 6. Напряжение на нагрузке меньше
э. д. с. е2 на величину падения напряжения в обмотке и двух последо
вательно соединенных вентилях.
61
't/'
Средние значения выпрямленного напряжения и тока, а также
среднее и действующее значения тока вентиля мостовой схемы такие
же, как и в схеме с ну,'lевым
выводом.
Обратное напряжение на вен
тиле меньше э. д. с. е2 на вели
чину падения напряжения во
вторичной обмотке трансформа
тора и в одном работающем
вентиле. Наибольшее значение
обратного напряжения на вен
тиле будет при холостом ходе,
а)
когда оно достигает амплитуды
э. д. с. вторичной обмотки транс
форматора, что в два раза мень
ше, чем в схеме с нулевым вы
водом.
Во вторичной обмотке ток
протекает дважды за период и
при активной нагрузке имеет
форму синусоиды. Вынужденно
го намагничивания сердечника
трансформатора нет. Ток в пер
вичной обмотке также синусои
дален. Поэтому работу транс
форматора при таком режиме
выпрямления можно рассматри
вать как работу на обычное
активное сопротивление без уче
та вентилей.
Расчетные мощности обмоток
o�Jr."
трансформатора и типовая мощ
'EI
ность трансформатора равны
между собой.
Основные электрические ца
�
раметры схемы выпрямите.r1я
приведены в табл. 4.1.
По сравнению с предыдущи
ми схемами в мостовой схеме
выпрямителя коэффициент ис
пользования трансформатора вы
ше, а максимальное обратное
+
напряжение на вентилях мень
ше. Мостовой выпрямитель мож
6)
но питать без трансформатора,
если напряжение сети соответ
Рис. 3.8, Однофазный мостовой выпрями
тель (La = О, '• cj= О):
ствует выпрямленному напряже
а - эквивалентная схема; 6
времеииЬ1е диа
нию (схема с нулевым выводом
граммы токов и 11f1пряжений; в - схема с нуле·
без трансформатора неосуществым выводом:
-
62
"
вима), а использование в мостовои схеме трансфарматора с нулевым
выводом (рис. 3.8, в) позволяет получить два значения выпрямленного
Ud
н апряжения: Иd и 2.
В настоящее время в качестве вентидей используются полупровод
никовые приборы с малым значением rnp , поэтому мостовая схема явля
ется наиболее приемлемой и перспективной по сравнению с другими
схемами.
§ 3.3. СХЕМЫ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ ОДНОФАЗНОГО ТОКА
С АКТИВНО-ИНДУКТИВНОЙ НАГРУЗКОЙ
Одноnолупериодный выпрямитель
Режим r3 0, rпр =О, L3 =/c0
=
Э:{Вивалентная схема простейшего однополупериодного выпрями
теля, питающегося от источника синусоидального напряжения, пред
став.:rена на рис. 3.9, а. Пренебрегая потерями, вентиль в этой схеме
заменили ключом, замыкающимся в момент появления положитель
ного напряжения между анодом и катодом и размыкающимся в момент
погасания вентиля (в момент прохождения тока через нуль).
Периодические замыкания и размыкания цепи приводят к воз
никновению квазиустановившихся переходных процессов, которые
можно просто рассчитать классическим методом.
Для эквивалентной схемы справедливо уравнение
di
+
е= L dt Гl,
где e=E2msinit; L=L.+Ld , r=r.+rd .
Решение уравнения (3.28) дает значение тока цепи
(3.28)
(3.29)
Е2т
где /т =-:--г=====
Vri+(шL)2=·
Кривая тока, построенная по выражению (3.'29), изображена на
рис. 3. 9, б. Ток в цепи оказался пульсирующим. Продо,1жительность
импульса л = wtP больше продолжительности положительной полу
волны э. д. с. источника wtP
л.
Вмичина угла шtР зависит от соотношения между величинами
шL
шL
w L и r. Ч ем бо.'!ьше,
, тем б ольше w tР· Е ели , -+ оо, то wlp -2л и,
шL
наоборот, при,
-о wtP -!о-Л.
На рис. 3. 9, в представлено семейство кривых тока в относительных единицах при L. О, r.
О, Ld = О, rd
О для разных значеLd
нии• ш
,;- · Предполагается, что активное сопротивление нагрузки rа
изменяется в диапазоне от rd = О (режим короткого замыкания) до
>
63
�-''
rd ='·оо (режим холостого хода). Максимальное значение тока в нагрузке будет при к. э. (tt = л). Если выпрямленный ток id отнести к макЕт то в отсимальному значению тока к. з. трансформатора / к.зт = uJLa,
L, е
f):
t{(
lк.зт
2,0
а)
1,8
1,6
1,4
1,2
1,0
0,8
t
0,6
0,4
0,2
о
i\ о
Рис. 3.9. Однополупериодный выпрямитель при активно-индуктивной на
грузке:
а - эквивалентная схема; б - временнЬrе диаграммы токов и напряжений; в - вре
ме нные диаграммы токов в отиоснтельных единицах
носительных единицах закономерность изменения тока к. з. опреде·
лится выражением
1.
(3.30)
При {t = л I ld = 2, т. е. наибольшее значение тока к. з. в выпряк.зm
мителе в два раза больше амплитуды установившегося тока к. з. в трансформаторе.
Выпрямитель с нулевым выводом
Явление коммутации
Одной из основных характеристик выпрямителей с числом фаз вто
ричной обмотки трансформатора две и более является угол коммутации
(перекрытия), оказывающий большое влияние на вид внешней характе
ристики выпрямителя.
Наличие потоков рассеяния в обмотках трансформатора приводит
к тому, что продолжительность работы вентиля л может оказаться
64
больше продолжительности положительных значений напряжений
между анодом и катодом вентиля. Эrо было видно на примере рассмот
ренного однофазного выпрямителя с и_ндуктивной нагрузкой. Дл�
выпрямите:1ей при учете индуктивностеи в анодных ветвях вентилеи
характерны интервалы работы, когда одновре11енно пропускают ток
два смежных по фазе вентиля: в одном ток убывает, во втором - нара
стает. Такие интервалы одновременной работы называют п е р и о д а м и к о м м у т а ц и и, которые принято обозначать у (рис. 3.10, 6).
Рассмотрим явление коммутации в однофазном выпрямителе с нуле
вым выводом, э1шивалентная схема которого изображена на рис. 3.10, а.
Эта схе:,,1а соответствует выпрямителю большой мощности, актив
ными сопротивлениями обмоток трансформатора которого можно пре
небречь. В схеме учтены индуктивности рассеяния обмоток трансфор
матора введением индуктивностей L., а также индуктивность сглажи
вающего реактора Ld и сопротивление нагрузки rd.
Для данной схемы можно выделить три характерных интерваJiа за
один период: интервал I, когда ток протекает тоJ1ько через вентиль В2 ;
интервал I I, когда ток пропускают одновременно вентили В1 и В2 ;
интервал I I I, когда ток протекает только через вентиль В1 • Для каж
дого из этих интервалов можно составить эквивалентную схему. Рас
смотрим электромагнитные процессы по интервалам. Эквивалентная
схема для интервала I имеет вид, изображенный на рис. 3.9, а.
Как и в простейшем выпрямите.1е, ток i.2 вначале увеличивается,
а затем, достигнув максимума, уменьшается. Чтобы определить мо
мент времени, когда венти.'!ь В1 начнет пропускать ток, нужно знать,
как изменяется потенциал анода этого вентиля. Как только он станет
положительным, вентиль В1 вступит в работу, и будут пропускать ток
одновременно два вентиля.
Потенциал анода венТИJ1Я В1 относительно потенциала катода равен
(3.31)
где Ико можно опреде.пить из режима работы вентиля В2 :
(3.32)
Здесь Ха = шL•.
d�2 противодеиствует нарастани ю
до максимума тока t.a2 э. д. с. Ха di,
тока (действует против э. д. с. е2). После максимума тока э. д. с.
•
х. &u
dF совпадает по направлению с током, т. е. усиливает деиствие
э. д. с. е2•
В Т?чке М (рис. 3.10, 6), соответствующей максимуму тока i.2, э. д. с.
d1a2
е2 . В точке А Ико
е1, поэтому Ив, = О .
Ха d{f �� О, поэтому Ико
С этого момента потенциал анода вентиля В1 становится положи•
тельным. Следовательно, точка А является начfiЛОМ интерва,1а одно
временной работы двух вентилей.
.- Эквивалентная схема для интервала II представлена на рис. 3.10, а.
К моменту начала прохожд�ния тока через вентиль В1 энергией,
•
3
И, М. Чиженко
65
1
о:,
".:)
1=::1
�
.._,
Г..,се,шой , нндуктиености L, еетеи с вентилем В,, по сравнению
с энергией в сглаживающем реакторе с индуктивностью Ld пренебре 
L a. Таким образом, в схеме к началу ком
гаем, т ак как обычно Ld
мутации имеются две равные внешние э. д. с. е1 и е2 , находящиеся
в противофазе, и свободная энергия, запасенная в индуктивности Ld,
которая обусловливает свободны й режим. В период коммутации цепь
линейна, е с:ш считать rпр = coпst. Поэтому можно применить метод
наложения действий внешних источников э. д. с. е1 и е2 и э. д. с. само
индукции индуктивности Ld, обусловленной запасенной в ней энергией
магнитного поля.
При действии э. д. с. е1 и е2 (рис. 3.10, в) ветвь нагрузки с элемен
тами rd, Ld можно не учитывать при номинальном режиме, так как она
обладает значительно большим сопро тивлением для всех гармоник
пульсирующего тока по сравнению с ветвями, содержащими элементы
La. При таком допущении ток iк в контуре определяется из уравнения
>
di
е1 - е2 = 2Ха dttк .
(3.33)
diк Е
. ..,
Ха dif = 2m S!П ( u + ф).
(3.34)
С)
L<:,
Но, так как е1 = е2 = Е2т �iп (tt + �,), отсчет времени ведется
с момента начала коммутации, поэтому
_, ....,
.., ""
t:,
t:,
.Jt3H
Решение уравнения (3.34) в общем виде дает
С sin (tt +Ф) dtt = - Е2т cos ({!,+Ф)+А.
(3.35)
j
Ха
При этом напряжение на нагрузке ик� = О.
При действии э. д. с. самоиндукции индуктивности Ld (рис. 3. 10, г)
ток в цепи нагрузки ia св определяется из уравнения
iк =
Х
а
,О:,
'
',<'
/
.._,
1=::1
� ;:;:;q
.._,
dicв + .
(i)\( d + L.)
2 · d'i} ldсвГа= о •
L
(3.36)
Токи в анодных ветвях i ai cв = i а2св = id в . Если ток В индуктивности
2
La к началу коммутации имел значение iao, то
id cв =ido e
rd
L {!,=ia0 -wi.
ro (La +j
)
e
(3.37)
;'!. .
d�:в.
Напряжение на нагрузке при этом Ико =
Т ак нм образом, форма кривой тока id св зависит от величины посто
Ld +��
2
яннои• времени цепи ,: = --rа . Чем больше величина Ld по сравне
и
с
� 1� ;а, тем более пологая кривая idcв в период коммутации. На рис.
· • представлены кривые idcв для La = оо и О< Ld < оо. Ест�
67
длительность периода коммутации 1' меньше величины т, что справед
ливо при больших значениях J,d, то ток id св на интервале можно счи
тать изменяющимся по прямолинейному закону; тогда напряжение
И ко будет неизменно по величине (линия АВ на рис. 3.10, 6).
Произведя наложение действий источников э. д. с., получим зако
номерность изменения токов в вентилях и выпрямленного напряже
ния на нагрузке в период коммутации в общем виде:
iai = i ai cв + ig = -
т COS (\'t + 'Ф)
Е2
Ха
+А+ id2o е-�,
В момент начала коммутации \'t = О, i. 1 = О, поэтому
(3.38)
Е
ia2
i (
= Е__!!!![соs({}+ч,)-соsч,]+
d° 11-е ro,,
2
Ха
-�)·
.
. Ико - 2(!)1: е
1
[-Xa ldo
ti
-fi)'t
\
.
'✓ (3.39)
Пер иод коммутации закончится в момент, когда i 82 = О. Затем
наступает интерваJ1 II 1, когда пропускает ток только вентиль В1. Этот
интервал по существу не отличается по своему характеру от интер·
вала I.
В выпрямителях со сглаживающим реактором обычно Ld )> L.,
поэтому э. д. с. х. d"
;;2 мала по сравнению с э. д. с. полуобмоток трансформатора, и ею можно пренебречь. Тогда кривая напряжения Ико
совпадет с кривыми э. д. с. е1 и е2 для интервалов I и III и с осью абсцисс
для интервала II, где И ко = О (рис. 3.10, е). Этот режим соответствует
индуктивности Ld = оо. Реактор с бесконечно большой индуктив
ностью Ld в течение интервалов I и III идеально сглаживает пульсации
токов в венти.�1ях В 1 и 8 2 таким образом, что эти токи оказываются
неизменными по величине, равными току нагрузки /d· В течение ин
тервала коммутации цепь нагрузки следует рассма:rривать как идеаJJь·
ный источник тока бесконечно большой мощности, обеспечивающий
неизменный ток в нагрузке /d•
68
id св= id O
=
= const = / d:
t'ai = Е2т (l -COS \t),
i.2 = Е2т (cos l'J,- J)+ ld .
Ха
Ха
=
(3.40 )
j
Так как в случае {} = у i.1 = Id• уго.'1 коммутации при Ld = оо
определится из выражения
(3.41)
Окончательные выражения для токов в вентилях и напряжения
на нагрузке в период коммутации имеют вид:
),
ro,
i01 =___!!:!![cos,p-cos({}+ч,)]-id2° (1-е-�
�
\
Токи в вентилях в период коммутаu,ии при Ld = оо определяются
из ранее приведенных выражений с учетом, что при i- оо 'Ф О,
Таким образом, чем меньше индуктивность рассеяния трансформа
тора, тем меньше угол коммутации. Для маломощных выпрямителей
х. - величина малая, поэтому при расчете можно допустить, что
1'= О.
Рассмотрим основные параметры схемы выпрямителя с нулевым
выводом для двух режимов работы.
Режим Га=О, L.+o, Ld=OO
Эквивалентная схема выпрямителя для такого режима показана
на рис. 3.10, а.
Прежде чем перейти к выводу основных расчетных величин схемы,
определим внешнюю характеристику выпрямителя.
Среднее значение выпрямJJенного напряжения определим, исполь
зуя временные диаграммы напряжений (рис. 3.11, а)
Ud = Иdо-ЛИх,
'
где Иdo - среднее значение выпрямленного напряжения при холостом ходе;
ЛИх - среднее значение потери выпрямленного напряжения,
обусловленного коммутацией.
На рис. 3.11, а ЛИх представляет собой среднее значение заштри
хованных пJJощадей АВС и А'В'С', ограниченных кривыми е1 и е2 за
период коммутации.
Если э. д. с. е1 и е2 изменяются по закону синуса, то среднее зна
чение выпрямленного напряжения при холостом ходе определится
• выражением
Иdo =
¼ �о Е2т sin {)- d{} = 2� т = О, 9Е
2
2,
(3.42)
где Е2 - действующее значение э. д. с. вторичной обмотки трансфор 
матора,
69
Среднее значение потери выпрямленного напряжения, обуслов
ленного коммутацией,
ЛИ.,.= __!_ С Е2т sin t} dt}= Е2т (1 -cos у).
л .)
л
(3.43)
Подставляя выражение (3.41) в формулу (3.43), получим
ли _x ld
8
х-"п·
Среднее значение выпрямленного напряжения
2Е2т _ x, I a_
Ud= Иао -ЛИх = л
л
(3.44)
(3.45)
Данное уравнение представляет собой внешнюю характеристику
выпрямителя, которая на графике выразится прямой линией.
В соответствии с уравнением внешней характеристики выпрями
тель по отношению к нагрузочному сопротивлению можно представить
в виде эквивалентного генератора постоянного тока, э. д. с. которого
равна Иdo• Внутреннее сопротивление эквивалентного генератора
(3.46)
Таким образом, потоки рассеяния в обмотках трансформатора ока
зывают существенное влияние на величину выпрямленного напря
жения: чем больше Ха, тем меньше Ud.
Определим среднее, действующее и максимальное значение тока
в вентиле, необходимые для правильного выбора вентиля, а также
действующие значения токов в обмотках трансформатора, необходимые
для правильного выбора типовой мощности трансформатора. Времен
нь1е диаграммы этих токов приведены на рис. 3.11, 6.
Среднее значение тока в вентиле / а= �, максимальное его зна
чение fam = fd.
Действующее значение тока в вентиле (во вторичной обмотке тран
сформатора определим приближенно, заменяя действительный ток
эквивалентным током, мгновенные значения которого изменяются по
закону прямоугольника абвг (рис. 3.11, 6):
lа_эфф = /2 = (2� � f�dt}=0,707/d•
о
(3.47)
При активной нагрузке /2 = О,785 /d· Следовательно, сечение вто
ричной обмотки трансформатора при индуктивной нагрузке несколько
уменьшается.
Действующее значение тока в первичной обмотке определим, исполь
зуя кривую этого тока в мгновенных значениях, изображенную на
70
рис. 3.11, 6. Кривая построена на основании уравнения равновесия
н. с. трансформатора без учета н. с. холостого хода:
w1i1 + (w2ia(2)-r.e,•2ia(i)) � О; W1i1 r.e,•2ia(i) -W2ia(2)·
Из уравнения равновесия н. с. вытекает выражение д.r1я тока пер
вичной обмотки трансформатора в мгновенных значениях:
(3.48)
i1 = n(ia( i)-ia( 2))·
Для упрощения вычислений, заменив действительную кривую пер
вичного тока кривой i1 = п!d в виде прямоугольника а' 6'в'г' (см.
рис. 3.11, 6), опредеJiим действующее значение первичного тока:
11 =
,r -J- �
2л
V
л ъ
2л
i;dt}
п2� � ndt} = nf d.
о
(3.49)
Максима,1ьное значение обратного напряжения на вентиJiе при
индуктивной нагрузке такое же, как и в случае активной нагрузки:
Иобрmах
лUd•
Расчетная :мощность вторичной обмотки трансформатора
(3.50)
2 : - U21; ld = !:. Udla = 1 ,57Pd2
2r2
r2
При активной нагрузке S2 = 1, 73 Рd• Следовательно, при индук
тивной нагрузке трансформатор используется лучше. Следует от11етить,
что мощность постоянной состав.,1яющей выпрямленного тока Рd в слу
чае Ld = оо равна полезной мощности, потребJiяемой нагрузкой.
Расчетная мощность первичной обмотки трансформатора
1
S1 =U1 f1 = E2nl. = 11г- Udf d= l,IIPd.
(3.51)
п
S2
=
2E2f 2
=
2�2
Типовая мощность трансформатора
_1,11+1,57 p -] р
_s -2 Sт - -1 +s
(3.52)
d - , 34 d•
2
2
Расчетная мощность вторичной обмотки оказалась больше расчет
ной мощности первичной обмотки, как и в случае активной нагрузки.
Объясняется это следующим образом. Напряжения первичной и вто
ричной обмоток трансформатора - синусоидальные функции. Токи
же в этих обыотках, как было показано, несинусоидальны. Токи во
вторичных обмотках содержат постоянную составляющую и гармони
ческие составляющие. Ток в первичной обмотке содержит только
гармонические составляющие. И звестно, что полная мощность мо
жет быть опреде,1ена через активную :мощность, реактивную мощность
и мощность искажения. Мощность искажения вторичной обмотки
больше мощности искажения первичной обмотки. Этим и объясняется
то, что S 2 > S1 •
Койэффициент мощности выпрямителя х можно определить с доста
точно
степен ью точности по фазовому yrлу <р сдвига первой гармо-
71
ники первичного тока f1 щ (см. рис. 3.11, 6) по отношению к первич
ному напряжению (е1).
Т9к iщJ в выпрямителе с уч етом реально существующих магнитных
полеи рассеяния отстает по фазе от приложенного внешнего напряже-
(
неиия внешней характеристики отнести к величине среднего значения
выпрямленного напряжения при холостом ходе Udo•
Тогда
(3.53)
где
ЛИ = fdXa
"
л •
Учитывая, что коэффиuиент трансформации трансформатора п = �
W1
связан с номинальными электрическими параметрами v1, Е2, ldн и 11 н
1
1
1
(получ ено из формулы /1 = nld для
зависимостями n = UE i2 и n = 1dн
lн
будем
им
режима),
еть
нального
номи
1
• /lн Х � = 1 - � Ха / Iв • � =
!/.д_ = 12 Vz n2 U1 ldн
2 J/2 U1n n fdн
Udo
(3.54)
- 1-А Ик%,
100 }А.
ldн '
е, i,
. 1и1" . 100 - относительное напряжение короткого замы•
где и"% = �
п
1
кания трансформатора;
х. =х2, + n2 ,, если трансформатор приведен ко вторичной
обмотке, и
1
=
трансформатор приведен к первичной
если
.
+
х Xis x2s п2 \
обмотке;
А - постоянная, характеризующая наклон внеш
ней характеристики к оси абсцисс (для рассматриваемого выпрямителя А = � =0, 35).
2 2
Выражение внешней характеристики в относительных единицах
пригодно и для других выпрямителей, что будет использовано в дальнейшем.
Основные параметры схемы выпрямителя с нулевым выводом сведены в табл. 4.2.
xi
а)
б
iJ,
, б} ,,__,/
Рис. 3.11. Временные диаграммы выпрямленного
напряжения однофазного выпрямuтедя с нудевым
выводом при La ,f= О, Ld = оо (а); временные диаграммы токо в в обмотках трансформатора (б)
ния. Таким образом, обычные выпрямители для внешних
источников
электропитания представляют активно-индуктивную нагру
зку, спо
собствующую ухудшению коэффициента мощности
котором установле� данный выпрямитель, так как онпредприятия на
является п�тре
бителем реактивнои мощности.
Внешние характеристики выпрямителей часто выраж
ают в отно
сительных един ицах. В этом случае наиболее удобно
обе части урав·
72
Режим Га -/= О, La =О, О< Ld < со
Данный режим имеет место в выпрямителях малой мощности с ин
дуктивным фильтром. Так как при L, = О коммутация мгновенная,
в схеме в любой момент времени пропускает ток только один вентиль.
Значение тока определяется из уравнения
.
di
. \t
rt roL dfJ = Е2m sш ,
(3.55)
где r=r. rd, L=Ld.
Решение уравнения в общем виде имеет вид
i= i'
�
+ i' = I т sin (-& - q,) + Ае- �,i.
73
коммутации одиовременно пропускают ток все четыре вентиля. В ре
зультате вторичная обмотка траисформатора в течение интервала V
оказывается короткозамкнутой. Ток в вентилях в период коммутации
можно определить точно так же, как и в схеме с нулевы:-.1 выводом
применяя метод наложения действий источников э. д. с. и источник�
тока:
·. •
Id
iк
Е2m
.,. l
la1 = la4 = 2- 2 = zx (COS u - ) + /d•
,
)
{3.62)
Е2т
•
•
fd
i
1.з=tа2= 2 2=2x0 (l-cos-lt),
к
где iк= �m(l-sin-l})-/d.
а
По сути мостовая схема в течение каждого полупериода ничем не
отличается от схемы с нулевым выводом, только здесь пропускает ток
не один вентиль, а два вентиля, соединенные последовательно и для
каждого полупериода используются не отдельные половины вторичной
обмотки, а одна обмотка, что повышает эффективность использования
трансфор�атора. В мостовой схеме действующее значение тока во
вторичнои обмотке /2 = Id ,
Вследствие аналогии электромагнитных процессов мостовая схема
и схема с нулевым выводом имеют аналогичные внешние характерис
тики. Но �з-за более эффективного использования вторичной обмотки
в мостовои схеме типовая мощность трансформатора несколько ниже.
Расч:тные мощности обмоток и типовая мощность трансформатора
мостовои схемы для рассматриваемого ражима одинаковы:
Sт = S1 = S2 = 1, 1 1 Ud /d = 1 , I IPd.
(3.63 )
Максимальное з�ачение обратного напряжения на вентилях, как
и в случае активнои нагрузки, не превышает амплитудного значения
вторичного напряжения трансформатора.
ГЛАВА 4
ФАЗНОГО ТОКА,
НЕУПРАВЛЯЕМЬIЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ ТРЕХ
ия применяются в основном
Схемы выпрямителей трехфазного питан ой мощности. Первичная
больш
и
й
средне
елей
ит
для питания потреб
ямителей состоит из трех фаз и
обмотка трансформаторов таких выпр
ольник. Вторичные обмотки
соединяется либо в звезду, либо в треуг
о) также трехфазные. С по
ольк
неск
быть
трансфор матора (их может
я вторичных обмоток и всего выпря
мощью специальных схем соединени
напряжение с числом пульсаций
нное
ямле
выпр
мителя можно получить
ием числа пульсаций в выпрям•
за период т п, кратным трем. С увеличен щаются габаритные размеры
сокра
о
тельн
значи
ии
ленном напряжен
вообще отпадает необ
сглаживающих электрических фильтров, либо
.
них
ходимость в
нагружают сеть
Выпрямители трехфазного питания равно:-.1ернотом использования
ициен
коэфф
ким
высо
аются
отлич
и
тока
о
трехфазног
трансформатора.
ьзуются для пита
Схемы выпрямителей трехфазного питания испол вного характера,
дукти
но-ин
актив
и
ного
актив
зок
ния статических нагру
з и др.), а также
статических нагрузок с nротиво-э. д. с. (электроли
постоянного тока.
ей
rател
родви
ЭJ1ект
виде
в
зок
динамических нагру
противо-э. д. с.
как
ать
атрив
рассм
Последний вид нагрузки следует
с индуктивностью.
елей трехфазного
Составным элементом сложных схем выпрямитым
выводом, пред·
питания является простая трехфазная схема с нулев процессы в этой
отрим
Рассм
г).
3.1,
рис.
ложенная Миткевичем (см.
схеме.
§ 4.1. СХЕМЫ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ ТРЕХФАЗНОГО ТОКА
С АКТИВНОЙ НАГРУЗКОЙ
Трехфазный выпрямитель с нулевым выводом
на рис. 4.1, а.
Эквивалентная схема выпрямителя изображена
фор
В схеме не учитывают индуктивности рассеяния в обмотках транс ола
предп
ости;
мощн
малой
ей
мител
выпря
матора, что допустимо для
гается также, что вентиль и трансформатор идеальны.
енно,
В идеализированной схеме коммутация осуществляется мгнов
ль,
венти
один
о
тольк
скает
т. е. в любой момент времени ток пропу
анод которого имеет наиболее высокий потенциал. Продолжительность
2
работы каждого вентиля л= ;. Выпрямленное напряжение и ток
имеют одинаковую форму и содержат трехкратные пульсации за период.
е И06р max
Максимальное значение обратного напряжения на вентил
в V3 раз больше амплитудного значения э. д. с. вторичной обмотки.
77
Электрические параметры опредедим в общем виде для много
фазного выпрямитедя с числом пульсаций выпрямленного напря
жения за период т0 = т2 •
Рассмотрим вначале элек
трические параметры цепи
нагрузки.
�
Среднее значение выпрям+
ленного напряжения согласно
t Ld
рис. 4.2
,..__..._'-61.�
а)
=
f'
+�
��
п
т,
Е2т cos tt dтt =
= : Е2т siп ; •
2
2
(4.1)
При т2 = 3 (схема Миткевича)
ud = о ' 83 Е2m
= 1 ' 17 Е2·
При активной нагрузке
D '-----L--+--..J..--_.L_
() формы кривых выпрямленно
го напряжения и тока одина
ковы, поэтому среднее значе
ние выпрямленного тока опре
делится аналогично (4.1):
!}
·:�·
��.Г \Б7
Gl ---�
1 . 1IJ
tA---gLь
- 1 • 1/Jг
/.•А=-у•с 2
?,]1
w,
Б)
где 1am =·Еrdт - амплит удное
значение тока
вентиля.
При m2 = 3 Jd = 0,83 1am ,
i}
а - эквивалентная схема; б - временнь.!с диаrрам�
мы токов и напряжений
U(q)m = :
2
+�
т2
;2
� u d cos q m2tt dtt =
2
+�
т2
п
т,
�
,-,;
т,
Е2т COS tt cos qm2it dtt =
. n
S1П2
_!!l:J__
(4.3)
=E2m n
т2
Коэффициент пульсаций для q-й гармоники с учетом выражений
(4.3) и (4.1) равен
(4.4)
Частота пульсаций для q -й гармоники
(4.5)
fq = qmof,,
где f, - частота напряжения питающей сети.
Определим электрические параметры вентилей. В многофазной
схеме с нулевым выводом число вторичных обмоток трансформатора
равно числу пульсаций выпрямленного напряжения за период, поэ
тому каждый вентиль пропускает ток в течение части периода, равной
2:rt
- . Среднее значение тока в т2 раз меньше тока нагрузки:
т2
ld
1 [
. n
(4.6)
/ =
а
т2 = п ат SШ т 2 •
1:
При m2 = 3 l a = 0,277 lam или 1 =3,63.
Максимальное значение обратного напряжения на вентиле
(4.7)
2
ud
Рис. 4.1. Трехфазный выпрямитель с нуле•
вым выводом при активной нагрузке:
78
ld= mn2 I.msin� (4.2)
т2'
Определим пульсации выпрямленного напряжения. Амплитуда
период переменной составляющей
q-гармоиики пульсаций при учете, что2.rt
выпрямленного напряжения равен т 2
,J,
При т2 = 3 Иобр mах ::::::! 2,1 Ud,
Определим электрические параметры трансформатора. Действую
щее значение э. д. с. вторичной обмотки
(4.8)
Е2 =E 2r11 = __!!:_, .J!.L
. я·
V2 V2m2 S1П
m2
П ри m2 = 3 Е2 = 0,855 Ud,
Если учитывать активные сопротивления обмоток трансформатора
'• и вентилей в прямом направлении Гпр, то
Е2 = о' 855 ud
Рис. 4.2. Временная диаграмма вы
прямленного напряжения много
фазного выпрямителя
где 11. =
rd
rd+ra+Гnp
Ча'
-
(4.9)
условный к. п. д. анодной цепи.
79
Ток iл изменяется за период по трем закономерностям, поэтому
л за период следует рассматривать как сумму трех интегралов.
тегра
ин
Функцию iл для каждого интервала удобнее выражать относительн�
начала координат, соответствующего максимальному значению даннои
функции на интерва"1е (точки 0 1, 011, Ош на рис. 4.1, 6).
При таком отсчете переменного угла нижние и верхние пределы каж
дого интервала одинаковы, причем интегралы для второго и третьего
Ток во вторичной обмотке (так же как и ток в вентиле) протекает
2 за каждыи• период, поэтому
в течение времени, определяемого углом т;
л
действующее значение этого тока
п
т,
� С Г (! +cos 2'1t\ dt} =
= / ат
V +.
2л ,) ат
о
2
)
,-,
2
sш-
: Фв
л
___!1!_!
(4.10)
4л ·
2т2
При m2 = 3 /2 = 0,484, 1am = 0,583 ld.
Расчетная мощность вторичной обмотки трансформатора трехфаз
ного выпрямителя с нулевым выводом
(4. 1 I)
S2 =m2E2I2 =3 · 0,855Ud · 0,583/d =1,48Рd•
_!_
Опреде.пим токи в первичных обмотках трансформатора, соединенных звездой, пренебрегая током намагничивания.
Составим уравнения, характеризующие магнитное состояние сер
дечника трансформатора. Если в схеме ток пропускает один вентиль,
например В1, то уравнения равновесия намагничивающих сил по замк
нутым контурам магнитопровода (рис. 4.3, а) и уравнение, составленное
по первому закону Кирхгофа, запишутся в виде системы:
W1iл -W1 iв-W2ia = 0,
]
w1 i8 - W1 i c = О,
iл+iв ic=0.
(4.12)
Из системы уравнений (4. 12) определяются закономерности измене
ния токов в первичных обмотках в течение интервалов времени, когда
ток пропускает вентиль В1 :
iWiLc
1
rd
а)
(4.14)
80
v
'd
Рис. 4.3. Магнитное состояние сердечника трансформатора трехфазного
выпрямите.1я с нулевым выводом:
а - распределение намагничивающих сил; 6 - временные диаграммы изменения
магнитной индукции и тока намагничивания с учетом вынужденного намаrничн
вання
интервалов равны друг другу. Поэтому действующее значение тока
в первичной обмотке
(4.13)
Аналогично определяются токи iл, i8, ic в последующие интерваJ1ы,
когда ток пропускает вентили В2 , а затем В8 • На основании этих зако
номерностей построена кривая тока iл, приведенная на рис. 4.1, 6.
Действующее значение тока первичной обмотки трансформатора
в общем виде
�
= l,mn
где
V
3
.
2n
sш 3
27+�=0,395nl am= 0,476nla,
(4.15)
l am= rd
Расчетная мощность первичной обмотки трансформатора
� Е2 /1=1,22Pd.
m1 U1 11 =3 W2
(4.16)
Типовая мощность трансформатора
s, = S11s2 = 1,35Pd.
(4.17)
81
Вынужденное намагничивание сердечника трансформатора. В трех
фазном выпрямителе с нулевым выводом имеет место явление вынуж
денного намагничивания сердечника трансформатора. Чтобы объяснить
это явление, следует рассмотреть распределение намагничивающих
си.1 в стержнях сердечника трансформатора в период прохождения тока
через каждый вентиль.
В период, когда ток пропускает вентиль В 1, суммарные значения
н. с. в каждом стержне сердечника трансформатора (см. рис. 4. 3, а)
будут отличны от нуля:
с
ердечник
А
.
.
l
.
1
: i:c, 1tA - W2la = - 3 W2ta, 1
1
.
.
1
с
ердечник в: W1 B = - 3· W2 a,
�
�
С
1
с
ердечник : w1tc = - 3 w2 i •.
1
(4.18)
.
1
Эти нескомпенсированные н. с. создают в сердечнике трансформатора
дополнительные пу,1ьсирующие магнитные потоки одинакового нап• ·
равления во всех стержнях. Аналогичные потоки возникают и в последующие периоды, когда ток пропускает вентили В2 и В3 •
Магнитные потоки в сердечнике трансформатора, обусловленные
нескомпенсированным н. с. в стержнях, называют п о т о к а м и в ы н у ж д е н н о r о н а м а r н и ч и в а н и я. Так как нескомпенси
рованные н. с. содержат постоянную и переменную составляющие, то
и поток вынужденного намагничивания Ф 8 содержит постоянную Ф 80
и переменную Ф8 _ составляющие при соединении первичной и вторич
ной обмоток трансформатора звездой.
Потоки вынужденного намагничивания составляют (20 + 25) % от
основного магнитного потока трансформатора. Они замыкаются час
тично по сердечнику, частично по воздуху и стальной арматуре, окру
жающей сердечник трансформатора. В результате сердечник транс
форматора насыщается, а в стальной арматуре возникают тепловые
потери за счет вихревых токов, индуктируемых переменной состав
ляющей потока вынужденного намагничивания.
На рис. 4.3, 6 приведена кривая тока холостого хода трансформа
тора, выраженная суммарной намагничивающей силой Z: wi с учетом
вынужденного намагничивания, обусловJ1енноrо постоянной состав
ляющей нескомпенсированной в стержнях сердечника намагничиваю•
• 1
щеи силы, равно и 3 w2 / а•
Вс.ТJедствие насыщения сердечника трансформатора ток холостого
хода значительно возрастает по амплитуде, причем форма его стано
вится несинусоидальной. Увеличивается также и площадь петли пере
магничивания S 2 •
В результате действующее значение тока холостого хода /0 =
=V
!µ., где / а - составляющая, обусловленная потерями в стали,
а lµ - составляющая, обусловленная величиной магнитного потока
в сердечнике, возрастает.
/; +
82
Следует также отметить, что кривая тока холостого хода содержит
гармонические составляющие, которые попадают в питающую сеть.
Таким образом, явление вынужденного намагничивания сердечника
трансформатора в трехфазном выпрямителе с нулевым выводом приво
дит к неже.паемым последствиям, избежать которых можно или уве
личивая сечение сердечника трансформатора, а следовательно, и типо·
вую мощность трансформатора, или уменьшая амплитуду магнитной
индукции в сердечнике по сравнению с расчетной величиной.
Для устранения дополнительных потерь, вызванных переменной
составляющей потока вынужденного намагничивания, первичные
··
о)
Рис. 4.4. Трехфазный выпрямитель с соединением
обмоток трансформатора по cxe'de «треугольник зигзаг» (а), векторная диаграмма напряжений об•
моток трансформатора (6)
обмотки трансформатора необходимо соединять в треугольник. При
этом в потоке вынужденного намагничивания остается только постоян
ная составляющая; переменная же составляющая с явно выраженной
третьей гармоникой компенсируется потоками, которые образуют
токи высших гармонических с частотой, кратной трем, содержащиеся
в токах первичных обмоток трансформатора и замыкающиеся по кон
туру, образованному этими обмотками.
Расчетная мощность трансформатора при соединении обмоток
в треугольник не изменяется.
Для устранения в сердечнике трансформатора постоянной состав
ляющей потока вынужденного намагничивания применяют расщепле
ние каждой вторичной обмотки на две части с последующим соедине
нием шести обмоток способом «зигзаг».
Схема трехфазного выпрямителя, первичные обмотки трансфор
матора которого соединень1 в треугольник, а вторичные
- в зигзаг,
показана на рис. 4.4, а. В такой схеме потока вынужденного
намагни
чивания нет, так как в каждом стержне постоянные составляющие
намагничивающих сил полуобмоток компенсируются. О
днако нужно
1
83
учесть, что использование вторичных обмоток трансформатора по
мощности при этом ухудшается. Это объясняется тем, что на вторичной
стороне трансформатора результирующие э. д. с. каждой фазы, опре
деляющиеся геометрической суммой э. д. с. двух полуобмоток, нахо2
дящихся на разных стержнях, будут в
раза меньше суммарной
образом, выпрямленное напряжение имеет шестифазные пульсации,
хотя продолжительность работы каждого вентиля осталась такая же,
как и трехфазной схеме с нулевым выводом.
В мостовом выпрямителе нет вынужденного намагничивания сер
дечника трансформатора, так как ток во вторичной обмотке протекает
за период дважды, причем в противоположных напр,ав.тrениях.
э. д. с. двух полуобмоток, расположенных на одном стержне; в резуль
тате ухудшается использование меди вторичных обмоток трансформа
тора.
Из векторных диаграмм рис. 4.4, 6 следует, что действующее зна
чение фазной э. д. с. на вторичной стороне трансформатора при соедиэ. д. с. одной
нении обмоток в зигзаг Еа .зиr = VЗ Е�, где Е� = Ел
по.Тiуобмотки, равная половине э. д. с. нерасщепленной обмотки.
Таким образом,
[ili['
+-
iщt
tic
о
с
Ud
I
(4. 19)
Еа.зиг
\
\
/
\
о
Следовательно, расчетная мощность вторичных о бмоток увеличится,
хотя расчетная мощность первичных обмоток останется без изменения
по сравнению с обычной трехфазной схемой. В результате типовая
мощность трансформатора также увеличится и станет равной
Sт=1,46Pd•
еа
е
\
Udo
\
.,.
О'
(4.20)
Трехфазный мостовой выпрямитель
Схема и временнь1е диаграммы токов и напряжений трехфазного
мостового выпрямителя (схема Ларионова) при идеализированных
условиях (L 8 = О, r0 = О, Гпр = О) изображены соответственно на
рис. 4.5, а и 6.
В схеме последовательно соединены две трехфазные выпрямитель
ные группы: анодная В 4 , В 6 , В 2 и катодная В1 , В 3 , В 5 , каждая из которых
повторяет работу трехфазной схемы с нулевым выводом. Следователь•
но, при таком же значении э. д. с. вторичной обмотки трансформатора
Е2 , как и в трехфазной схеме с нулевым выводом, данная схема имеет
среднее выпрямленное напряжение Иа в два раза больше, или, нао
борот, при том же значении Иа э. д. с. Е2 будет в два раза меньше
(Е2 = 0,43 Ud),
В мостовой схеме одновременно пропускают ток два вентиля:
один - с наиболее высоким потенциалом анода относительно нулевой
точки трансформатора из катодной группы венти.тrей, а другой с наиболее низким потенциалом катода из анодной группы вентилей.
Так, например, в интервале N0
М1 (рис. 4.5, 6) пропускают ток
вентили В 1 и В 6 , в интервале N1 - М 1 - вентили В 1 и В2 , в интервале
N1 - М 2 - вентили В 2 и В 3 и т. д.
В интервале N0 - М 1 выпрямленное напряжение ud определяется
разностью фазных э. д. с. е. - еь (на рис. 4.5, 6 эта разность заштри·
хована), в интервале N1 - М 1 напряжение ud
е. - ее и т. д. Таким
84
......i.
�о,
Рис. 4.5. Трехфазный мо
стовой выпрямитель при
активной нагрузке (L a = О,
=
Га
О, Гпр = О):
а - схемэ; б - времеинЬlе
диаrраммы токов и напря•
жеиий
1
CJ
LJ
п
Б)
Электрические параметры схемы Ларионова рассчитываются по
формулам, приведенным ранее в общем виде для многофазного выпря
мите.�я. Следует только считать, что т2
6, а также вместо фазной
э. !f· с. Е2т учитывать линейную э. д. с. VЗ- Е2т , При определении
деиствующего значения тока во вторичной обмотке, учитывая, что
:0 к в э той обмотке близок по фо рме к прямоугольнику, можно считать
1а � 1,,. Параметры мостово
й трехфазной схемы приведены в табл. 4.1.
В насrоящее время, когда в основном применяются силовые полу
проводниковые вентили, схема Ларионова получила широкое приме
нение вследствие ее хороших технико-экономических показателей:
эффективного использования трансформатора, малой величины обрат85
ноrо напряжения на вентиле, сравнительно малого коэффициента пуль
саций, высокого к. п. д. и др.
Табл ица 4.1
При активной нагрузке /2 = 0,583 /d , т. е. разница незначительная.
Для выпрямителя, работающего в таком же режиме, но с числом
пудьсаций за период в выпрямленном напряжении т2
Основные параметры схем выпрямителей при активной наrрузке
(4.22)
(r0 = 0, La = O)
Схема выпрямителя
1 l
Нагрузка
Вентили
Трансформатор
}'",_ 1 _!,_ i _/_,_ i �1_ 1 � 1
Sт
ud
ld
nld p d
pd
Pi
И обр max
Ud
!_а__
fd
l ат
ld
Кп(I)
Однофазная двухпо- 1, l1 0,79 1,11 1,23 1,73 1,48
лупериодная с нуле-
3,14
0,5 1,57 0,667
Однофазная мосто- 1,11 1,11 1,11 Ц3 1,23 1,23
вая
Трехфазная с нуле- 0,855 0,583 0,476 1,22 l,48 1,3.S
БЫМ ВЫВОДОМ
Трехфазная мосто- 0,427 0,8[7 0,817 1,0.S l,O.S 1,05
вая
l,57
0,5 1,57 0,667
2,09
0,33 1,21 0,25
1,05
0,33 1,04 0,057
БЫМ ВЫВОДОМ
Пульсации в линейном токе первичной стороны трансфор
ма тора практически отсутствуют, так как они имеют трехкрат-
с
rd
l,d
_____... tid
§ 4.2. СХЕМЫ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ ТРЕХФАЗНОГО ТОКА
С АКТИВНО-ИНДУКТИВНОЙ НАГРУЗКОЙ
а)
Трехфазный выпрямитель с нулевым выводом
Режим r0 =0, L 8 =0, O<Ld <co
В выпрямителях трехфазного питания для уменьшения переменной
составляющей вы·прямленного тока обычно последовательно с наrруз·
кой включают индуктивный сглаживающий фи.тrьтр, индуктивность
которого L d имеет конечное значение (рис. 4.6, а).
Временные диаграммы идеального выпрямителя, первичная об
мотка которого соединена в треугольник, приведены на рис. 4.6, 6.
Кривая тока в вентиле здесь строится точно так же, как и для однофаз
ного выпрямителя с нудевым выводом, работающего в ана,1оrичном
режиме.
При малых пульсациях в кривой выпрямленного тока данный режим
работы выпрямителя практически мало отличается от режима при актив
ной нагрузке, поэтому здесь может быть использована рассмотренная
выше методика расчета трехфазного выпрямителя с нудевым выводом
при активной нагрузке. Это можно показать на примере определения
действующего значения тока вторичной обмотки трансформатора без
учета пульсаций:
I,� { i,, х /jdi}�;j �О,581,.
86
.......
(4.21)
г
�
u
б)
Рис. 4.6. Трехфазный выпрямuтель с нvлевым выводом при
активно-индуктивной нагрузке (ra = О, L; = О, О< Ld < оо ):
а - схема; б - временные диаграммы токов и напряжений
ную частоту и замыкаются в контуре, образованНQМ первичными
обмотками трансформатора.
Режим ra=O, L 8 *0, Ld=co
Эквивалентная схема и временньrе диаграммы выпрямителя изобра
жены на рис. 4.7, а и 6.
Рассмотрим режимы, соответствующие двум интервалам периода:
интервалу одиночной работы вентидя, когда ток в вентиле равен току
нагрузки (рис. 4.7, 6) и интервалу одновременной работы двух смеж
ных по фазе вентилей, называемому интервалом коммутации. В те87
чение интервала коммутации ток в одном вентиле уменьшается от
ld до нуля, а в другом - увеличивается от нуля до / d•
В период �ом111у!ации анализ схемы удобно производить методом
наложения деиствии источников синусоидальных э. д. с. вторичных
обмоток трансформатора и источ
ника постоянного тока /d, дей
ствующего за счет энергии, за
пасенной в магнитно:\! поле
сглаживающего реактора Ld к
началу коммутации, как это было
выполнено для однофазной схе
мы с нулевым выводом (см.§ 3.3).
Опуская промежуточные вы
а)
к.т1адки, приведем закономерно
сти изменения токов в вентилях
В1 и В2 в период коммутации:
Выражение внешней характеристики в относительных единицах в об
щем виде (3.53) сохраняется и для трехфазного выпрямителя, только
значение коэффициента А = 0,87.
Максимальное значе1!ие обратного напряжения U06p. max на вентиле
определяется амплитудои линейного вторичного напряжения трансформатора.
е
Vз
=2
Ха
(1-cos 'l't)
(4.24)
и среднее значение выпрямлен
ного напряжения:
где Иdo - среднее значение вы
прямленного напря
жения при хоJiостом
ходе;
ЛИ
х - среднее значение поБ)
тери выпрямленного
Рис. f.7. Эквивалентная схема (а) и вренапряжения, обусменные диаграммы токов и напряжений (б)
ловленного коммутрехфазноrо )3Ыпрямителя при r8 = О,
Lа <F О, Ld
тацией за треть пе•
риода.
Среднее значение выпрямленного напряжения с числом п ульсаций m2
tJ
00
иd
=
m2 1 d•
. л
т2в
-;;;
'' 2m SlП т2 - 2л Ха
(4.26)
Уравнение (4.25) представляет собой внешнюю характеристику
трехфазного выпрямитеJiя с нулевым выводом в абсолютных единицах.
88
-
�ь
•с
--··\. ,----,, г-
л
(4.23)
,
ic
л
iJ
i.J,
tJ,
1
1
1
v-r
-==='�
v
�
,
-·
1 i
11//\
+н�\_д,
1
1
1
1
1
1
�
I
о,ва
0,75
р, ь----'\.:::==�
1
1
�в
✓1-т2 ЧJ(r)
1,00
k.lmг = Z
а,95 �
mг=J � ....
0,90
mг=S "G,85
0,70
0,65
о 10 zo ао 1+1J 50 rQ
Cqo
Б)
O,J5 г--г-г--т::::-.
0,3[) t--+--;;,,l"l---+--=-i
0,25 ....-:::+---+-''---'1------<
�201---+---+-4---1
Ц/51---+--l---+-.......t
0,IOt----t-::;;;;jal;�.,.,...j
01 05
а)
o .........i......J.-.1-...J
10 20 за r·
б)
Рис. 4.8. Временные диаграммы токов первичных обмоток трехфаз
ного выпрямителя с нулевым выводом при rа = О, La + О, La = оо (а),
поправочные кривые для определения действующего значения тока
во вторичной обмотке трансформатора (6) и пульсаций выпрямлен•
ноrо напряжения (в)
Значение первоначального скачка обратного напряжения ЛU06Р на
вентиле, которое является важным параметром при ана,11изе аварийных
режимов схемы, определяется согласно рис. 4.7, 6:
ЛИобр = VЗ Е2т sin у.
Кривые первичных токов представлены на рис. 4.8, а. На этом
рисунке показаны оси iл 1 и и л, с которыми совпадают по направлению
амплитуды основной гармоники тока первичной обмотки и напряже
ния сети для фазы А. Основная гармоника тока i Al оказывается сдви
нутой в сторону отставания от напряжения и л на угол <р1.
Точное определение ЭJiектрических параметров выпрямителя зна•
читеJiьно усложняется, так как форма кривых токов во вторичной и
первичной обмотках трансформатора зависит от угла коммутации.
89
Действующее значение тока вторичной обмотки в общем случае
можно определить, учитывая для идеального режима поправочные
кривые, приведенные на рис. 4.8, 6:
12 =,}d VI-m 2'\jJ(y),
r т2
,1, ( ) = sin у (2+cos у)-у (1-2 cos у)
't' У
2:rt(I cosy)2
i
потенциала
(точка а) соответствует моменту появления положительного ия - интер
мутац
ком
ается
начин
та
момен
этого
С
•
В
я
на аноде вентил 2
• Закономерность изменевал одновременной работы вентилей В 1 и В 2
(4.27)
(4.28)
Для трехфазного выпрямителя с нулевым выводом ток /2 с учетом
угла коммутации снижается на 5 + 10%, поэтому в расчетах поправоч
ныи. коэффициент можно не учитывать. Аналогично определяется и
ток 11.
Коэффициент пульсаций выпримленного напряжения для гармоники
q в общем виде
i}
н
1 'r 1
ud
и'· 1 и" 1
ко I
(4.29)
KOI
1 1
где поправочный коэффициент
И,q,т
Bqo = -ТГ--иdо =
= f/1 + sin у (q2m� sin y+2qm2 sin qm2y) +cos у (cos у+2 cos q�y)
q2m2 -I
(4.30)
при разпичных значениях qm2 представ,'Iен графическими зависимос
тями на рис. 4.8, в.
Режим Га#- О, L3•= О, Ld = оо
Данный режим наблюдается в трехфазных выпрямителях малой
мощности при использовании в качестве вентилей кенотронов иJiи
сеJiеновых вентиJiей.
Работа схемы в данном режиме, как и в предыдуще�, характери
зуется двумя интерваJiами: интерваJiом, в течение которого пропускает
ток тоJiько один вентиJiь, и интерваJiом коммутации,когда одновременно
пропускают ток два вентиля (рис. 4. 9, а). Коммутация здесь обусJiов
лена сопротивпением r., в предыдущем режиме коммутация была обу
СJiовлена индуктивностью L •.
В период одиночной работы вентиJiя (например, вентиJiя В1) ток
i.! нем равен выпрямJiенному току /d, а потеря напряжения в анодной
цепи равна r.I.d. Полагая, что э. д. с. еа, еь, е0 синусоидаJiьны и пред
ставляют собои симметричную трехфазную систему, получим выпрям
ленное напряжение в период одиночной работы вентипя В1 :
( 4.31)
Кривая и�о (рис. 4.9, а) расподожится ниже кривой еа на веJiичину
постояннои. составJiяющеи rа1d• Точка пересечения кривых и�0 и еь
90
,1
а·
1"
а)
о
t
еа
ra
ld
о)
�d
в)
t1{
17:t
Id
г)
Рис. 4.9. Трехфазный вып рямитель с ноо:
улевым выводом при Га=/= О,
L8 = О, Ld =
эквивалентная схема выпрямителя д.ля
временнЬ1е диаграммы; 6
а
ании ме
интервала коммутации; в. е - расчетн61е схемы при использов
тод а на�,оже�-�ия
ния выпрямленного напряжения в течение интервала коммутации
определится уравнениями:
(4.32)
Сложив оба уравнения, получим
(4.33)
91
(4.34)
Определим внешнюю характеристику трехфазной схемы выпрями
теля с нулевым выводом. Среднее значение выпрямленного напряже
ния
(4.35)
(4. 40)
Но по первому закону К.ирхгофа
поэтому
К:ривая напряжения и�0 в период коммутации представлена на
рис. 4.9, а участком аб.
В период одновременной работы вентилей В1 и В2 выпрямитель
можно представить эквивалентной схемой (рис. 4.9, 6), содержащей два
источника э. д. с. еа и еь и один идеальный источник постоянного тока/d•
Согласно эквивалентной схеме токи в вентилях определим мето
дом наложения действий источников э. д. с. еа и еь и источника тока/d•
При действии только источников э. д. с. еа и е0 (рис. 4.9, в) токи в вен
тилях В1 и В2 равны по величине, но противоположны по направлению:
=
ia~=- iь~ = iк =
v�; m siп (-&- а).
2
а
(4.36)
В последнем выражении отсчет времени ведется с момента t0 , соот
ветствующего точке а (см. рис. 4. 9 , а). Следует обратить внимание па
то, что ток iк совпадает по фазе с э. д. с. (еь - еа) и что участок кривой
тока iк, соответствующий периоду коммутации, практически прямо
линейный.
При действии только источника тока /d токи в венти.11ях одинаковы
по величине и по направлению и равны / (рис. 4.9 ,г). Таким образом,
в период коммутации токи в одновременно работающих вентилях рав
ны:
(4.37)
При '\' ,;;; 40 ° токи ia и iь практически изменяются по прямолинейному закону, при этом а=
В момент, когда -& ='\',ток iь = ld , В этом случае
f.
1 d _ /__,i_
- 2
_ J'..)
· fд
+ Vз Е2т
u
а
2r
откуда угол коммутации
'\'=2arcsin
S 1П \
;!_1
d
Ji 3 Е2т
2
•
,
(4.38)
(4.39)
Продолжительность работы каждого вентиля с учетом угла коммута2л
ции будет равна 3 у.
+
92
111111.i..____
гд е напряжения и�0 и u�0 определяются из выражений (4.31), (4.35),
- из рис. 4.9, а.
а э. д. с. еа и
Вычисления (4.40 ) приближенно дают выражение внешней характе
ристики выпрямителя:
(4.41)
Определим закономерности изменения тока в вентш1е на интервале
одиночной его работы и одновременной работы двух вентилей (при
отсчете времени от точки О'):
i� = /d,
·d
/d
(4.42)
.
la =2 -lк
Действующее значение тока во вторичной обмотке трансформатора
подсчитанное по (4.42), получается незначительно меньше, чем
вычисленное по (4.22) для случая идеального выпрямителя. То же каса
ется и величины тока /1 в первичной обмотке трансформатора. Поэтому
практически можно рекомендовать вести
расчет данного режима, используя методику для идеального режима при активной
нагрузке.
С
Погрешность, вносимая коммутацией
при вычислении коэффициента пульсации
выпрямленного напряжения, также незна
r
чите,1ьна. Так, например, при ..!'.,;;; 0,2;
rd
Кп(I) возрастает только на 3% (с 25 до 28% ).
/2,
ШВ
Шестифазный выпрямитель с нулевым
выводом
l,d
Тенденция к увеличению частоты пуль '--......_.,_...,_,.__._... +
сации, что способствует сглаживанию кри Рис. 4.10. Схема шестифаз
вой вьшрям,'lенного напряжения, привела ноrо выпрямителя с нулевым
к созданию выпрямителей с шестифазным
выводом
вторичным напряжением анодного транс
форматора. Простейшим из них явi1яется шестифазный выпрями
тель с ну левым выводом (рис. 4 .1 О).
Анодный трансформатор этого выпрямителя имеет одну первичную
трехфазную обмотку, соединенную звездой, либо треугольником, и
93
две вторичные трехфазные обмотки, соединенные в шестифазную звез
ду таким образом, что э. д. с. вторичных обмоток оказываются сдвину
тыми относительно друг друга по фазе на угол 60°. В результате каж
дый вентиль пропускает ток в течение времени, определяемого уr.�юм
60° у, а кривая выпрямленного напряжения имеет шестикратные
пульсации.
Однако данная схема практически не применяется, так как обла
дает низким коэффициентом испо,1ьзования трансфор:,,�атора (О, 7),
недостаточно эффективным использованием вентилей (вентиль про
пускает ток приблизительно в течение одной шестой части периода),
наличием в сердечнике трансформатора потока вынужденного намагни
чивания, который обусловлен нескомпенсированным н. с. на стерж
нях трансформатора, крутопадающей внешней характеристикой (А
= 1,23). Электрические параметры шестифазной схемы приведены
в табл. 4.2.
Табл иц а 4.2
*
Основные параметры схем выпрямителей при активно-индуктивной нагрузке
(ra =0, La О, Ld = co)
Схема выпрямителя:
Е
2
1 1
2
Трансфор атор
м
Иа ---г;;
1
1
/ 1 5 1 S, 1 S
1 nl
d
Р:
Однофазная двухпо- l,11 0, 7 07
лупериоднан с нулевым выводом
JOi f'd
Вентили
НаКоэфгруз- фицнент
ка
внеюw
Иобр max �
ракте�п(I) ристики
/
Ud
ld
А
ней ха�
,57 l,34
3, l4
0,5 0,67
Трехфазuан с нуле- 0, 855 0,58 О,47 1,2l 1 , 48 1, 35
1
,
,
1
1
1
,
вым выводом
2,1
0 33 0, 25 0, 87
1
1 , ,
«звез- О, 855 0,58 0,47 1, 21 / t, 7 l 1, 46
,
1
1
1
,
1
1
2,1
Трехфазuая
да -зиrзап,
1
1,11
l
1,05
Двойuая трехфаз- 0,855 0,29 0,405 1,05 \,48 1,26
ная с уравнительным
реактором
2,1
0,17 0,057
0,5
Трехфазный мостовой выпрямитель
Процессы в схеме при активно-индуктивной нагрузке для режима
rа
О, La О, Ld
оо представлены вре:меннь1ми диаграммами рис.
4.11.
Электрические параметры схемы приведены в табл. 4.2. Каждый
вентиль в мостовой схеме пропускает ток в течение времени, опреде94
Двойной трехфазный
выпрямитель
с уравнительным реактором
(схема Кюблера)
В схему (рис. 4.12, а) входят
два трехфазных выпрямителя,
питающихся от различных трех
фазных вторичных обмоток
трансформатора, каждая из ко
торых соединена в звезду. Си
стемы напряжений вторичных
обмоток сдвинуты по фазе отно
сительно друг друга на угол л/3.
Первичная обмотка трансформа
тора соединяется либо звездой,
!}
либо треугольником. Наличие
уравнительного реактора с боль
шой индуктивностью обеспе
чивает независимую работу каж
дого трехфазного выпрямителя.
iJ,
В результате продо,1житель- ,
ность работы вентилей такая же,
как и в трехфазной схеме Рис. 4.11. Временные диаграммы трехфаз
с нулевым выводом, но часто- ного мостового выпрямите.1я при Га О,
та пульсаций выпрям.r�енного
La =f, О, Ld = оо
напряжения получается шести
кратной по сравнению с частотой питающего напряжения сети.
Коэффициент полезного действия данной схемы выше по сравне
нию с мостовой схемой, так как здесь работающие вентили включены по
отношению к нагрузке параллельно (что имеет существенное значение
при использовании ионных вентилей). Но амплитудные значения обрат
:ых напряжений больше, чем в мостовой схеме. Схема с уравнитель:1м реактором широко применяется для питания выпрямленным нап
р жением различвых установок большой мощности, для которых
повышение 1,. п. д. является одним из важных требований.
Г\
1,05
Шестифазнан с ну- 10, 741 0,4 l О,58 1, 28 1, 81 1, 55
,
1
1
1
1
1
левым выводо,1
1
0,35
-+
2:л:
ляемого углом -3 v; выпрямленное напряжение имеет шестикратные пульсации, обратное напряжение на вентиле определяется
линейным напряжением. Схема отличается высоким коэффициентом
использования трансформатора
(Pd 0,95\, эффективным ис/
' Sт
"
пользованием вентилеи, отсутствием в сердечнике потоков
вынужденного намагничивания,
что обусловило ее широкое прак
тическое прю1енение.
D
95
Принцип действия схемы можно объяснить составляя временньrедиа
граммы, представленные на рис. 4.12, 6 для идеального режима ra =
= О; L. = О, Ld = оо, Lyp = оо. Коммутация тока осуществляется
только между вентилями одного трехфазного выпрямителя. При иде
альных условиях коммутация осуществляется мгновенно, поэтому
в каждом трехфазном выпрямителе в любой момент времени ток про·
в
i·
е
с
г
Lац
Ud
1,35Е2
1, 1 7Е2
гr-----
Рис. 4.12. Двойной трехфазный выпря1штель с уравнительным реактором:
временн61е диаrраммыi е
внешняя харан.теристика
пускает только один вентиль, а следовательно, во всей схеме - два
вентиля. Например, в интервале N0 - М 1 (рис. 4.12, 6) одно
временно пропускают ток вентили В 1 и В6 , в интервале N1 - М 1 - вентили В 1 и В2 , в интервале N1 М 2 вентили В 3 и В 2 и т. д. :
При этом разность фазных э. д. с. анодных ветвей, одновременно
пропускающих ток, уравновешивается противо-э. д. с. уравнительного
реактора. На рис. 4.12, 6 эта разность показана заштрихованными
площадками.
Так, например, ec.JJи одновременно работают вентили В 1 и В 2 в ин·
М 1 , то напряжение, приложенное к уравнительному
тервале N1
реактору, будет равно
(4.43)
96
=е1 +икi, }
Udo = е2 - Ик2,
( 4.44)
напряжения на левой и правой частях уравнитель•
ного реактора.
Полагая, что обе половины уравш,тельного реактора идентичны,
Т. е, Ик1 = Ик2, ИЗ (4 .44) ПОЛУЧИМ
где Ик1 и Ик2
U do
а)
схема; 6
Udo
о�--=��,__.____.____
б)
а
На рис. 4.12, б это напряжение изобразится в виде линии кр. Для
М 2 напряжение и. = е2 - е3 (соответ
следующего интервала N 1
ствует линии pr) и т. д. Напряжение, приложенное к уравнительному
реактору, имеет приблизительно треугольную форму и изменяется
с тройной частотой по отношению к частоте питающей сети. Т ок на:1,1аг-.
ничивания уравнительного реактора iк протекает в контуре, состоящем
из работающих вентилей и уравнительного реактора; если не учиты
вать потерь в контуре, то ток iк отстает по фазе от напряжения Ик на
угол
Ток iк , налагаясь на токи работающих вентилей, изменяет их
форму, в анодных токах появляются пульсации тройной частоты.
Выпрямленное напряжение в цепи нагрузки можно опреде.�ить по
двум контурам:
Уравнение (4.45) выражает закономерность изменения мгновен
ного значения вьшря:1,1ленного напряжения при идеальных условиях.
Временная диаграмма для udo изображена на рис. 4.12, 6.
Следует обратить внимание, что при слишком малых токах нагрузки,
если амшштудное значение тока намагничивания реактора /кт стана·
вится равным максимальному значению тока вентиля одной фазы
выпрямителя (соответствующий этому режиму ток нагрузки называют
критическим и обозначают 1 dкр), реактор перестает выполнять функ
ции разделяющего. Схема становится обычной шестифазной схемой
с нулевым выводом, и;коммутация происходит в точках d1 , d2 , d3 и т. д.
(рис. 4.12, 6). Продолжительность работы вентилей уменьшается до
:rt
значения, определяемого углом 3
, выпрямленное напряжение несколько
увеличивается, и при холостом ходе крчвая udo совпадает с верхушками
синусоид е1, е2 , е3 и т. д. При этом среднее значение выпрямленного
напряжения холостого хода увеличивается от 1, 17 Е2 до 1,35 Е2 •
При учете анодных индуктивностей величина выпрямленного нап
ряжения зависит от тока ,нагрузки, так как ток нагрузки определяет
угол коммутации, а �J1едователыю, и потери напряжения в вьшря
ми;еле. Внешняя характеристи1<:а выпрямителя с разделяющей катуш
кои для реального ,режима имеет два участка (рис. 4.12, в). Участок от
О до /dкр соответствует шестифазному режиму работы выпрямителя,
участок от 1dкр и ВЫf!!е - трехфазному режиму, причем наклоны уча
стков разные. Намон внешней характеристики шестифазного выпрями
теля характеризуется коэффициентом А = I ,23, в то время как для
выпрямителя с уравнительным реактором, работающего в режиме
4
И. М, Чиженко
97
трехфазного выпрямления, А
0,5. Электрические nараметры двойного трехфазного выпрямителя приведены в табл. 4.2.
Шестифазный режим в схеме с уравнительным реактором является
аномальным. Чтобы его избежать, разделяющую катушку ·необходимо
шунтировать либо балластным резистором, либо специальным генера
тором - утроителем частоты.
Двойной трехфазный выпрямите,'1Ь с уравнительным реактором
в обычном режиме является потребителем реактивной мощности.
Улучшение коэффициента мощности таких выпрямителей является
актуальной задачей, так как их мощности, как правило, очень большие
(например, мощность выпрямителей на преобразовательных подстан
циях алюминиевых заводов определяется десятками мегаватт).
Выпрямленное напряжение с 12-кратными пульсациями может быть
получено при составлении сложных схем выпрямления.
Различают 12-пульсациоиные схемы последовате,пьноrо и параллельного типа. Схема пос,1едовательного типа представляет
собой последовательное соединение
д вух трехфазных мостовых схем
(рис. 4.13).
В этой схеме используется один
трансформатор с тремя обмотками.
Вторичных обмоток две: одна соеди
няется в звезду, а вторая в тре
угольник, поэтому системы вторичных
напряжений оказываются сдвинутыми
rd по фазе° относительно друг друга на
угол 30 . Каждая из вторичных об-·
моток подк,1ючается к мосту, а так как.
мосты соединяю�:ся между собой · •
последовательно, то выпрямленное на
пряжение за период представляет со
бой огибающую 12 верхушек сину
соид, сдвинутых по фазе относительно
°
Рис. 4.13. 12-пульсационный вы- друг друга на угол 30 . В резульпрямитель
тате выпрямленное напряжение содержит 12-кратные пульсации, при
этом коэффициент пульсаций по основной_ гармонике
2
= (qm2)2- 1 = 0, 0135 .
( 4.46)
Максимальное обратное напряжение на вентиле
(4.47)
Иобр mах =0,525 Исz,
где Иd - среднее значение выпрямленного напряжения на нагрузке.
Остальные·расчетные данные определяются так же, как и ддя трех
фазной мостовой схемы.
98
§ 4.4. ЭКВИВАЛЕНТНОЕ ВНУТРЕННЕЕ СОПРОТИВЛЕНИЕ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ
Внешняя характеристика в абсолютных единицах выпрямителей
О, определяется зави·
большой мощности; для которых ,. = О, L.
симостью (4.2 5):
(4.48)
§ 4.3. 12-ПУЛЬСАЦИОННЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ
Кп(i)
12-пульсационное выпрямленное напряжение можно также полу
чить, соединяя параллельно либо две трехфазные мостовые схемы,
дибо две cxe:viы с уравнительным реактором. При этом для ограничения
схемами их включают не просто
уравнительного тока между отдельными
.
параллельно, а через уравнительныи реактор с нулевым выводом.
Осуществляя более сложные соединения выпрямителей, можнQ
по.J!учить выпрямленное напряжение с числом пульсаций 18, 24 и т. д.
эквивалентное внутреннее сGпротивление выпрямителя;
ш - угловая частота питающего напряжения;
т2
число фаз вторичной обмотки трансформатора.
У выпрямите,'lей малой мощности, для которых можно принять
,. =f= О, L a = О, внешняя характеристика определяется зависимостью
(3.27):
(4.49)
И d = И do - r.I d•
Д,11я неуправляемых выпрямителей с учетом, что '•
внешняя характеристика определяется уравнением
где
ud = Udo-rxJ d-r.l d = Udo -r.ldl
о,
(4.50)
(4. 5 1)
называют э к в и в а л е н т н ы м в н у т р е н н и м с о п р о т и в ·
л е н и е м в ы п р я м и т е л я. Уравнение (4.51) справедливо
для выпрямителей с полупроводниковыми вентилями, сопротивлением
которых в прямом направлении можно пренебречь. Для мостовых
выпрямителей трехфазного питания этой характеристике соответствует
режим одновременной работы поочередно двух-трех вентилей. Следует
отметить, что величина rx 0 не свя.�ана с потерями энергии в выпрями
теле, она учитывает лишь уменьшение среднего значения выпрямлен·
нога напряжения вследствие закорачивания цепи нагрузки в период
коммутации тока с одного вентиля на другой.
При использовании в выпрямителе ионных вентилей внешняя
характеристика определяется зависимостью
(4.52)
где
ч
исло
gпоследовательно включенных вентилей, через кото
рые проходит ток в один и тот же момент времени;
ЛИnр - падение напряжения на вентиле в прямом направлении
99
Для выпрямителей с ионными вентилями эквивалентное внутреннее
сопротивление
( 4.53)
§ 4.5. КОЭФФИЦИЕНТ ПОЛЕЗНОГО ДЕЙСТВИЯ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ
Коэффициентом полезного действия (к. п. д.) выпрямителей назы
вают в са:1,!ОМ общем случае отношение активной мощности Р•· н• выде
ляющейся в нагрузке к суммарной активной мощности Р•· вх, поступаю
щей в выпрямительное устройство из питающей сети
(4 .54)
Активная мощность, поступающая из питающей сети в выпрями
тельное устройство, не полностью используется в нагрузке. Она час
тично теряется в трансформаторе (ЛРтр ), в вентилях (ЛРв ), в сглажи
вающем фильтре (ЛРф), а также во всех вспомогательных устройствах
выпрямителя (ЛРвеп ), таких, как устройство пуска, защиты, управле
ния, сигнализации и др. Таким образом,
Ра. вх Ра.н ЛРтр ЛРв ЛРФ ЛРв еп·
(4.55)
Активная мощность, выделяющаяся в нагрузке, с учетом пульса
ций выпрямленного напряжения
Ра.н = Ud/ d+rdz:фф(I)
(4.56)
+rdz:фф(q)
+.. .
+... ,
где / •ФФ (q) - действующее значение q гармонической составляющей
выпрямленного тока.
При идеальной фильтрации пу.11ьсаuии тока в нагрузке отсутствуют
и к. п. д. выпрямителя (выпрямители большой мощности)
У}
(4.57)
Здесь Pd = U d /d - полезная мощность нагрузки, равная мощности
постоянных составляющих выпрямленных тока и
напряжения;
:r ЛР - суммарная мощность всех потерь в выпрямитель
ном устройстве.
§ 4.6. ВЫПРЯМИТЕЛИ, ПИТАЮЩИЕ НАГРУЗКУ
С ПРОТИВО-Э.Д.С.
При практическом использовании выпрямите.пей нагрузка зача
стую содержит противо-э. д. с. (электролизные устройства, аккуму
ляторы, двигатели постоянного тока и др.) и пассивные элементы,
ограничивающие пульсирующий ток (индуктивность или активное
сопротивление).
Если в качестве ограничивающего элемента применяется активное
сопротивление, то при постоянной противо-э. д. с. в цепи нагрузки
100
выпрямител ь следует рассматривать как работающий на активно
еикостную нагрузку с учетом, что емкость конденсатора равна беско
нечно большой величине. Подобный режим работы выпрямителя
о писывается в гл. 11.
Рассмотрю.� режим, когда для сглаживания тока в цепи нагрузки
иво-э. д. с. используется реактор. Расчет выпрямителя с такой
прот
с
нагрузкой, если считать, что величина индуктивности сглаживаю
rдеrо реактора Ld бесконечно большая, не отличается от расчета
выпрямителя с активно-индуктивной нагрузкой при идеальном сгла
живании тока в цепи нагрузки. Это связано с тем, что в цепи с постоян
ным током активное сопротивдение, на котором будет постоянное
вг
-.-L
~
tе
15)
2
i
а)
б)
Рис. 4.14. Однополупериодный выпрямитель, нагруженный' двига
телем постоянного тока:
а - эквивалентная схема; 6 - временные диаграммы; в - определение
тока по двум составляющим
падение напряжения, cor.riacнo теореме о компенсации можно заме
нить постоянной противо-э. д. с., и наоборот.
Если индуктивность сглаживающего реактора учитывается как
реальная величина, то расчет выпрямителя необходимо производ�ть
с учетом пульсаций тока в цепи нагрузки. Рассмотрим работу про·
·стейшего выпрямителя.
Эквивалентная схема однофазного однополупериодноrо выпря1у1и
теля с идеа.r�ьным вентилем (r. = О, L.
О, Гпр = О), питающего
нагрузку с постоянной противо-э. д. с., последовательно -с которой
включен сглаживающий реактор, представлена на рис. 4.14, а.
Обозначения на схеме: Еа - постоянная противо-э. д. с., Ld - ин
дуктивность, определяемая как сумма индуктивностей L. и Lp ,
Расчет тока в схеме наиболее просто можно произвести, исполь
зуя метод наложения действий источников переменной э. д. с. е2 и
постоянной э. д. с. Ed на интервале, когда венти,1ь пропускает ток
в прямом направлении, так как в течение этого интерва.тrа эдектрическая uепь линейна.
Момент, с которого вентиль начинает пропускать ток, опреде
яе
л тся точкой
. , в которой потенциал анода становится положительным
101
по отношению к потенциалу катода. На рис. 4 .14 , б этому моменту
соответствует точка А, для которой фазовый угол 'Ф определяется
из уравнения
(4.58)
Действие источника переменной э. д. с. е2 = Е2т sin tt в схеме
при закороченном источнике постоянной э. д. с. Ed (полагаем, что его
внутреннее сопротивление равно нулю) характеризуется уравнением
di"'
.
E2mS1П{}=(J)L d{J,,
где L = L a + Lp ,
Решение уравнения (4.59) имеет вид
l't
- = Е2т \
· д dд
Stnu
u·= Е2т
(J) L (COS'ljJ-cosft).
lи
(J)L J
(4.59)
(4 . 60)
Действие источника постоянной э. д . с. E d в cxe:v1e при закоро
ченном источнике переменной э. д. с. е2 (внутренним сопротивлением
сети пренебрегаем) характеризуется уравнением
-
dio
Еd = (!)L d{J
•
(4.61)
Решение уравнения (4. 61) дает
l't
Ed \ dtt = - �q (ft-•1•)
ro L J
ro L
't' •
'Ф
(4 .62)
Ток в схеме при одновременном действии источников э. д. с. е2 и Ed
i= iи+ 10 = E;L (costp-cos tt)-fl (i'I- -ф).
(4 . 63)
Чтобы определить длительность л прохождения тока через вен•
тиль, 11еобходимо решить уравнение '
'Ф+1-
� (Е2т sin tt
'Ф
Ed) dtt = О.
(4. 64)
Выражение (4 . 64) яв,1яется результатом решения уравнения
(Е2т sin tt - E d) = wL :�·с учетом, что при ft = л i = О. Выраже
ние (4 . 64) определяет площадь, ограниченную синусоидой е2 , относи
тельно линии Ed (рис. 4 .14 , 6). Эта площадь и�1еет как положитель
ные значения (выше линии Ed), так и отрицательные значения (ниже
линии E d), поэтому равенство (4 .64) удовлетворяется, если положи
тельная площадь будет равна отрицательной. Уравнение (4.64) удо
влетворяет также условию равенства нулю среднего значения напря
жения на индуктивности L.
102
На рис. 4 .14, в построены кривые токов iи, i0 и i соответственно
по уравнениям (4 .60) и (4.62). Для удобства графических построений
кривые токов iи и i0 на рисунке размещены в одном квадранте. Точка
пересечения этих кривых (точка В) определяет момент, когда ток
вентиля проходит через нуль. Из рисунка видно, что длительность
пропускания тока вентилем зависит от расположения синусоиды,
представляющей функцию iсг., и прямой линии, представляющей функ
цию i0 , относительно друг друга.
Если выпрямитель питает 11 ц1ц
,
двигатель постоянного тока, про- !.я.
тиво-э. д. с. которого Ed изме- Iz
"
10
няется по величине (что связано 1,0
,-,с изменением его скорости), то
J
основные расчетные величины
JБО +- �1:
3 ✓
удобнее представить в .виде гра
JOO i' 1 '
5
1,1'
фических зависимостеи, являю- (],5
!"... 1'\.
200
щихся функциями Ed .
-,::
,�
На рис. 4.15, а показаны
1'
00
1
,�
.1""
зависимости изменения длитель- 0 11
ности л прохождения тока через
O 011
1,0 -..f2Ed 1,Цllf
0,5
о
вентиль (кривая 1), относительE zm
выпрямзначения
ного среднего
""
f
.
--
... '
а)
Е
т
d, где /2 = 1..!
ленного тока 12
J, 2 ro L
0,5
(кривая 2), и относительного
максимального значения тока в
[
вентиле ;; как функции относительного значения противо1,0
0,6
о
J/ Е d (кривая ).
э. д. с. -Е2-3
Б)
2m
На рис. 4.15, б приведены Рис. 4.15. Зависимости изменения относи
тельных токов (а) и мощностей (6) в схеме
зависимости изменения:
выпрямителя, рабо
относительной мощности дви однопо,1упериодного
тающего на двигатель постоянного тока
Ра2rо L
гателя постоянного тока � ,
2m
Е2
rде 2;� � условная мощность при .Ed = О (кривая 1); коэффициента
.
использования трансформатора Кр = р
где S2 = Е 2 /2 - типовая
мощность вторичной обмотки тр2нсформатора (кривая 2);
относительной мощности сглаживающего реактора Р� как функции
s1,
величины V2 Ed (кривая 3).
Е2т
Приведенные графические зависимости дают возможность рассчи
тать однофазный выпрямитель, питающий двигатель постоянного тока,
последовате,1ьно с которым включается сглаживающий реактор.
В Многофазных выпрямителях, питающих нагрузку с противо
д.
с., следует различать два режима работы цепи нагрузки: 1) режим
.
э
103
с прерывистым током и 2) режим с непрерывным током. В режиме
с прерывистым током каждая фаза с вентилt>м работает независимо от
других как однофазный однополупериодный выпрямитель. Токи
в фазах протекают в течение времени, определяемого углом меньше 2:n:.
т2
В цепи нагрузки токи всех фаз
суммируются. Для этого ре•
жима применима методика анализа однополупериодиого выпрями
теля.
В режиме с непрерывным током также применима рассмотренная в параграфе методика, если
в цепи нагрузки учитывать лишь
а)
противо-э. д. с. Еа, полагая Lp = О.
е
Продолжительность прохождения
Ed�-.1'--"1,-'�-......,,F,--.--'fl&тока через каждый вентиль в тече2:n:
ние периода здесь больше, чем .
,
т2
Ток в цепи нагрузки (резуль
тат наложения фазных токов) со•
держит постоянную и перемен
ную составляющие. Д,1я трех
фазного выпрямителя большой
мощности с нулевым выводом, ра·
ботающего на противо-э. д. с.,
эквивалентная схема и времен
нь1е диаграммы представлены на
рис. 4.16, а, б.
Если ток пропускает вентиль
В 1 , то закономерность изменения
этого тока определится из уравнения
§ 4.7. ПУЛЬСАЦИИ ТОКА В ПИ:J'АЮЩЕй СЕТИ
,
- ��
--
_ /_
1
;
_,
где k = l, 2, 3, ..., тп - число пульсаций выпрямленного, напря·
жения за период.
Если не учитывать угол коммутации у и считать, что ток питающей
сети имеет прямоугольно-ступенчатую форму (La = оо), то относи
тельное содержание гармонических составляющих в общем случае
будет определяться закономерностью
j
(4.65) _:
Рис. 4.16. Трехфазный выпрямитель
е, 11улевы,1 выводом, работающий на
противо-э. д. с.:
Момент времени, определяющий
начало работы вентиля В 2 (точка В
(1 - ЭКВИВЭЛСНТНЭЯ схема; 6 - времеННЬiс на рис. 4.16, б), вычислится из
диаграммы
условия возникновения между ано
дом и катодом вентиля положительного напряжения
(4.66)
которое оказалось независимым от тока i •·
Таким образом, при данном режим� ток в вентиле В1 не оказывает
влияния на режим работы вентиля 8 2 , т. е. вентили в многофазном
выпрямителе пропускают ток независимо друг от друга так же, ка к
и в однофазном однополупериодном выпрямителе.
104
Если мощность выпрямителя мала относительно общей мощности
питающей сети, то влияние выпрямителя на режим работы сети можно·
не учитывать. Напряжение сети при этом имеет синусоидальную
�рму.
Если мощность выпрямителя соизмерима с мощностью сети, то
влияние выпрямителя на режим работы сети необходимо учитывать._
В этом случае, вследствие содержания высших гармоник тока в пер
вичной обмотке трансформатора, а следовательно, и в питающей сети
падение напряжения, обусловленное внутренним сопротив,1ением
сети, вызывает искажение формы напряжения на входе выпрямителя.
Чтобы ослабить влияние высших гармоник тока в первичной обмотке,
на входе выпрямите.1Jя включают электрические фильтры, настроен
ные на соответствующие гармоники. Порядок высших гармоник в пи
тающей сети определяется в общем случае следующей закономер
ностью:
(4.67)
Iq _ 1
ri· - q•
(4.68)
где /1 и Iq - действующие значения токов основной и q-й гармоник.
Гармонические составляющие напряжения сети определяются, если
известны внутренние сопротивления питающей сети.
ГЛАВ А 5
УПРАВЛЯЕМЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ И ИНВЕРТОРЫ,
ВЕДОМЫЕ СЕТЬЮ.
Преобразовательные устройства с управляемыми вентилями часто
работают в реверсивном режиме, представляющем собой сочетание
двух режимов. Первый режим - выпрямление, когда энергия пере
менного тока преобразуется в энергию постоянного тока и передается
потребителю, представляющему собой статическую J1Ибо двигател.!;_ную
инвертирование, когда энергия постоян
нагрузку. Второй режим
ного тока преобразуется в энергию переменного тока и передается
в электрическую сеть перем нного тока. В этом с учае п еобразова
тель называют инвертором, ведомым сетью.
�Оба режима работы преобразовательных
устройств
имеют
мн?го- 11_
е
,т�
р
·:
общего, поэтому их целесообразно рассматривать совместно.
§ 5.1. СПОСОБЫ РЕГУЛИРОВАНИЯ НАПРЯЖЕН ИЙ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ
Потребите.rш постоянного тока требуют питающих устройств
с различными свойствами. Для некоторых потребителей применяются
источники тока, напряжение которых не регулируется, а опреде
ляется внешней характеристикой выпрямительной установки. Напря·
жение таких источников имеет разброс, определяемый разностью
напряжения хо.rюстого хода и напряжения при нагрузке или КОJ1еба
ниям напряжения сети переменного тока.
Современные полупроводниковые выпрямительные устройства, как
прави,10, имеют системы автоматического регулирования выходных
электрических параметров (стабилизация напряжения и тока силовых
устройств электролизных агрегатов, программное управление режимов
заряда аккумуляторов и т. п.).
Мощные выпрямители требуют большого числа вентилей, соеди
ненных в последовательно-параллельные группы. При испо.r�ьзовании
для таких выпрямителей тиристоров большую сложность приобретает
система управления. Кроме того, надежность управляемых полупро·
водниковых вентилей ииже, ·чем простых диодов, а стоимость выше.
Эти причины заставляют в ряде с.11учаев отказаться от применения
тиристоров и изыскивать возможность регулирования выпрямленного
напряжения выпрямите,1ей, оборудованных диодами.
Выпрямленное напряжение выпрямителя с неуправляемыми вен·
тилями можно регулировать:
на стороне постоянного тока - при помощи реостата или потен·
циометра;
на стороне переменного тока:
а) изменением подведенного к выпрямителю переменноrо иапря·
жения (переключением под нагрузкой отпаек трансформатора или
106
эвтотрансформатора, питающего выпрямитель, а также плавным изме
рением подводимого к выпрямителю напряжения при помощи транс
форматоров с подвижными катушками или выдвижными сердечниками);
б) использованием дросселей насыщения, подмагничиваемых по
стоянным током; при этом дроссели насыщения могут быть выполнены
в виде отде,1ьных аппаратов, либо сам трансформатор может содер·
жать насыщаемый постоянным током сердечник.
t. Отдельную об.r1асть представляет регулирование' выпрямленного
напряжения с помощью управляемых вентилей (тиристоров, тира
тронов, экситронов, игнитронов), которое может быть осуществлено
несколькими способами:
• / входящих
.
1) регу,1ирование путем изменения параметров вентш1еи,
непосредственно в выпрямитель;
2) регулирование параметров вентилей, включенных в первичную
обмотку трансформатора (фазовое регулирование на стороне перемен
ного тока);
3) широтно-импульсное регулирование на стороне постоянного тока.
Регулирующее устройство необходимо выбирать исходя из ряда
факторов, важнейшими из которых являются требования к диапа
зону регулирования, величине и числу ступеней напряжения или
плавности изменения напряжения, коэффициенту мощности и коэффи
циенту полезного действия.
§ 5.2. РЕГУЛИРОВАНИЕ НА СТОРОНЕ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА
Все способы регулирования на стороне переменного тока сводятся
к тому, что напряжение, питающее выпрямитель, плавно и,,и скачко
образно регулируется при помощи реактивных элементов и транс
форматоров.
Регулирование при помощи трансформатора
или автотрансформатора с отпайками (рис. 5. 1)
данный способ регулирования напряжения является наиболее
экономичным, так как при регулировании на всех ступенях сохра
няется наиболее высокий коэффициент мощ
ности.
Коммутация тока с отпайки иа отпайку
при ступенч атом регулировании напряжения
может осуществляться .�шбо коммутационными аппаратами механического типа, либо u1
тиристорными переключателями.
Регулирование с помощью коммутаторов
механического типа характеризуется
рядом
принципиальных недост
(регулирование Рис. 5.1. Автотрансфоратков
не плавное, а ступенчатое,
инерционность, маматор с отпайками
лая;адежность, низкий к, п. д., искрение и др.).
егулнров
ука анных неание с помощью тиристорных переключателей не и.'v!еет
достатков. Оно весьма перспективно, так как позволяет
з
107
наряду со ступенчатым безыскровым переключением осуществлять
плавное регулирование напряжения между ступенями. Принцип
действия тиристорных переключателей будет_ рассмотрен в следую
щем параграфе.
Регулирование при помощи автотрансформатора
с короткозамкнутой подвижной обмоткой
Автотрансформаторы с короткозамкнутой обмоткой (рис. 5.2) выпу
скаются в однофазном и трехфазном исполнении на мощности от 25
до 250 квт.
Автотрансформатор состоит из Ш-образного сердечника, на сред
нем стержне которого намотаны две обмотки А и Б. Вдоль среднего
стержня движется короткозамкнутая обмотка (часто просто алюминие
вая рамка) В. Высота обмотки В такова, что она полностью перекры
вает любую из обмоток А и Б или, находясь в среднем положении,
Рис. 5.2. Автотрансформатор с
короткозамкнутой обмоткой
Рис. 5.3. Автотранс
форматор с корот
козамкнутой и дву
мя компенсационными обмотками
одновременно половины этих обмоток. При положении обмотки В,
показанном на рис. 5.2, в ней индуктируется э. д. с. и образуется ток
коротк ого замыкания, магнитный поток которого почти полностью
уничтожает поток, образованный обмоткой А. Вследствие этого реак
тивное сопротивление обмотки А очень мал6 и приблизительно равно
нулю, первичное напряжение и1 практически приложено к обмотке Б,
а вторичное напряжение и2 составляет (О,! + 0,15) и1 и практически
считается равным нулю.
В крайнем нижнем положении обмотки В реактивное сопротивление
обмотки Б очень мал6, а и2 � и1•
В среднем положении короткозамкнутой обмотки В ее поток ча
стично компенсирует потоки, образуемые обмотками А и Б, и вели
чина и2 изменяется от О до и 1•
Намагничивающие силы обмоток А и Б действуют встречно, что
делает магнитные потоки этих обмоток практически независимыми.
108
Магнитные потоки обмоток замыкаются через башмаки Г и частично
по воздуху.
Чтобы осуществить регулирование выходного напряжения от :ну,'lя
до значения немного больше и1 , надо в схему рис. 5.2 добавить две
компенсационные обмотки Д и Ж (рис. 5.3).
В верхнем положении обмотка В полностью перекрывает об
мотки Д и А.
При использовании автотрансфор"-1.атора с короткозамкнутыми
обмот!{ами не требуется коммутационных аппаратов; регулирование
может осуществляться плавно, однако система обладает большой инер
ционностью и наличием подвижных частей. Кроме того, такие авто
трансформаторы имеют низкий коэффициент мощности (cos ер �
� 0,7 + 0,9), что снижает экономичность выпрямительной установки.
Регулирование при помощи трансформатора ·с подмагничиваемым
шунтом
Сердечник трансформатора имеет четыре стержня, из которых два
средних вместе со средними участками ярм составляют основную
магнитную цепь (рис. 5.4).
На этих стержнях расположена первичная обмотка трансформа
тора, две секции которой соединены между собой так, чтобы перемен
ный м_агнитный поток замыкался по
контуру abcd. Крайние стержни
представляют собой магнитные шун
ты, в которые может ответвляться
магнитный поток средних стерж- ней. Доля основного потока, от
ветвляющего в крайние стержни,
зависит от их магнитного сопроти
вления, которое изменяется ·посред
ством подмагничивания этих стерж
ней постоянным током. Для этого
крайние стержни снабжены обмот
ками подмагничивания, соединен
U2
ными между собой так, чтобы пе
•2
ременные э. д. с., индуктируемые Рис. 5.4. Трансформатор с подмагни•
в них ответвляющимся переменным
чиваемым шунтом
потоком, взаимно компенсировались. При этом постоянный поток замыкается по средним стержням,
однако вследствие большого поперечного сечения подмагничивание
их сказывается значительно слабее.
Секции вторичной обмотки охватывают как средние, так и крайние
стержни. Поэтому потокосцепление вторичной обмотки опредеJ1яется
разностью потока основного стержня и потока; ответвляющег
ося
в магнитный шунт.
При сильном подмагничивании крайних стержней
сопротивление переменному магнитному потоку весьма их магнитное
велико и доля
ответвляющегося потока незначительна
. Поэтому потокосцепление
IO---. -.---'
109
вторичной обмотки, а следовательно, и на11ряжение на ее зажимах
будут иметь наибо,11ьшие значения. По мере снижения тока подмаrни
чивания насыщение крайних стержней ослабевает, их магнитное сопро
тивление падает и вызывает увеличение магнитного потока, ответ
вляющегося в крайние стержни. Это влечет за собой уменьшение пото
косцеш1ения и напряжения вторичной обмотки. Наинизшее вторичное
напряжение соответствует отсутствию постоянного подмагничивания
магнитных шунтов.
Регулирование при помощи дросселей нась1щения
Дроссели насыщения включаются либо в первичную цепь транс
форматора (рис. 5.5), либо во вторичную обмотку трансформатора,
либо непосредственно в схему
выпрямите.1я последоватедь
но с каждым из вентидей
(рис. 5.6, а) (ддя мостовых
схем второй и третий спосо
\
бы включения дросседей раз
личны, для схем с нулевым
выводом они совпадают).
Действие дросседей насы
щения в системе управдения
выпрямителями можно пояс
нить на примере схемы
рис. 5.6, а. В этой схеме
Рис. 5.5. Выпрями
тель с дросселем иа
сыщепия в первичной
цепи трансформатора
Рис. 5.6. в·ыпрямитель с дросселями
насыщения, включенными последова
тельно с каждым вентилем:
а - схема; 6, в, г
временные диаграм-
мы выпрямленного напряжения
насыщающиеся реакторы можно рассматривать как балластные индук
тивные сопротивдения, ведичину которых можно изменять путем
подмагничивания постоянным током.
110
Чем больше ток подмагничивания, тем додьше задерживается
угол
ом
м ент вступления очередного вентидя в работу (увеличивается
напрявыпрямдеиного
кривои
форма
резудьтате
В
а).
ирования
у
ег л
�ени я изменяется таким образом (рис. 5.6, 6, в, г), что среднее его
значение уменьшается.
При исподьзовании дросседеи насыщения регулирование осуще
в
ст дяется пдавно, инерционность значительно меньше, чем у трансфор
маторов с отпайками иди короткозамкнутыми обмотками, отсутствуют
подвижные части. Вследствие этого вся система регудирования оказы
вается бодее надежной. Однако применение дросседей насыщения
худшает коэффициент мощности установки. Принципы работы систем
� отдедьными дросселями насыщения и специадьными трансформатоами с подмагничиваемыми сердечниками весьма близки, однако кон
�трукции выпрямительных агрегатов в обоих сдучаях н: равноценны.
Многочисленные разработки тех и других конструкции показывают,
что в бодьшинстве практических сдучаев система с дросселями насы
щения обладает меньшим весом, габаритами и лучшими характери
стиками, чем система, имеющая специальные тр·ансформаторы с под
магничиваемыми сердечниками.
§ 5.3. ФАЗОВОЕ РЕГУЛИРОВАНИЕ ВЫПРЯМЛЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Принцип фазового регулирования
Фазовое регулирование напряжения потребитедей, питающихся
от источников переменного тока, осуществдяется с помощью изменения
угда регулирования управдяемых вентилей, вкдючаемых между �сточ
ником питания и нагрузкой. Этот способ применяется ддя регудиро
вания мощности, потребляемой различного рода статическими и дина
мическими устройствами переменного тока, а также выпрямитедями.
Существуют разные способы фазового регудирования с, помощью
управляемых вентилей. На рис. 5.7 показа�ы схемы, с помощью кото
рых регулируется напряжение потребителеи переменного тока. В пер
вом случае (рис. 5.7, а) применяется встречно параш1едьное включение.
управляемых вентилей, имеющих электрически несвязанные системы
управления СУ1 и CJ?;. Во втором случае (рис. 5.7, 6) используются
два управляемых посдедовательно встречно соединенных вентидя,
шунтируемых парадледьно встречно .вкдюченными диодами; при этом
управляемые вентиди имеют единую систему управдения СУ.
Основные эдектрические параметры схе�1 при активной нагрузке
в относительных единицах представлены на рис. 5.7, в в виде гра
фиков, где И н. ер, Ин. •ФФ - среднее и действующее значения напря
жения на нагрузке, Ит - амплитудное значение напряжения источ
ника, И н max - максимальное значение напряжения на нагрузке,
Рв max, Рн - средняя мощность на нагрузке при угде регудирования
180 ° соответственно.
а
а = О и при О
Фазовое регулирование выпрямденноrо напряжения можно осуще
ствить двумя способами: включением управляемого вентиля либо
в цепь нагрузки, либо в цепь переменного тока. В первом случае
< <
ш
�
Нагрузка
1,0
а)
�:,,,,
ос
..
J!ll1I..
..,.
'
- ' ...,
1
1
Г\ Uнт
ах-
Рн __,f-,
Р, тах ',
"'Ит
\
.......
в't
в,
в;
Вг
0,5
о
б}
-
\
.., '� ,(ИнUэфп
m \
.. ...
\
Ин.ер",, '\.
Ит .. 1\. '
40
\.
80
,,
'
120
� ....
в)
Рис. 5.7. Фазовое регулирование мощности потребителей перемен
ного напряжения:
с раз�ельными системами упр авления двумя тиристорами; б
а стемой
с ед:ииой
си
} правления двумя тири сторами; в - графические зависимости
изме•
нения основных п раметров при актив
а
ной нагрузке
i1Т1111.
IНагрузха
/
: 1
С111!.
'1D1'i,
82
(рис. 5.8, а) выпрямитель выполняется из неуправляемых вентилей
(диодов), а управляемый вентиль включается последовательно с на
грузкой. Расчетные соотношения, приведенные на рис. 5.7, в, при
годны и для .данной схемы. Во втором случае (рис. 5.8, 6) между
неуправляемым выпрямите.11ем и сетью переменного тока включают
вентильные регуляторы, представляющие собой дибо управляемые
вентили - тиристоры, либо симметричные управляемые вентили симисторы.
Когда необходимо питать одновременно потребители переменного
и постоянного тока регулируемого напряжения, можно применить
схему рис. 5.8, а с включением нагрузок как в цепь переменного
тока (показано пунктиром), так и в цепь постоянного тока.
Фазовое регулирование напряжения
на стороне переменного тока
Рассмотрим работу трехфазной мостовой схемы (см. рис. 5.8, 6),
полагая, что тиристорные регуляторы включены в первичную обмотку
анодного трансфарматора .
Временнь1е диаграммы токов и напряжений схемы при идеальных
условиях (ra = О, rпр = О, La = О, Ld = оо) представлены на рис. 5.9
для режима О< а<
i.
Ток в первичной обмотке трансфарматора имеет вид прямоуголь
2
ных импульсов длительностью ; (рис. 5.9, в). Напряжения во вто
ричных обмотках трансформатора по форме будут несинусоидальными
(рис. 5.9, а), что обусловит выпрямленное напряжение такой формы,
как показано на рис. 5.9, б. Напряжения на тиристорах требуется
определять с учетом работы всех вентилей, которые одновременно
пропускают токи парами. Например, если одновременно пропускают
ток диоды В[; и В� (включены тиристоры В 5 и 86), то напряжение на
тиристоре В1 определится точно так же, как определяется напряже
ние в месте обрыва ф�зы А трехфазной системш
(5. 1)
flагрузха
/.,d
__, Без L,d
а)
tJ.
б)
Рис. 5.8. Фазовое регулирование выпрямленного напряжения:
а - с управляемым вентилем в цепи нагрузки; б - с унра.
еляемыми вентидями а цепи переменного тока
Таким образом, максимальное значение обратного напряжения на
тиристоре в рассматриваемом режиме может достигать полуторакрат
ного значения амплитуды фазного напряжения сети.
при n <а< 2л в схеме на отдельных интервалах периода имеет
3
3
место трехполюсное короткое замыкание трансформатора через диоды
В{ + В�. В течение этих интерва,10в энергия магнитного поля индук
тивности расходуется в нагрузке, колебания энергии между цепями
постоянного и переменного тока нет, в результате коэффициент мощ
ности выпрямителя повышается.
113
rюдаются управляющие импульсы, угол регулирования которых а
:л (рис. 5.10, 6). С по
изменяется во времени от а= О до а � а4
мощью нерегулируемого управления на тиристоры 83 и 84 подаются
управляющие импульсы в моменты начала по.11упериодов напряжения.
В резу,1ьтате выходное напряжещ1е плавно изменяется от значения
и� до и 2 • Систе:11а управления тиристорными переключателями содер
жит устройство синхронизации УС и логическое устройство ЛУ,
обеспечивающие определенный закон регулирования напряжения.
Безь1скровое переключение отпаек трансформатора
Безыскровое переключение отпаек трансформатора под нагрузкой
можно осуществить с помощью тиристорных переключателей, обеспе
чивающих фазовое регу
лирование
напряжения
между отдельными отпай
ками трансформатора.
На рис. 5.10, а предста
влена одна из возможных
схем безыскрового переклю
чения отпаек трансформа
тора. Прн переключении с
повышенного напряжения u 1
(отпайка 1) на пониженное
напряжение и 2 (отпайка 2)
тиристорный переключа-
§ 5.4. УПРАВЛЯЕМЫЙ ОДНОФАЗНЫЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ
С НУЛЕВЫМ ВЫВОДОМ ПРИ СТАТИЧЕСКОЙ НАГРУЗКЕ
Активная нагрузка
1
Регулирование выпрямленного напряжения путем изменения момен
тов отпирания управляемых вентилей связано с искажением формы
напряжения и тока вентилей, обмоток трансформатора и цепи нагрузки,
а также со сдвигом фаз основных гармоник тока по сравнению с неуправляемым режимом.
На рис. 5.11 представлены временные диаграммы напряжений
и токов идеа,1ьной (ra = О, rпр = О, L a = О) однофазной схемы с нуле
вым выводом при активной нагрузке для произвольного значения угла
регулирования а, определяемого положением отпирающих импульсов
управляемых вентилей u y1 и uy2 по отнош ению к э. д. с. полуобмоток
трансформатора е1 и е2 • Среднее значение выпрямленного напряжения
в этом случае
Иа =
о
i.,
а
:rr.
\ E2m siп it dit =Е2т (1 +cosa).
п �
)1;
а
(5.2}
Для нерегулируемого режима
,J.
Б)
поэтому при а
i5
"з
1, ,.
,}
В)
Рис. 5.9. Временные диаграммы
схемы рис. 5.8, б
о)
Рис. 5. 10. Безыскровое переключение отпаек
трансформатора:
а - схема; б - врем:еннь'те диаграммы
гель К1 имеет регулируемое управление, а переключатель К2 , нерегулируемое.
С помощью регулируемого управления на тиристоры В1 и В2
114
1
о
а=О,
_Z
Uао- Eа2m ,
os а, .
иа-_ Иdo I+c
- 2- -
(5.3)
Полученное выражение представляет собой регулировочную харак- 1
теристику выпрямителя Иа = f (а). Для данного режима среднее \
значение выпрямленного напряжения будет равно нулю при а = :л. J
В отличие от нерегулируемого режима в расс:11атриваемой схеме.
напряжение на вентиле на интервале а перед отпиранием имеет поло
жительные значения. Прямое напряжение на вентиле будет максимальным, равным Е2т при а�
'i'.
115
Обратно е напряжение н а вентиле после пе рехо да тока чер ез нуль
на инте рвале а о пределяется отрицательным з начен ием анодной
э. д. с. того же вентиля . С мом ента вступления в рабо ту oIIepeднoro
вен тиля обратное н апр яжен ие о пре де ляется ре зул ьтирующ ей э. д. с.
(е1 - е 2) вторичной обмотки трансфо рм атора . Обратно е напряжение
на венти ле будет максима.11ьным,
равным 2Е2т nри a�f.
Средне е знач ение выпрямлен
1'
ного ток а
(I +cosa)
I _
d- r
d
2
Среднее значен ие то ка вентиля
la=�ct,-
(5.5)
Действующее значение . тока
вентиля (или вторичн о й о бмотки
а
V :fп
трансформато ра)
fа,эфф = /2 =
i�d{}=D/ 0 ,
(5.6)
rдeD
Рис. 5.11. Временные диаграммы упра
вляемого однофазного выпрямителя
с нулевым выводом при активной нагрузке
D = 2л •
коэффиц ие нт
мы
V
криво й
вентиля:
I in
Л\2
фор
тока
а
+ -41 S!П. 2et)
2
I+cos а
- ! ---
(5.7)
С увелич ением угла регули рован ия коэффициент формы кривой
тока растет, что н ео бходимо учитывать при проектирован ии стаби ли
зированных выпрямителе й.
Де йствующее значение тока первично й о бмотки трансфо рматора
определяется по известным формулам как величи на
11 = V2 п/2 •
(5.8)
Рас че тные мо щности обмото к и тип овую м ощно сть тра нсформатора
опреде,пяют исходя из не управляемо го режима.
Активно-индуктивная нагрузка
При активно- индуктивной нагрузке схема может ра бо тать в дв ух
режимах: в режиме не прерывного тока нагрузки (л = л) и в режи ;;1е
прерывистого тока нагрузки (л л). На рис. 5_.12 показаны време ннь1 е
диаграммы токов и напряжений идеально й схемы для первого режима .
<
116
о
В отличие от р ежим а при активно й нагрузке здесь выпрямле нн е
с
я
рбъ
о
Эт
.
ия
н
аче
зн
е
льны
е
цат
и
напряжен ие н а инте р вале а им еет отр
ивности н агру зки
т
к
нду
и
я
л
о
п
о
г
о
тн
и
гн
а
м
ия
энерг
о
т
ч
тем
няется
с. через
поддержив�ет ток в вентиле и после перехода анодно й э. д .
у
Поэтом
а).
е
е
л
ва
р
нт
и
нуль (на
среднее зна чение выпрямленногп
напряжения. будет равно
а
а
2Е
2т cos а= й' do cos
а.
.
= --
(5.9)
La� 1
\ 1
Lr:12
Обратное напряжен ие на ве н о
тиле в отличие от режима при
ИВ
ак тивно й нагрузке о пре деляется
то
в
с.
лине йным значением э. д.
е2) как на а
ричной о бмотки (е1
о,;
инте рваJ1е а, т ак и н а интер
вале (n - а) .
Фо рма токов в элеме нтах
схемы зависит от ве личины :Ё
r
d
11
1
1
1
1
1 ---
1
1
�1
1
1
1
Рис. 5. 12. Временные диJrраммы управ
однофазного выпрямителя с ну;
При x d = оо соотно ше ния между ляемого
левым выводом при активно-индуктивнои
,
е
ж
я
ак
т
то ками определяютс
нагрузке
как в случае н еуправляе мого
режима .
Коэффициент мо щности выпрямителя в данном режиме тем н ижео,
ч ем бо льше угол р егулиров ания а. Это о�ъ ясняется тем, что сдвиг п
фазе о сновно й гармоники то ка пе рвичнои обмотки трансформато ра (])1
по отно шени ю к напр яжени ю сети с увеличен ием угла а та кже увели·
чивается. Более подробно данная схема с учето м угла У буде т рассмотрена ниже.
Активно-индуктивная нагрузка выпрямителя
с нулевым вентилем
Нулево й венти ль 80 , шунтирующи й н агрузку (рис. 5. 13 , а), при 
меняется при бо льших индуктивно стях Ld дл я уменьшен ия потре бляе 
мо й из сети реак тивно й мощности , а следовательно , для у.r�учшения
ко эффициента мо щно сти выпрямителя.
На рис. 5 . 1 3, 6 представлены в ременные диаграммы, пояс няющие
пр.инцип работы схемы без уче та параметров r., rпр, L •.
Нул ево й вентиль В 0 вк лючается в те моменты, когд_:1 вто ричные
ицательныи. На интер
;1. д. с. м еняют знак с поло жительно го на отр
вентиль. Но так как
ой
ев
нул
и
ку
з
гру
а
н
з
е
р
че
кает
е
т
о
пр
к
вале а то
нулевой вентиль шунтирует н агрузку, то выпрямJrенное н апряжение
117
в эти отрезки времени равно нулю. В результате первая гармон
ика
тока в первичнои обмотке при L a = оо оказывается сдвинутой по ф
азе
относительно напряжения сети на
а
угол Т (без нулевого вентиля этот
угол равеи а).
Среднее значение тока в венти,1ях
полуобмоток при L a = оо
(5. 10)
Действующее значение тока в по
луобмотках
I э
а. фф
=
I = la 1/п-а
2 v2 � -л-.
(5. 11)
Действующее значение тока в
первичной обмотке
f1=nla
2
Б)
,...,
__
J
Рис. 5.13. Однофазный управляе•
мый выпрямите,чь с нулевым выво
дом при активно-индуктивной на
грузке, шунтируемой нулевым вентилем:
а - схема; б - временнь,е диаграммы
yn; a .
(5.12)
Среднее значение тока в нулевом
вентиле
(5.13)
Действующее значение тока в ну
левом вентиле
fo=la
У¾·
(5. I 4)
Qбратное напряжение на рабочих
вентилях, как и в обычной схеме,
определяется линейным напряжением вторичной обмотки. Обратн
ое
напряжение на нулевом вентиле определяется фазным напряж
ением.
§ 5.5. ГРАНИЧНЫЙ РЕЖИМ НЕПРЕРЫВНОГО ТОКА
В ЦЕПИ НАГРУЗКИ УПРАВЛЯЕМЫХ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ
Прерывистый режим тока в цепи нагрузки с индуктивностью в
боль
шинстве случаев является нежелательным ввиду увеличения
коэффи
циента пульсаций и других причин. Поэтому ток в цепи нагруз •
ки
необходимо поддерживать непрерывным при глубоком регулировани
и
выпрямленно.:о напряжения. С этой целью в цепь нагрузки
вводят
фильтрующим дроссель, минимальную индуктивность которого можно
выбрать, рассмотрев условие существования граничного
режима
непрерывного тока в цепи нагрузки.
В c.rryчae одн?фазного выпрямитепя с нудевым выводом без учета
потерь временные диаграммы выпрямленного напряжения
и тока
]18
в цепи нагрузки на границе непрерывности имеют вид, представлен
ный на рис. 5.14, а.
Оригинал квазиустановившегося тока в цепи нагрузки на интервале О � wt � п определим как разность переходного тока, выражен
ного с помощью аналитической функции напряжения на этом интер
вале Uaнd (t), и свободного тока, выраженного с помощью периодиче
ской функции напряжения итd (t) [7, 68]:
ia (t) = iпер (t) - iсв (t) =
c+ioo
с+;оо и (
\ ePt Та р) dp 1
_ _!_ \ ер� Ианd(Р) dp1 (5.15)
2лj
�
r,==.!.'
J_
Za (р)
Z
a
(р)
L
С-100
C-ioo
где
Иан d
(р)
Z а (Р)
Итd (р)
Zd (Р) 1 P=-r
L
изображение переходного тока в первом полупериоде;
- изображение свободного тока в первом полу-
-
периоде.
Изображение напряжения, выраженного аналитической зависи
мостью Иан (t) = Им sin (wt + а) в первом полупериоде, если счи
тать Им = 1, согласно прямому преобразованию Лапласа
р
а + ro cos а
и ан (р) = sin p2+ro2
·
Учитывая, что Za (р) = r + pL, используя первый член выраже
ния (5.15), получим оригинал переходного тока
.
_ sin(tp-a) e-r'
t
Lпер (t)-vг2+w•
1
Vr2+w•L2
L•
siп(wt+a-(JJ);
(5;16)
где (JJ = arctg r
Изображение напряжения на нагрузке, являющегося периодиче
ской несинусоидальной функцией, согласно прямому преобразованию
Лапласа
roL
И тd (р) =
=
n � e-pi siп(ыt
<iJ О
\- e - P
wcosa psina
:
( 1-e-Pro) (w +p2)
2
(e-v.:J;
+ а) dt =
1).
(5.17)
Выражение оригинала свободного тока определим, используя вто
рой член выражения (5.15) и выражение (5.17):
(5. 18)
119
/
1
Подставляя значения iпер (t) и iсв (t) в общее выражение (5.15),
определим квазиустановившееся значение тока в первом полу.
периоде в относительных еди
ницах:
id(t) = sin (rot а - )
(JJ lm
r
. лЫ
1
2eI - - и
- sin (ер -а) --r
е
л
+
1-e L "'
а)
---------------r.
7i
не17_аер1,18 така
о--.________(О/,
_
Б)
7
Рис. 5.14. Граничный режим непрерывного
тока в цепи нагрузки (rd, Ld) управляемого
однофазного двухполупериодного выпрямителя:
Чтобы определить условие,
при котором ток id (t) грани
чно непрерывен, необходимо
выражение (5.19) приравнять
нулю. Из этого равенства вы
текает, что
(f)L
(5.20)
Выражение (5.20) позво
ляет определить минималь
ную индуктивность цепи на
гр узки, при которой ток гра
нично непрерывен, в зависимости от угла регулирования. Соответ•
ствуюшая граничная кривая представлена на рис. 5.14, б.
+ .
+
+ .+
(J)
t
=
+ •
=
+(
(J)
(5.19)
а Е; arctg r .
1) интервал коммутации тока между вентилями в ветвях э. д. с.
е,, и еп :
.
d
di,,
.
L id rd d еk-ея,
ffiL•ci
tt +ratk w ddff
did
diп
.
f aln W Ld di} fdld = еп-ея,
L а ·Jf}
ik+iп id
и
ил
did
(5.21)
= еk+еп _е.
+ r---"
(Ld +l._a
я,
2
rd 2 )id
2 ) d {}
2) интервал одиночной работы вентиля в ветви с э. д. с. еп :
d
(5.22)
(Ld L. ) di
· = еп - е,.
d{} (rd rа ) ld
ля.
где е. - мгновенное значение противо·э. д. с. двигате
е уравне
Решени
ывен.
непрер
ки
нагруз
При этом ток в цепи
L. < оо не
О<
и
оо
<
О<'•
при
виде
общем
в
(5.22)
и
5.21)
й
(
ни
С
В
А
(J)
+
+ +
а - временнhiе
диаграммы;
6 - зависимость
К'
f (а), позволшощая определить минималь
ную индуктивность сглаживающего дросселя в
цепи нагрузки
БJ-
@
А .В
С 8)
§ 5.6. УПРАВЛЯЕМЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ, ПИТАЮЩИЕ ДВИГАТЕЛИ
ПОСТОЯННОГО ТОКА
Одной из основных областей техники, где широко применяются
тиристорные преобразователи, является вентильный электропривод
постоянного и переменного тока.
Для питания цепи двигателя постоянного тока в зависимости от
режима его работы, потребляемой мощности, допустимой пульсации
тока, напряжения на нагрузке, степени использования двиrате.r1я по
мощности и других факторов применяются схемы тиристорных управ
ляемых выпрямителей, представленные на рис. 5.15, а-ж.
Схемы могут работать в двух режимах - непрерывного тока
в цепи нагрузки и прерывистого тока.
Режим непрерывного тока цепи нагрузки
В общем случае установившийся режим работы любого выпрями
теля при значениях тока нагрузки, близких к номинальному,
можно характеризовать дифференциальными уравнениями, которые
записываются для двух характерных интерва.тюв работы каждого
вентиля:
120
8)
е)
Упра8ляемыiJ
Выпрямцтель
з)
Ж)
Рис. 5.15. Схемы выпряышелей, работающих на протшю
э. д. с.
дает возможности определить непосредственную зависимость среднего
знач�ния .выпрямленного напряжения Иd от среднего значения вы
прямленного тока Id при заданном угле регулирования а. Однако при
rа = 01 La = оо ток нагрузки id мож.но считать постоянным и рав12!
ным !d· Тогда будет справедливо выражение внешней характери
стики (4.26), записываемое в общем виде д�я управляемого режима:
Подставляя в уравнение (5.28) выражения (5.26) и (5.27), получим
(5.23)
(5.2 9}
Аналогично запишется выражение регулировочной характеристики:
а
(5.24)
а= И
то [ cosa, cos (а+у)].
и
Вывод выражений (5.23) и (5.24) приведен в § 5.9.
Если учитывать сопротивление обмоток трансформатора r. и
потерю напряжения в вентилях ЛИ а, то можно пользоваться упро
щенным выражение;1,1 внешней характеристики:
Иа
= Udo со;; а -ЛИ.-(;� wL. + r.) l .
d
(5.25)
Рассмотрим приближенный метод анализа управляемых выпрями
телей, питающих двигатели постоянного тока, позволяющий опреде
лить зависимость коэффициента пульсаций от величины индуктив
ности в цепи нагрузки (421.
В общем виде без учета интервала коммутации управ,r яемый выпря
митель можно представить расчетной схемой, показанной на рис. 5.15, з.
Выходное напряжение выпрямителя ud является функцией угла Р<?ГУ·
лирования а и длительности протекания тока через рабочий вен
тиль 'А,. Это напряжение можно представить как сум;v1у среднего зна
чения Иd и переменной составляющей ud . выпрямленного напряже
ния. В свою очередь переменную составляющую иа � можно предстаоо
вить суммой высш их гармонических � u a (q)·
q= I
Таким образом, Ua
=
Иа+
1: u (q)•
q=I
00
d
(5.26)
Аналогично разложим на составляющие ток нагрузки (ток якоря):
ia
ld +
ro
1: ia(q)·
q=I
(5.27)
Запишем уравнение равновесия напряжений для расчетной схемы
в общем виде:
(5.28)
где
122
Ея - э. д. с. двигателя (среднее значение);
rа , La - эквивалентное сопротивление и индуктивность цепи
нагрузки.
. ( ro )
оо
00
d � ia ,q,
=
=
Иа+ q;I U a (q) Eя+ra I a + q�I ia (q) +La q dt
При ммых пульсациях тока в цепи нагрузки составляющей
r/1' id(q) можно пренебречь по сравнению с величиной ra la. Тогда
выражение (5.29) упростится:
Иа +
! U (q)
q=I
со
со
a
=
d � iащ,
q=
�t
Eя+ra la +La
(5. 30)
Из уравнения (5.30) следует, что переменная составляющая выпрям
ленного напряжения уравновешивается э. д. с. самоиндукции экви
валентной индуктивности цепи нагрузки:
.
00
00
'\1
Q=l
q=l
d
'\1
'- ud(q) = L d dt "' ta (q),
где
(5.31)
00
� U a(q) = U a -Ua
q=l
Таким образом,
! ia(q) U -Иa.
00
Laft
=
a
(5.32)
q=l
Ток в цепи нагрузки изменяется от минимального значения ia rnin,
которое будет в момент отпирания очередного тиристора (на рис. 5.16
этот момент определяется углоы а), до максимального значения id max,
Току ia max соответствует момент времени, который определяется из
условия ..
(5.33)
Учитывая выражение (5.33), из уравнения (5.30) получим
(5.34)
u d -Eя -rala О.
Данное уравнение удовлетворяется только в том случае, если
Е, + rald = Иа, что соответствует моменту, определяемому на
рис. 5.16 углом �, Проинтегрируем выражение (5.32) в пределах изменения времен
ного угла i} от а до �, которым соответствуют id min и id rnax:
i4max
� wLa d�
tdmin
2:
со
q =1
id(q)d i}
"= fl
�
"=а
(и а - Иd} d,{}.
(5.35 )
123
После подстановки пределов, полагая, что ток в цепи нагрузки
непрерывен, получим
(5.36)
и d (� - а).
а
Преобразуем уравнение (5.36) с,1едующим образом. Левую и пра
вую части уравнения разделим на /d и введем выражения относительи
roLd (id max - idmin) = � ud dtt -
rJ.
параметрах цепи нагрузки, или, наоборот, при заданном коэффи
циенте пульсаций определить необходиму�с величину индуктивности
в цепи нагрузки.
На рис. 5.17 представлены
е
mz
зависимости Кп tg (j)d = f (И�),
вычисленные по формуле (5.37)
для схем выпрямителей рис. 5.15
в случае, если ток нагрузки
по величине поддерживается
номинадьным, т. е. Кз в = 1,
[
1, что
а соотношение rd иdном
имеет место
случаях.
в
do
= О,
практических
11
Режим прерывистого тока
цепи нагрузки
Рис. 5.16. Временные диаграммы режшjа непрерыв
ного тока в цепи нагрузки выпрямителя, работаю
щего на противо-э. д. с.
ных мгновенного и среднего значения выпрямленного напряжения
d
и*= ..!!:!.L Ud = и
где Иdо - среднее значение выпрямленного
d Udo'
Иdо '
напряжения при а = О.
Введем в уравнение также коэффиuиент загрузки выпрямителя
Id
Кз в =и относительное значение сопротивления в цепи нагрузки
1 dном
dном
* r dfrd = -и
- , где /d ном - среднее значеКп tg t.pd
dо
ца
ние выпрямленного тока при номинальном режиме. В результате преобразова
ний получим выражение коэффициента
пульсации выпрямленного тока:
Кп = idmax
�
�u4d{}-Ud(/3-a)
/d
idmin = а--.,...-...,.,---tg ((J dк з. вr d
(5.37)
roLd
где tg (/)d = - - коэффициент, учиты
'd
параметры
вающий
цепи нагрузки.
Рис. 5.17. Зависимости, позво
ляющие определить Ld по за•
данному коэффициенту пульса
ций Кп при определенных значени ях И'J
124
Выражение � ud d,:t- Щ (� а) опреа
деляет площадь S (см. рис. 5.16),
Уравнение (5.37) позволяет опреде
лить уровень пульсаций при заданных
в
Режим прерывистого тока
цепи нагрузки возникает в том
случае, когда длительность про
текания токов в вентилях л ста2л
новится меньше интерва.�rа .
т2
На рис. 5.18, а показаны
кривые тока нагрузки выпрями
теля для граничного режима,
2:rt
�
когда,,,=
.
т2
Определим внешнюю харак
теристику граничного режима,
учитывая, что -период коммута
ции у = О, а падение напря
жения, обусJ1оы1енное активным
сопротивлением r., а также па
�
,"""";\
дение напряжения в полупро
водниковом вентиле ЛИ., ве.rшчины, которыми
малые
в)
можно пренебречь. При таких
условиях согласно выражению Рис. 5. 18. Временные диагра�1мы напря- (5.25) среднее значение вы жений и токов выпрямите,чя с противо
э. д. с. в цепи нагрузки:
прямленного напряжения Иd =
тока при
граничный
-а
= Иdo cos а. Это напряжение E > е в моментр&ежима.; непрерывного
б - граничный режим,
уравновешивается постоянными ЕяR = е и а amin; в - прерывистый режим
составляющими напряжения в
тока нагрузки
цепи нагрузки. Пренебрегая
потерями в двигателе и сглаживающем дросселе, получим, ЧТО
,,
(5. 38)
125
Выражение (5.38) представляет· собой регулировочную характе
ристику выпрямителя.
Уравнение равновесия напряжений в мгновенных значениях с уче
том принятых допущений, при подсчете переменного угла tl' с момента
id = О имеет вид
(5.39)
В результате решения уравнения (5.39) получаем выражение д.r1я
мгновенного значения тока в цепи нагрузки:
ia = ro(L�+La) [cos (2:2 +a)-cos (tl'+ 2:2 +а)]- ы(L:+ L a) tl'.
(5.40)
Определим среднее значение тока наtрузки:
2,i;
т,
(5.41)
ld = ;.� � ia dt),.
Решение уравнения (5.41) с учетом уравнений (5.38) и (5.40) дает
I _
И do
d-c ro(Ld+L.) .
где
[
cos-;i;2т2
:rt
:rt
:rt • -- - -cos a-cos -2·(' 3
т2
siп �
т2
т2
(5.42)
т2
Уравнения (5.38) и (5.42) определяют внешнюю характеристику
выпрямителя для граничного режима.
Выражение (5.42) справедливо при определенных углах. а. Если
при а = amin Ея = е (рис. 5.18, 6), то при меньших уг.rтах а имеет
место лишь прерывистый режим тока. Минимальные значения углов
amin для различных схем выпрямителей различны. Так, при т2 = 3
°
6 amin = 10°05'.
Umin
20 41', при m2
В случае прерывистого тока нагрузки (рис. 5. 18, в) среднее значе
ние выпрямленного напряжения, которое было бы при ·данном значе
нии угла регулирования а в режиме непрерывного тока, по величине
меньше противо-э. д. с. в цепи нагрузки:
(5. 43)
Выражение (5.43) определяет режил1 прерывистого тока . Уравне
ние равновесия напряжений для этого режима такое же, как и для
граничного режима [см. уравнение (5.39)]. Расчет режима с прерыви
стым током нагрузки необходимо производить для каждого конкрет
ного значения длительности протекания тока в вентиле
которое
изменяется с изменением нагрузки, что усложняет расчет.
л,
126
r1
Следует отметить, что интервалы прерывистых токов в управляемых.
выпрямителях средней и большой мощности при двигательной нагрузке
характеризуются малыми величинами среднего значения выпрямлен
ного тока (проценты или доли процента номинального значения).
Поэтому этими токами можно пренебречь и считать, что при прерыви
стом токе в нагрузке выпрямитель работает в режиме ·холостого
хода [26].
§ 5.7. УПРАВЛЯЕМЫЙ ОДНОФАЗНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ
С НУЛЕВЫМ ВЫВОДОМ,
РАБОТАЮЩИЙ В РЕЖИМАХ ВЫПРЯМЛЕНИЯ И ИНВЕРТИРОВАНИЯ
Переход от режима выпрямления
к режиму инвертирования
Рассмотрим работу управляемого однофазного преобразователя
с нулевым выводом (рис. 5.19), в цепи постоянного тока которого
включена э.JJектрическая машина постоянного тока, работающая либо
как двигатель с противо-э. д. с. Едв , либо как генератор с э. д. с. Ег ,
·а также дроссель, идеально сглаживающий ток в цепи якоря электри
ческой машины.
Процессы в таком преобразователе ана
лизировались ранее (см. гл. 3) в неуправ
ляемом выпрямите.11ьном режиме. При этом
коммутация тока с вентиля на венти,'Iь
начиналась в момент прохождения э. д. с.
к
трансформатора через нуль.
Временнь1е диаграммы, соответствую
щие неуправляемому выпрямительному ре
жиму, приведены на рис. 5.20, а. Выпрям
ленное напряжение ud совпадает по фазе
с э. д. с. работающей поJ1уобмотки транс
форматора в межкоммутационное время. Рис. 5.19. Управляемый одно
Во время коммутации ud = О, поско.1ьку фазный преобразователь с ну
левым выводом
суммарная э. д. с. вентильной обмотки
трансформатора е1
е2
2е1 дешrтся по
полам между индуктивностями La полуобмоток, так что потен
циалы точек К и О оказываются равны между собой. Напряжение
ив на вентиле, не проводящем ток в данный момент времени,
равно э. д. с. вентильной обмотки трансформатора; в неуправляе
мом выпрямитеJiьном режиме оно всегда отрицатеJiьно. Коммутация
начинается в момент, когда напряжение вентиля достигает нуле
вого значения.
С помощью управляющего импульса отпирание вентиJiя может
быть задержано на угол а. В течение времени, соответствующего этому
углу, э. д. с. работающей полуобмотки трансформатора отрицательна,
поэтому выпрю1ленное напряжение также отрицательно; напряжение
на неработающе�1 вентиле в этот промежуток времени положительно
(рис. 5.20, 6). Поскольку в кривой выпрямленного напряжения появ-
1
127
ляются отрицательные участки, среднее его значение уменьшается и
в идеальном режиме при 1' = О определяется выражением (5.9).
О выпрямленное напряжение снижается также за счет
При у
Среднее значение потери выпрямленного напряжения,
ции.
коммута
обусловленного коммутацией,
'У
ЛИх =f � E2m sin({}+a)d11'= Е�т [cosa-cos(a+y)]. (5.44)
о
•
С uелью определения угла коммутации, что необходимо для точнои
оценки потери напряжения ЛИх , установим закономерность изменения
. Из системы уравнений (5.45) получаем
di1
. (д
d{} = Е2т SIП
u - f- а).
'х;;Решение этого уравнения имеет вид
(5.46)
i1 = - Е2т cos(11'-+а)+ С,
(5.47)
Ха
где С - постоянная интегрирования, которую находим из начальных
условий.
Так, при {} = О i1 = О, С= Е2т cos а и окончательно получим
Ха
(5.48)
При {} = у коммутация заканчивается, и i1 = /d:
ld = Ezm [cos (Х -cos (а +v)].
(5.49)
Ха
Последнее выражение может быть использовано для определения
угла у.
Подставляя значение [eos а - cos (а + у)] из (5.49) в (5.44),
получим
•
(5.50)
Используя выражения (5.9) и (5.50), определим среднее значение
выпрямленного напряжения
d.
Ud = Udo- лих = :rt2 Е2mCOSa-:rt
Xa l
(5.51)
Из последнего выражения видно, что с увеличением угла регули
рования а среднее значение выпрямленного напряжения снижается.
При а = величина Иdo падает до нуJiя, а значение Иа становится
f
Рис. 5.20. Временные диаграммы управляемого однофазного пре•
образователя с нулевым выводом при работе в выпрямитель
ном (а), (6) и инвертором (в) режимах; внешние характеристики
преобразователя (г)
токов во время коммутаuии. Используя законы Кирхгофа, составим
систему уравнений, полагая отсчет времени с начала коммутации:
(5.45)
128
отрицательным; при ·а>% напряжения Иdo и Иd отрицательны.
Соответствующие временнь1е диаграммы изображены на рис. 5.20, в.
Из рисунка видно, что в течение большей части периода э. д. с.
вентильной полуобмотки е1 в отличие от предыдущих случаев (см.
рис. 5. 20, а, 6) направлена против тока. Выпрямленное напряжение иа,
будучи в течение большей части периода отрицательным, препятствует
протеканию тока в uепи постоянного тока преобразователя. Мгновен
ная мощность вентильной полуобмотки трансформатора, равная про
изведению e1 i1 в течение большей части периода отрицательна. Поэтому
и среднее значение этой мощности за период, т. е. активная мощность
вентильной полуобмотки будет отрицательной. Отрицательна также
средняя мощность в цепи выпрямленного то1<а. Все это означает, что
в данном случае мощность передается из цепи постоянного тока в цепь
5 И. /1-1. Чнженко
129
переменного тока, при этом происходит не выпрямление тока, а его
и н в е р т и р о в а н и е.
Таким образом, инвертирование представляет собой процесс пре
образования постоянного тока в переменный, т. е. процесс передачи
электрической энергии из цепи постоянного тока в цепь переменного
тока с помощью управляемых вентилей. Вентильный преобразователь,
работающий в режиме инвертирования электрического тока (или
в и н в е р т о р н о м р е ж и м е), называется и н в е р т о р о м.
Цепь переменного тока, питаемая инвертором, может и не иметь
других источников энергии, тогда инвертор является н е з а в и с и м ы м, или а в т о н о м н ы м (такие инверторы будут рассмотрены
ниже). В рассматриваемом случае в сети переменного тока имеются
посторонние источник� синусоидального напряжения; мы считаем их
источниками бесконечно большой мощности, именно поэтому э. д. с.
трансформатора сохраняет свою форму синусоидальной и амплитуду
неизменной при изменении режима работы преобразователя.1J1нвертор,
питающий сеть переменного тока, в которой имеются другие источники
энергии со значительно большей мощностью, называется з а в и с и м ы м, или в е д о м ы м, с е т ь ю.
Инверторы, ведомые сетью, довольно широко применяются в тех
нике; в э.т1ектрической тяге и электроприводе для рекуперации элек
трической энергии при торможении двигателей постоянного тока;
в электроприводе по схеме вентильного каскада для возвращения
в сеть пере:-,ленного тока энергии скольжения из ротора синхронного
двигателя; для передачи электроэнергии из линии электропередачи
постоянного тока в линию переменного тока; в различного рода испы
тательных установках для возвращения энергии в сеть переменного
тока, и т. д.
Принцип работы более сложных инверторов, в том числе трехфаз
ных, таков же, как и принцип работы однофазного инвертора, изло
женный в настоящем параграфе. Характеристики всех инверторов
также подобны в основном характеристикам однофазного ин.вертора,
которые рассматриваются дальше.
Основные характеристики инвертора
Основной для инвертора является входная характеристика, т. е.
зависимость среднего значения выпрямленного напряжения Иd от
тока Id • С ростом тока Id увеличивается угол коммутации 1' инвертора
(как и преобразователя в выпрямительном режиме). В результате при
том же угле регулирования а уменьшаются положительные участки
в· кривой мгновенного значения выпрямленного напряжения
(рис. 5.20, в), так что среднее значение Иd возрастает по абсолютной
величине с увеличением тока.
Математически внешняя характеристика преобразователя как в вы
прямительном, так и в инверторном режиме выражается уравне
нием (5.51); она представляет собой прямую линию, наклон которой
не зависит от угла а, а определяется исключительно индуктивностью
рассеяния трансформатора, В случае сети переменного тока конечной
130
мощности ее индуктивное сопротивление должно бьпь приведено к вен
тильной обмотке трансформатора и также включено в параметр х •.
Ilpи изменении угла а внешняя характеристика перемещается парал
лельно самой себе вдоль оси ординат. Семейство внешних характери
стик вентильного преобразователя при разных значениях угла а
приведено на рис. 5.20, г. Инверторы обычно характеризуют не углами
регулирования а, а углами опережения � (см. рис. 5.20, в). Углом
опережения в любом инверторе называется электрический угол между
моментом начала коммутации и моментом времени, когда э. д. с. ком
мvтирующих частей (например, фаз) вентильной обмотки трансфор
матора становятся равны между собой. Угол опережения связан
с углом регулирования простой зависимостью: � = л - а.
Уравнения (5.44) -;:- (5.51) справедливы и для инверторного режима.
�- В частности,
Ими удобно пользоваться, если подставить а = л
из уравнений (5.49) и (5.51) получим:
Ха
[ cos (� - 1') - cos �],
(5.52)
2
(5.53)
Иd = - л Е2тСОS�-
л
Поско.ТJьку инвертор в отличие от выпрямителя препятствует
протеканию тока, вызываемого внешним источником в цепи по
стоянного тока, величины - ud = ed и - И d = Ed часто называют
соответственно мгновенным и средним значениями противо-э. д. с.
инвертора.
§ 5.8. ТРЕХФАЗНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ С НУЛЕВЫМ ВЫВОДОМ,
РАБОТАЮЩИЙ В ИНВЕРТОРНОМ РЕЖИМЕ
Трехфазный преобразователь с нулевым выводом (рис. 5.21, а),.
описанный в гл. 4 для выпрямительного режима, может работать также
в инверторном режиме. Электромагнитные процессы в трехфазном
инверторе с качественной стороны мало отличаются от процессов
в однофазном инверторе.
Временнь1е диаграммы, иллюстрирующие работу трехфазного инвер
тора, приведены на рис. 5.21, 6.
В отличие от однофазного инвертора каждый вентиль проводит
ток несколько более трети периода. Выпрямленное напряжение пре
образователя ud = Ико совпадает в межкоммутационное время с э. д. с.
работающей фазы вентильной обмотки, а во время коммутации оно
равно среднему арифметическому значению э. д. с, ко:11мутирующих
фаз. Как и в однофазном инверторе, выпрямленное напряжение отри
цательно.
Напряжение на неработающем вентиле можно· определить по вто
рому закону Кирхгофа; оно равно разности э. д. с. фазы, в которой
находится этот вентиль, и э. д. с. работающей фазы (в коммутационное
время, когда ток проходит по двум фазам, вычитается их среднее
ариф,�етическое значение).
5*
131
Среднее значение противо-э. д. с. инвертора при холостом ходе
(/d == О и )' = О) согласно рис. 5.2'1, 6
2л
l � Е2т siп ({} + f- �) dit =
Еао = - Иdo = ri
= 23n
-3-
v-3 Е2т cos �= 2л v 6 Е cos �.
3 ,Гс
2
(5.54)
где Е2т и Е2 - амплитудное и действующее значения фазной э. д. с.
вентильной обмотки трансформатора.
При /d =1= О и )' =1= О противо-э. д. с. повышается за счет комму
таuии.
Bi
�еь
Bz
iec ( Ed
В3
ri
-3 у ;3
ЛИdх = � .) 2 Е2т SlП (it-�) diJ=
а)
Б)
Рис. 5.21. Трехфазный инвертор с ну,1евым выводом:
а ..... схема; 6 - временнЬlе диаграммы
3
зJ(з Е 2т[соs. ф-)')-соs �]= 2лх
=�
а /d.
Для определен ия противо-э. д. с. инвертора с учетом коммутации
необходимо рассчитать процесс ком:-.1утации. Пусть, например, про
исходит коммутаuия тока с фазы А на фазу В. По второму закону
Кирхгофа составим уравнение для· контура коммутации:
diь dia
еь-еа = х. ( d{} - d{}) .
(5.55)
Если отсчет времени вести с начала коммутации, то
еь = Е 2т sin ( {} - } л -�),
еь -еа = - У3 Е2т sin (it -�).
Учитывая также, что ia + iь
/d, получаем
d
-VЗE2msiп(it-�)=2x. �.
132
(5.59)
За счет этого напряжения мгновенная противо-э. д. с. инвертора
в период коммутации повышается.
Увеличение средней противо-э. д. с. инвертора за счет коммута
ционного процесса с учетом равенства (5.59) определяется выраже
нием
Ld
еа = Ezm sin (it- -8--�),
При {} = )' коммутация заканчивается и iь = /d:
VзЕ2т
. /d = �
[cos (�-)')-cos �].
а
Из последнего уравнения может быть определен угол )'. Мгновенное
напряжение на индуктивности рассеяния в период коммутации
diь
Vз Е2т . u· - R1' •
Их = Ха d{} = - --- SlП (-")
(-Ь. 60)
2
о
iea
Решение этого уравнения имеет вид
iь = Vз Е2т cos (iJ-�)+с.
(5.57)
2 ха
Постоянную интегрирования С находим из начальных условий
iь = О при {} = О
C=- Jf 3Е2т cos �2ха
Таким образом,
·
J/
u - 1'R) - cos �] .
tь = З2 E2mrcos (-"(5. 58)
Ха
(5.56)
(5.61)
Запишем окончательное выражение для среднего значения противо
э. д. с. инвертора:
ud = Иао+лиdх = 2:rt
3
· 2л x. d.
v-3 Е2т cos �+
3
I
(5.62)
Сравнивая уравнения (5.53) и (5.52), приходим к заключению, что
противо-э. д. с. трехфазного инвертора при идеальном холостом ходе
превышает противо-э. д. с. однофазного инвертора при той же
э. д. с. вентильной обмотки трансформатора в 3
� 1,3 раза,
а наклон внешней характеристики
при той же
инвертора
трехфазного
.
индуктивности рассеяния больше в 3 л = 1,5 раза. Увеличение
2л
наклона характеристики объясняется тем, что в течение пе_риода
в трехфазном инверторе происходит три коммутаuии, а в однофаз
ном - только две.
133
Переменная составляющая противо-э. д. с. инвертора, как видно
из рис. 5. 2 1, 6, имеет тройную ча стоту по отношению к частоте питаю
щей сети.
Форма кривой напряжения на неработающем вентиле имеет суще
ственное значение, она определяет условия работы вентилей в преоб
разователе. Особенно важны начальный скачок напряжения на вен
тиле после выхода его из работы и максимальное значение напряже
ния на вентиле.
Начальный скачок напряжения, определяющий вероятность воз
ни!{новения обратных зажиганий ионных вентилей в выпрямителях,
определяется выражением
ЛИ ьо = VЗ Е2т sin б = VЗ Е2т sin (� - у).
(5.63)
Уменьшение угла � приводит к увеличению вероятности опрокиды
вания инвертора, тяж�ому аварийному режиму, о чем будет ска
зано ниже.
Максимальное напряжение на вентиле, запираемое по управляю
щему электроду, равно амплитуде междуфазной э. д. с. вентильной
обмотки трансформатора VЗ Е2т.
В трехфазном преобразователе с нулевым выводом, как было
отмечено в главе 4, имеет место вынужденное намагничивание транс
форматора. Поэтому в мощных установках такая схема не применяется
ни в выпрямительном, ни в инверторном режиме. Тем не менее про
цессы в преобразователе, описанные выше, представляют значитель
ный интерес, поскольку на основе рассмотренного преобразователя
создаются более сложные трехфазные схемы преобразования, нашедшие
широкое промышленное применение.
§ 5.9. ТРЕХФАЗНЫЙ МОСТОВОЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ,
РАБОТАЮЩИЙ В ВЫПРЯМИТЕЛЬНОМ И ИНВЕРТОРНОМ РЕЖИМАХ
Выпрямительный режим
Рассмотрим электро111агнитные процессы в трехфазном мостовом 1
преобразователе ( рис. 5. 22) с управляемыми вентилями.
Для управляемых выпрямителей закономерность изменения внеш
ней характеристики зависит от величины угла регулирования а. '·
Поэтому для таких выпрямителей обычно строят семейство внешних
характеристик Иd = f (/а)а = const при различных значениях угла а.
При выводе этих зависимостей для трехфазного мостового выпрямителя
с активно-индуктивной нагрузкой rа, La будем пренебрегать потерями
в вентилях и обмотках трансформатора, учитывая лишь индуктивности
рассеяния обмоток трансформатора La , а также полагая, что в цепи
нагрузки величина инду_ктивности La ·= оо.
При таких упрощенных условиях ток в цепи нагрузки получается
;щеально сг.т1аженным и неизменным по величине, а ток коммутации
зависит .1шшь от величины индуктивности L a и закономерности изме
нения э. д. с. обмоток трансформатора, находящихся в контурах ком134
м утации. Закономерность изменения внешней характеристики выпря
мителя зависит от длительности пропускания тока кажды\1 вентилем
1' рис 5 2 ,
л = + ( . . 3 а), которая в свою очередь определяется числом
�f
вентилей, одн0временно пропускающих ток. Угол коммутации 1',
а следовательно, и угол л изменяIОТся при изменении величины тока
нагрузки. При токах нагрузки / а, близких к номина,1ьному значению,
v<{ ил< л. В этом режиме в схеме попеременно пропускают ток
одновременно либо два, либо
три вентиля.
С ростом тока нагрузки вели
чина угла 1' увеличивается, ин
тервал одновременной работы
трех вентилей расширяется, и
затем наступает второй режим
о
работы схемы, для которого угол
л
коммутации 1' = -3-. При этом
л = л, и в схеме всегда одно
временно пропускают ток три
вентиля.
Дальнейшее увеличение тока
нагрузки приводит к возникно- _
----�.,...... К2
вению третьего режима, харак- К, t-➔11--�---►-+,...,,....
�ьв
з
iь
в5
теризующегося величиной 1' > ;
и л л. В этом режиме в схеме
1" l..c5
одновременно пропускают ток
�;:::r-q,
1
1
либо три, либо четыре вентиля.
С возрастанием тока /а интервал
одновременной работы четырех
вентилей расширяется, и при Рис• .:>-. 22 . трехФазныи• мостовои• преобракоротком замыкании в схеме
зовате,1ь
в любой момент одновременно
пропускают ток четыре вентиля; при этом 1' = 2 п и л= �л.
3
Ка�дый из трех режимов работы схемы характеризуется опреде
:�еннои закономерностью изменения внешней характеристики, поэтому
следует рассмотреть эти режимы в отдельности, а затем произвести
сопряжение полученных участков внешней характеристики.
>
л:
Режим V<з
На рис. 5.23, а показаны временнь1е диаграммы токов и напряжений
для этого режима. В интервале одновременной работы двух вентиJ1ей
(например, В1 и В 2) мгновенное значение выпрямленного напряжения
определяется разностью еа
ее, а мгновенные значения токов в вен
ти,�ях - постоянным значением выпрямленного тока /d·
135
(см. рис. 5. 23 , а). В период коммутации вентили 8 1 и В3 оказываются
короткозамкнутыми на обмотки трансформатора с э. д. с. еа и еь,
поэтому в течение этого интервала ток в вентиле В3 равен току во вто
ричной обмотке iь, а ток в вентиле В1 - току во вторичной обмотке ia ,
Ток в вентиле 8 2 катодной группы равен току нагрузки /d• Таким
образом, согласно эквива,1ентной схеме рис. 5.23, б
d
dia
еа - еь = Ха ( dft - diь
it) ' }
(5.65)
ia+iь = !d.
Для определения закономерностей изменения токов в вентилях и
выпрямленного напряжения в период одновременной работы трех вен
тилей (например, В1 , В2 и 8 3) следует рассмотреть эквивалентную
схему для этого режима, показанную на рис. 5.23, 6. Мгновенные знае1 иd
a
Так как dit = - -dff,
из (5.65) следует:
diь
( 5.68)
cos (а +v)]
(5. 70)
2
iь = Jf-3 E 2m (cos а - cos 11').
2 Ха
�ха
'1
Б)
Рис. 5.23. Трехфазный мостовой преобразовате.чь, ра
а - временные диаграммы при 1 < ;
3
ная схема
ботающий в режиме выпрямления:
n
б - эквивалент-
чения э. д. с;. в эквивалентной схеме определяются согласно времен- ·
f·.
н6й диаграмме рис. 5.23, а:
"' '
ea=E2msin("1+ � ),
j
(5.64)
еь = Е2т siп ( {} +i),
Полагая, что заданное значение угла регулирования а меньше 6,
начало коммутации для вентиля В3 будем отсчитывать от точки 11'1
136.
(5.67)
Vзв m (cos а - cos it),
')
а
- E2mCOS it.
(5.66)
Проинтегрировав уравнение (5.67) с учетом нижнего предела
{} = а, i,, = /d, определим закономерности изменения токов ia и iь
в период коммутации:
а)
=
di
еа-еь = 2х, dita"
Учитывая, что еа - еь = - Vз Е2т s(п it, получим
di
- 11-3 Е2т sin 11' = 2х. d;.
i,
ее
di
;n;
При t) = а + у (конец ком:-.1утации) iь = Iа, поэтому
или
(5.69)
(5. 71)
Из (5.71) следует, что с ростом тока нагрузки /d, при неизменной
величине угла регулирования а, угол коммутации у также увели
чивается.
Используя ту же эквивалентную схему рис. 5.23, б, определим
среднее значение выпрямленного напряжения.
Ввиду симметрии кривой выпрямленного напряжения относительно
оси абсцисс, а также повторяемости ее закономерности через каждую
треть периода, среднее значение выпрямленного напряжения в общем
виде
23
Vd = 4
�+о:
� ujd1't,
а
(5.72 )
137
в схеме по-прежнему одновременно пропускают ток только три вен
тиля, так как дпя четвертого вентиля не будет условий, при которых
он сможет начать пропускать ток. Так, например, если ток пропу
скают вентили В1 , В 2, В3 , то очередной вентиль В4 не сможет вступить
в работу, так как потенциал его анода, определяющийся отрица
тельным потенциалом нагрузки, равным потенциалу катода работаю
щего вентиля В2 (или э. д. с. ее ), будет ниже потенциапа катода, опре
деляющ егося положительным потенциалом нагрузки, который равен
полусумме э. д. с. короткозамкнутого контура коммутации еа teh
где и' d - мгновенное значение напряжения между нулевой точкой
вторичных обмоток трансформатора и положительным полю
сом нагрузки.
При определении величины ud на трети периода следует различать i
два характерных интервала. Для интервала коммутации согласно
эквивалентной схеме
(5. 73)
di
Но из ( 5.66) следует, что df}a =
Поэтому в период коммутации тока в вентилях В1 и В3
= -�- Е2т cos 11'.
ud =
(5.74)
После завершения коммутации в вентиде В3 мгновенное значение
выпрямленного напряжения
(5. 75)
rJ
Таким образом, среднее значение выпрямленного напряжения
Иd = ¾[Т ('"i'')d�+ 1'",, d�]-
a+v
Подставляя в (5.76) мгновенные значения э. д. с., получим
(5.76)
r:J,
иd-_зVзЕ2m cosa+cos(a+y)
:rt
+
В2
2m
I
<
(5.78)
Режим v= л:
3
<
ным
138
л3 • это объясняется тем, что при увепичении тока нагрузки
Такой режим будет длиться до тех пор, пока суммарный угол
а у не станет равным ¾ (точка А на рис. 5.24).
Во втором режиме уго,1 а с ростом тока нагрузки автоматически
увеличивается, а угол у остается не изменным, равным "лз. В результате
среднее значение выпрямленного напряжения с увеличением тока
нагрузки уменьшается.
Закономерность изменения внешней характеристики ДJIЯ второго
режима можно определить из уравнений (5.71) и (5.77), если учесть,
что = л
У з=
2x_ald =
cos а- cos (а +�\}'
(5. 79)
V
+
Закономерность (5. 78) при раз.ТJичных значениях угла а представ
ляет собой семейство прямых, параллельных друг другу.
Данный режим наступает, как только интервал, в течение которого
одновременно пропускают ток два вентиля, становится равным нулю
и в схеме в пюбой момент времени пропускают одновременно ток три
вентиля. При дальнейшем уве,1ичении тока нагрузки в случае, если
:rt
а
6, угол коммутации продолжает оставаться неизменным, рав-
______....
\
"'
,,,
Рис. 5.24. Временные диаграммы трехфазного мостового выпрямц
n
геля при у =з
у) выражением из (5.71), полуЗаменив в (5.77) значение cos (а
,
л
•
чим уравнение внешнеи характеристики для режима у
3
иd=-)
зVзЕ ( cosa--�Xal
-d-.
л
V ЗЕ2т
7�
'----·
(5. 77)
2
.
i\=Т..........'),(
1
.1'"'
1
1
.:
3 Е 2т
3
1
2:rtUd
:rt
= cos а+ cos I а+-)
3 V 3 E2,rv
\
3
.
(5. 80)
139
.Преобразовав разность и сумму косинусов углов, получим:
• I + л)
2xald
(5 81)
'
УЗЕ2т =SШ�О: 6
�1�
=COS
(a+f).
(5.82)
После возведения в квадрат и сложения уравнений (5.81) и (5.82)
получим уравнение внешней характеристики для второго режима:
4x1f� 4л2Иа
(5.83)
81Е22m = 1.
ЗР2m
Выражение (5.83) есть уравнение эллипса, оси которого совпадают
с осями координат ud и Id.
+
л:
Режим v> 3
Третий режим может начаться с момента, соответствующего .
точке А на рис. 5.24, для которой а+ у=·�. С этого момента в схеме
одновременно пропускают ток четыре вентиля, так как потенциал
ние времени, соответствующего углу у1 , будут пропускать ток четыре
вентиля 81, 82, В 3 , 84 • При этом выпрямленное напряжение равно
нулю, так как цепь нагрузки закорочена венти.11ями 8 1 и В4• Интер
вал у1 закончится, как только ток венти,'Iя 81 станет равным нулю
(точка -&4 на рис. 5.25).
С этого момента в схеме в течение времени, соответствующего
углу у2 , пропускают ток одновременно три вентиля В2 , 83 , 84 до тех
пор, пока не возникнут условия для начала работы вентиля 85 и не
наступит интервал одновременной работы венти.'Iей В2 , В3 , 84 и В5 ,
длительность которого соответ
ствует углу у1 . Таким образом,
для третьего режима характер
ны два интервала: у1 - интер
вал одновременной работы четы
рех венти.'lей и у2 - интервал
одновременной работы трех вен
тилей.
Исподьзуя приведенную вы
ше методику анализа процессов,
можно определить внешнюю ха
х
рактеристику для треть�го ре
жима. Опуская промежуточные
выкладки, приведем конечное
выражение, справедливое при
л
а=б:
(5.84)
Выражение (5.84) является
уравнением прямой. На рис. 5.26
в верхнем квадранте представ- Рис. 5.26. Внешние характеристики трехфазного мостового преобразователя
лено семейство внешних характеристик преобразователя, работающего в выпрямительно:.1 режиме ДJIЯ различных значений
угла о:, в относитеJтьных единицах. При а<
внешние характе
ристики состоят из трех сопрягающихся участков LM, MN и NK,
уравнения которых рассмотрены выше для режимов у< :rt., у= :rt ,
3
3
i
Рис. 5.25. Вреыенн�е диаграммы трехфазного мосто
:rt
воrо выпрямителя при У> 3
анода очередного четвертого вентиля становится положительным по
отношению к потенциалу катода. Так, например, в момент, соответ
ствующий точке {}3 (рис. 5.25), до которого одновременно пропускают
ток три вентиля В 1 , В 2 , В3 , при подаче отпирающего потенциала на
вентиль В л последний вступает в работу и в схеме одновременно в тече140
л
1'>3,
л
При 3
>а> 6n во внешних характеристиках исчезает эллиптический участок MN и остаются лишь первь,й и третий прямолинейные
участки.
При а ?
внешняя характеристика описывается лишь одним
уравнением, соответствующим первому прямолинейному участку.
-1
141
Инверторный режим
Работа трехфазного мостового инвертора иллюстрируется времен
нь1ми диаграммами, приведенными на рис. 5.27, где ud1 - вьшрям
четной
ленное напряжение нечетной группы вентилей (и к �0), а ud2
группы {ик20). В ыпрямленное напряжение мостового преобразователя
больше среднего значения противо-э. д. с. элементарного трехфазного
инвертора.
Исходя из (5.62) получим
(5.85)
Вьiражение (5.85) представляет собой внешнюю характеристику
инвертора, работающего в режиме у< � . Аналогично режиму вы
прямления при инвертировании также имеют место три режима:
2•
режим I: О < у < ; , режим I 1: у = ; , режим III: Т < у < � .
Рис. 5.27. Временнь1е диаграммы, иллюстрирую
щие работу трехфазного мостового инвертора
в целом равно ud = ud1 + ud2, С другой стороны, напряжение ud
в каждый момент времени должно равняться .1шнейному напряже
нию - разности напряжений двух одновременно работающих фаз
вентильной обмотки тра1:1сформатора. Суммируются, очевидно, также
средние значения противо-э. д. с.:
Ed = Edl Ed2•
Поскольку Ed1 = Ed2 (ud1 и ud2) отличаются лишь сдвигом во
врЕмени, среднее значение противо-э. д. с. мостового инвертора вдвое
142
Внешние характеристики инвертора для этих режимов представлены
в нижнем квадранте рис. 5.26.
Пульсации противо-э. д. с. инвертора, как видно из рис. 5.27, а, в
имеют шестикратную частоту по отношению к э. д. с. сети переменного
тока.
Напряжение на неработающем , вентиле (рис. 5.27, г) подобно
напряжению на вентиле в элементарном трехфазном инверторе
(см. рис. 5.21, 6). Единственное отличие заключается в наличии двух
дополнительных коммутационных пиков напряжения, обусловливае
мых коммутациями в соседней вентильной группе. Эти коммутацион
ные напряжения, возникая в вентильной обмотке трансформатора за
счет его индуктивности рассеяния, прикладываются и к вентилям
группы, не коммутирующей в данный момент, питаемой от того же
трансформатора.
Первый (по времени) из коммутирующих пиков существенно влияет
на возникновение прорывов вентилей инвертора. К моменту возник
новения этого пика управляющий переход вентиля (особенно ионного)
может успеть полностью восстановить свои запирающие свойства.
Он запирает вентиль при относительно небольшом напряжении на
нем, но не выдерживает значительного скачкообразного увеличения
этого напряжения. После прорыва вентиля его ток, как и ток / к,
начинает резко возрастать под действием суммы одинаково направ
ленных э. д. с. цепи постоянного тока и трансформатора. Если прорыв
одиночный и индуктивность катодного реактора Ld достаточно велика,
то инвертор может еще вк.r1ючиться в нормальную работу, в против
ном случае ток возрастает до отключения инвертора защитными
устройствами.
Прорыву инвертора могут способствовать высокочастотные колеба
ния, возбуждаемые при скачкообразном изменении напряжения
в контуре, образуемом индуктивностью рассеяния трансформатора
и паразитными емкостями. За счет этих колебаний напряжение на
вентиле может сильно увеличиться. Для борьбы с высокочастотными
колебаниями параллельно вентилям включают демпфирующие пе
почки RC.
Ток одного из вентилей инвертора i81 показан на рис. 5.27, г. Токи
остальных вентилей, а также обмоток трансформатора будут такими
143
же, как на рис. 4. 11 для. неуправляемого выпрямительного режима.
Однако токи в инверторе будут иначе сдвинуты по фазе относительно
э. д. с. трансформатора. Вынужденного намагничивания трансфор 
матора в мостовой схеме, как отмеча.1ось выше, быть не может.
§ 5.10. ДВОЙНОЙ ТРЕХФАЗНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ
С УРАВНИТЕЛЬНЫМ РЕАКТОРОМ,
РАБОТАЮЩИЙ В ИНВЕРТОРНОМ РЕЖИМЕ
Схема двойного трехфазного инвертора с уравнительным реакто
ром приведена на рис. 5.28.
В этой схеме два элементарных трехфазных инвертора включены
параллельно через двухфазный уравнительный реактор Друр • Его
индуктивность обычно достаточно велика, так что пульсации тока
каждого элементарного инвертора весьма незначительны; с небольшой
ошибкой эти токи Jd можно считать идеально сглаженными. В таких
----
Их
ld дРур --
(см. рис. 5.27, в), только ординаты (ud на рис. 5.27, в) следует умень
шить вдвое. Среднее значение противо-э. д. с. инвертора с уравни
тельным реактором такое же, как элементарного трехфазного инвер
тора, и выражается формулой (5.62).
Противо-э. д. с. инвертора имеет пульсации шестикратной частоты,
хотя каждый вентиль проводит ток неско,11ько больше трети периода.
Между двумя вентильными обмотками обычно существует жесткая
магнитная связь и при коммутациях в одном из элементарных преоб
разователей коммутационные напряжения возникают также в другой
вентильной обмотке. Поэтому обратное напряжение на вентиле будет
· точно таким же, как в мостовом инверторе (рис. 5.27, е).
Токи вентильных обмоток трансформатора и токи вентилей такие
же, как в элементарном трехфазном преобразо_вателе (см. рис. 5;21, 6),
· ток сетевой обмотки трансформатора такой же, как и ток мостового
трехфазного преобразователя.
В мощных промышленных установках чаще в�его применяются
трехфазные мостовые инверторы и трехфазные инверторы с уравни
тельным реактором. При одинаковых противо-э. д. с. напряжение вен
тильной обмотки и соответственно напряжение на вентилях в мостовом
инверторе вдвое меньше, чем в инверторе с двухфазным уравните.'lЬ
ным реактором. Ток каждого вентиля в мостовом инверторе вдвое
больше, чем в инверторе с уравнительным реактором, при равенстве
инвертируемых токов. Таким образом, в инверторах с уравниты1ьным
реактором вентили находятся в более легких условиях по току и
в более тяжелых условиях по напряжению.
Напряжение на двухфазном уравните,1ьном реакторе
или
Рис. 5.28. Двойной трехфазный инвертор с уравнительным
реактором
условиях элементарные трехфазнь1е преобразователи работают неза
висимо друг от друга, т. е. токи и напряжения в каждо;.,1 из них будут
такими же, как на рис. 5.21, 6. Трансформатор имеет две вентильные
обмотки, включенные в элементарные преобразователи. Э. д. с. одно
именных фаз этих обмоток сдвинуты на 180 ° . Поэтому выпрямленные
напряжения элементарных преобразователей будут такими же, как
на рис. 5.27, а, 6 (иа1 = Ик о�, ud2 = Ик о2). Потенциал. точки О - сред
ней точки двухфазного уравнительного реактора - в каждый момент
времени равен, очевидно, среднему арифметическому потенциалов
точек 01 и 02 . Соответственно
1
ud = Ико = 2 (Udi
+ Udz).
Следовательно, график выпр·ямленного напряжения (противо- •
э. д. с.) будет иметь точно такой же вид, как для мостового инвертора.
144
dФк
Uк= WксfГ•
Отсюда
Соответствующее построение временной диаграммы этого напряже
ния выполнено на рис. 5.29, а, 6 (в предположении мгновенной ком.
мутации).
Кривая магнитного потока Фк, вызываемого намагничивающим
током iк , приведена на рис. 5.29, в, Если бы токи двух фаз уравнитель
ного реактора были равны между собой, как это предполагалось выше,
то результирующая намагничивающая сила реактора равнялась бы
нулю (ампер-витки двух фаз реактора направлены встречно). .Для
создания магнитного потока в реакторе, противодействующего прило
женному к реактору напряжению, ток одной фазы реактора должен
равняться /d
iк .
iк, а другой /d
Если намагничивающий ток iк пренебрежимо мал (как часто бывает
в реа,1ьных установках), то электромагнитные процессы в инверторе
с уравнительным реактором, как было показано выше, такие же, как
145
в мостовом инверторе. Ес,rш же по каким-либо причинам ток iк стано
вится соизмеримым с током /d
подобие нарушается. Токи /d и i к
могут быть величинами одного порядка в режимах, близких к холо
стому ходу, или при заниженной мощности двухфазного уравнитель
ного реактора, когда реактор работает в режиме насыщения. В послед
нем случае ток iк приобретает характерную пикообразную форму,
o�.
i>
,,,,�
Uri
8с5
Вьs
еа1
ес2
а)
еьа иdг еа" Udt ес5
проводит
инвертора резко падает - некоторую часть периода ток
м
мгновенны
меньшим
с
н
инвертор
й
трехфазны
ый
элементар
ь
ко
тол
насы
с
инвертора
стики
характери
Внешние
с.
д.
противо-э.
значением
шающимся двухфазным реактором =
Er1 ·Ur1
приведены на рис. 5.30..
Крестиком· на каждои характери
стике отмечена точка перехода к ре
жиму прерывистых токов. Инвертор
с насыщающимся реактором обладает
и одним полож�тельным свойством.
Пропуск отпирания очередного вен
тиля может и не вызвать тяже.rюго
аварийного режима -опрокидывания,
так как коммутация происходит через
насыщенный уравнительный реактор
на вентилf? соседнего Э.'Iементарноrо
инвертора.
Насыщение двухфазного уравнительного реактора может происхо- ai_____,......_____
Id
дить и при достаточной его мощности
в случае неравенства постоянных Рис. 5.30. Внешние характеристr.•
составляющих токов фаз реактора. ки инвертора с насыщающимся
двухфазным реактором
Такое нарушение симметрии работы
инвертора вызывается несимметрией
его системы управления, разбросом параметров вентилей, несиммет
рией напряжений сети переменного тока и т. п. Для устранения
несимметрии иногда приходится пользоваться специальными сим
метрирующими устройствами, воздействующими на систему упра
вления инвертором.
§ 5.11. КОЭФФИЦИЕНТ МОЩНОСТИ ИНВЕРТОРА
г;
Рис. 5.29. Временные диаграммы, иллюстрирую
щие работу двойного трехфазного инвертора с
уравнительным реакторо:.1
соответственно искажаются токи вентилей (рис. 5.29, г) и обмоток
трансформатора. Действующие значения токов обмоток трансформа
тора возрастают при том же значении /d• вместе с тем увеличиваются
потери мощности в трансформаторе. Если сетевая обмотка трансфор
матора соединена звездой; то имеет место вынужденное намагничивание
сердечника трансформатора. К.огда максимальное значение намагни
чивающего .тока iк достигает величины /d, наступает режим прерыви
стых токов каждого ЭJ1ементарного преобразователя при непрерывном
токе всей схемы в целсм. При этом среднее значение ,противо-э. д. с.
146
Как известно, коэффициент мощности преобразователя с синусо
идальными напряжениями и несинусоидальными токами определяется
выражением
IPI = v I COS(j)(i) \,
(5.86)
х=т
Р - активная мощность, отдаваемая инвертором в сеть
переменного тока;
S - полная мощность инвертора;
V=
- коэффициент искажения, равный отношению действую
щего значения первой гармоники тока к действующему
значению тока;
(J)щ - угол сдвига фаз между напряжением и первой гар
моникой тока.
Если положительные направления токов и напряжений (э. д. с.)
на входе преобразовате.rrя (в трансформаторе) считать одинаковыми
где
lт
147
в выпрямительном и инверторном режимах, то активная мощность
будучи п�ложительной в выпрямительном режиме, оказывается отри:
цательнои при инвертировании. Это соответствует передаче энергии
от источника постоянного тока в сеть переменного тока. Cos <p(l) тогда
также получается отрицательным. Коэффициент же мощности х при
нято считать положительной величиной. Именно поэтому в выражении
(5.86) берутся абсолютные _величины активной мощности и cos (f)щ.
Для определения <р( 11 аппроксимируем ток, протекающий по вен
тилям и ?бмоткам трансформатора, трапецией. На рис. 5.ЗJ показаны
временные диаграммы тока фазы и э. д. с. трансформатора трех- .
фазного мостового инвер- _ -:
тора.
Током холостого хода
трансформатора
пренебреi, е
. гаем. Такими же будут
токи и э. д. с. сетевой об
мотки трансформатора в
инверторе с уравнитель
ным реактором, так что
коэффициент мощности в
обоих случаях одинаков.
Очевидно, ось симмет
рии трапецеидального тока
(3
совпадает во времени с :'\ШК·
Рис. 5.31. Временнь1е диаграммы тока фазы и симумом первой гармоники
э. д. с. трансформатора трехфазноrо мостового этого тока ia(l)• Угол сдви
инвертора
га фаз находим между моментами времени, соответ
ствующими максимумам э. д. с. и тока фазы а. Как видно из
рис. 5.31, этот угол равен
л
Учитывая, что а = :л - � и что в инверторном режиме 1-'Р. < 2'
по.11учаем
(5.87)
cos (IJ (i)
1 COS ( CG
1 � 1 COS ( � 1
Таким образом,
+ t)
t) / .
(5.88)
Коэффициент искажения формы тока при мгновенной коммута3
ции (когда форма тока прямоугольна) равен п � О, 955; с увеличеискажения повышается дости
нием угла коммутации коэффициент
°
гая величины 0,966 при 1' = 40 . Таким образом, для повышения �оэффи
циента мощности инвертора следует стремиться, чтобы инвертор работал
с меньшими углами инвертирования �- Однако, как было .выяснено
148
у
б = �
выше, уменьшение угла � приводит к уменьшению угла инвертора.
ний
идыва
опрок
тности
вероя
чению
увели
к
и соответственно
у с меньшим углом б, неже.11и
Тиристорные инверторы допускают работ
тся одним из их преиму
являе
что
лями,
венти
ми
инверторы с ионны
ществ.
ания для
.Изыскание возможностей уменьшения угла инвертиров х сетью,
ведомы
торов,
инвер
повышения коэффициента мощности
й.
является важной технико-экономической задаче
§ 5.12. КОМПЕНСАЦИОННЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ,
АХ
РАБОТАЮЩИЕ В ВЫПРЯМИТЕЛЬНОМ И ИНВЕРТОРНОМ РЕЖИМ
Выпрямительный режим
выпрями
На рис. 5.32, а показана простейшая трехфазная схема
составщаяся
ю
явля_
сти,
мощно
теля с улучшенным коэффициентом
uА
е
ia
-
rd
Ld
Lь = О ic= O
а)
i.,a
а
ec,ic
D
t ld Uoop
о
/
1'
I Uoop (индJ
I
/
.... .,,
Рис. 5.32. Трехфазный выпрямитель с улучшенным коэффи
мощности:
циентом
а - сх м с коммутирУющим устройством ; б - временные диаграммы
е а
оженных в
ным элементом сложных компенсационных схем, предл
ой трех
обычн
с
нию
сравне
По
Киевско'м политехническом институте.
фазной схемой она содержит трехфазный уравнительный реактор и
трехфазную группу конденсаторов, что вызывает изменение характера
149
с помощью системы управления возможно осуществить реrули-
процесса коммутации тока с одного вентиля на другой. Коммутация
здесь может осуществляться до момента начала коммутации в обыч
ной · трехфазной схеме (до точки Киид
на рис. 5.32, 6, в которой еа = еь ).
Это объясняется тем, что в рассмат
риваемой схеме в процессе коммута
ции, кро:\!е фазных э. д. с., участвует
еще и заряженный конденсатор, вхо
дящий в контур коммутации.
Если предположить, что катодная
индуктивность Ld и индуктивность
трехфазного уравнительного реа1по
ра Lyp бесконечно велики, а индук
тивность рассеяния L. равна нулю,
то анодные токи ia , iь , ic будут иметь
прямоугольную форму. При этом ток
нагрузки /d делится трехфазным
уравнительным реактором на три рав11)
/d
-. Если в данный момент
ные части 3
е
пропускает ток вентиль В1, ток в нем
равен току нагрузки. Этот ток посту
пает от трех фаз уравнительного реак
тора через конденсаторы Саь и Сса
(в конденсаторе Сьс токи компенси
руют друг друга). В процессе работы
вентиля В 1 конденсатор Саь заряжает
ся и его э. д. с. есаь совпадает по
направлению с э. д. с. еь . Условием
коммутации тока с вентиля В1 на вен
тш1ь В 2, в случае идеальных вентилей
будет равенство
(5,89)
еа = еь есаь•
UJ
+
Момент, соответствующий равен
ству (5.89) (точка, Кем к на рис. 5.32, 6),
а l--'--1-- 1::!&-ir--hHl::::'�-6 наступает раньше момента, при кото 
ром еа = еь , т. е, данная схема спо
собна работать в емкостном режиме,
так как основная гармоника тока в
Рис. 5.33. Двойной трехфазный фазе а может опережать ее э. д. с. на
выпрямитель с коммутирующим угол q, 1 (рис. 5.32, 6). Подбирая соот- ·
устройством:
ветствующую величину емкости кона - схема; б - временные диаграммы
денсаторов, МОЖНО ИЗМеНЯТЬ напряжение на них, а следовательно, изменять
и положение точки коммутации Кемк в ту или иную сторону. В резуль
тате среднее выпрямленное напряжение изменяется. Таким образом,
с помощью переключения конденсаторов в схеме можно регулировать
величину выпрямленного напряжения в определенном диапазоне.
150
1
ование выпрямленного напряжения в широком диапазоне. При этом
�ыпрямитель может генерировать реактивную мощность в сеть (вести
себя как емкостная нагрузка), потреблять реактивную мощность из
сети (вести себя как индуктивная нагрузка), а также работать с коэф
фициентом мощности, равным единице (вести себя как активная
нагрузка).
Следует отметить, что реактивная мощность, генерируемая трех
фазным выпрямителем, не намного больше мощности конденсаторов
1,3!. Поэтому данная
схемы, отношение этих мощностей КэФФ
схема с точки зрения генерирования реактивнои ·мощности не явля
ется эффективной. Использование трехфазного уравнительного реак 
тоr а и коммутирующих конденсаторов (коммутирующего устройства)
в более сложных схемах с т 2 = 6 и выше эф фективнее.
Промышленное применение нашел двойной трехфа�ный компен
сационный выпрямитель (рис. 5.33, а), генерирующии реактивную
мощность в сеть.
Он представляет собой параллельное соединение двух трехфаз
ных компенсационных выпрямителей (см. рис. 5.32, а), которые по
отношению к общим для них конденсаторам представляют собой
ой формы (рис. 5.33, а), сдвинутых
источники токов прямоугольн
°
между собой по_ фазе на 180 . Применив метод наложения действий
источников токов, можно найти токи в конденсаторах двойного трех
фазного компенсационного выпрямителя (рис. 5.33, 6), а затем, про
интегрировав токи, - напряжения на конденсаторах. По форме токи,
напряжения и э. д. с. конденсаторов такие же, как и в одиночном
трехфазном компенсационном выпрямителе, но часто::Э их вдво�
больше. Амплитуда тока конденсаторов, как и в простои трехфазнои
схеме, равна трети выпрямленного тока одного трехфазного выпрями
теля /d•
Таким образом, если в одиночном и двойном трехфазных компен,:
сационных выпрямителях требуется один и тот же опережающии
угол сдвига фаз (q,1 = 1/)), что соответствует одинаковому м.:3ксималь:
ному напряжению на конденсаторах, то в связи с удвоеннои частотои
во второй схеме величина емкостей до.11жна быть уменьшена вдвое.
Генерируемая реактивная мощность в двойном выпрямителе увели
чивается вдвое из-за удвоения тока. Поэтому коэффициент использо
вания конденсаторов в двойном трехфазном компенсационном вы
прямителе в четыре раза больше, чем в простом.
В более мощных компенсационных выпрямителях конденсаторы
используются еще эффективнее.
Инверторный режим
Компенсационные преобразователи могут использоваться и в
инверторном режиме. Э. д, с, конденсаторов способствует коммута
ции, причем эта э. д. с. увеличивается с ростом тока; коммутация
происходит быстрее, т. е. угол коммутации в компенсационном инвер
торе меньше, чем в обычном. Кроме того, после окончания коммута151
!
\
- ции э. д. с. конденсаторов повышает отрицатеJiьное напряжение на
вентиJiе, вышедшем из работы; увеличивается отрезок времени, в те-.
чение которого напряжение на вентиле остается отрицательным.·
В компенсационных инверторах в отличие от обычных
(5.90)
С увеличением тока угол 6 уменьшается в компенсационных
инверторах гораздо медленнее, чем в обычных и может даже воз
растать.
Зависимости угла 6 от тока /d представлены на рис. 5.34. Режим·
С = оо соответствует закороченным конденсаторам, т. е. обычному :
инвертору.
Компенсационный инвертор может работать при значительно
.меньшем по сравнению с обычным инвертором yrJie опережения ji,
потреблять из сети перемен
IJ, г,ра8
ного тока меньшую реактив
ную мощность и иметь более
высокий коэффициент мощ
ности. При надJ1ежащем вы
боре емкости коммутирующих
конденсаторов компенсацион
ный инвертор может работать
устойчиво с неизменным yrJioм
опережения как при пере
грузках, так и при уменьше
C1 C2 C3 C
нии напряжения в сети пере
Рис. 5.34. Зависимости б = f (Jа) для схемы менного тока.
рис. 5.32, а
ВсJiедствие маJJОГО yrJJa
опережения в компенсацион
ном инверторе можно поJJучить более высокую среднюю противо
э. д. с. Внешние характеристики компенсационного инвертора жестче
(при работе с неизменным углом инвертирования), так как угол
коммутации невелик и меньше изменяется с изменением тока, чем
в обычном инверторе.
Компенсационный инвертор может работать и с генерированием
реактивной мощности в сеть переменного тока - при отстающем
или очень малом опережающем уп1е инвертирования �- При этом
э. д. с. трансформатора препятствует коммутации тока, производи
мой коммутирующими конденсаторами. Поэтому работа компенсацион
ного инвертора с генерированием реактивной мощности возможна
лишь при э. д. с. конденсаторов и пропорциональном ей инверти
руемом токе, превышающих некоторые минимально допустимые ве
JJИчины. Такой режим может быть осуществлен в установках, где
инвертируемый ток с течением времени мало изменяется, в про
тивном случае необходимо применение быстродействующей авто
матической системы, переводящей компенсационный инвертор в
обJiасть опережающих углов инвертирования � при падении инвертируемого тока.
<
152
<
<
lf
§ 5.13. НЕСИММЕТРИЧНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
Несимметричные преобразователи создаются различными спосо
,,оамr··
,. использованием специальных несимметричных схем •преобразования, применением несимметричной системы напряжении на стонесимметри:,ного ре
роне переменного тока, а также установлением
Последнии способ
вателях.
преобразо
ных
симметрич
в
лирования
��пользуется наиболее часто, поэтому в дальнейшем. будем в основ
ном рассматривать его.
Несимметричный трехфазный одномостовой преобразователь
Трехфазный мостовой несимметричный преобразоватеJiь (рис. 5.35)
представJiяет собой последовательное соединение двух простых одно
тактных трехфазных преобразоватеJiей, один из которых �нодног?,
а второй катодного типа. На рисунке представлен частныи случаи,
когда один из трехфазных иреобразова•
телей составJJен на управляемых, а второй - на неуправляемых вентилях.
На,1ичие в мостовом преобразовас
теле двух составных трехфазных пре
допус
случае
общем
в
вателей
образо
кает устанавливать неодинаковые уг.1ы
в
регулирования в различных его частях
при сохранении симметрии токов в пи
тающей трехфазной цепи.
в
Если а1 - угол реrу,1ирования анод
ной, а а2
катодной группы вентилей.:
Вг
8
то взаиыный сдвиг работы вентилеи
различных групп
ша
Рис. 5,35. Трехфазный одномо
ый преобра
Напряжение на стороне постоян стовой несимметричн
зователь
ного тока Иd равно сумме выпрям
ленных напряжений Иа1 и Иd2 , создаваемых каждым из однотактных преобразователей в отдельности.
Принимая для простоты идеальные условия, когда xd = оо и
х. = о, получим
3
ud = 2n
v3- Е (cos а.1
(5.91)
2111
Составные преобразователи включены последовательно, поэтому
они создают одинаковые составляющие тока в фазах первичной об
мотки трансформатора:
/,l([)m 1"l(J)m
=
Vз 1d•
= n--
л
153
Следовательно,
f1 (1) т = n J/[/({)m]2 +'rl('l)m]2 + 2/(l)ml('l)mCOSCG =
а
1
n 2 л 1d COS 2 = n 2Vз
� 1d COS ct2-ct
-2-,
(5.92)
Принимая во внимание синусоидальность напряжения, уста но- \)'
вим, что косинус угла сдвига фаз между напряжением и первой гармони- J
кой переменного тока во всем диапазоне регулирования угла а равен •1,j
i
(
COS !p=COS
Наиболее часто используется несимметричный преобразователь,
в котором одна часть выполнена на неуправляемых, а вторая на управ
ляемых вентилях, т. е. когда а1 = О, а2 ccf= О:
Рассматривая этот режим как частный случай несимметричной
ы мостового преобразователя, получим:
бот
а
р
поэтому активная, реактивная и полная мощности на входе прео
бразователя выражаются следующими зависимостями:
Р1=2 И1mfl(l)mCOSq:>=zл
3
3
v-3 E2mfd(COSCG1 COS0:2),
Q1= � И1т11 (i) т sin (j) = 2� УЗ E2ml d (sin CG1
1
1
siп 0:2), l
(5.93)
/
J
Действующее значение входного переменного тока несимметрич
ного преобразователя неодинаково при различных значениях угла а:
л
при О� а� 3
3
а,
f1ш = -COSl1 = nla
-(5.94)
л
2'
V= /1
л
при з�а �:тt
ct2 --.
ct1
S1 =2з И lmll(l)m
. =Л
з �V,r-3 Е2m 1 dCOS2
Yi,
Vб
а
= лсоs2
V
Ji 1
�
· (5'.94а)
Обратим внимание, что симметричный режим является частным
случаем несимметричного, когда а1 = а2 = а0 • Поэтому
3
Ud =n
v3- EomCOSO:o,
(5.95)
154
(5.96)
Vб
а
лсоs 2
V=-===
f1-:
Приведенные формулы показывают, что для изменения напря
жения на стороне постоянного тока в пределах от наибольшего зна
чения до нуля необходимо изменить угол регулирования а от О до :л.
При этом первая неуправляемая часть преобразователя не изменяет
своего напряжения, а вторая часть по мере увеличения угла а умень
шает свое напряжение, затем, переходя в инверторный режим, изме
няет его знак и при угле а = :л оказывается в чисто инверторном режи
ме; суммарное напряжение преобразователя в этом случае равно нулю.
Форма кривых выпрямленного напряжения и тока фаз цепи пе
ременноrо тока приведены на рис. 5.36, а и 5.37, а.
На рис. 5.38 приведены зависимости выпрямленного напряжения
и мощностей, выраженных в относительных единицах, от угла ре-·
rу.пирования а для симметричного (рис. 5.38, а) и несимметричного
(рис. 5.38, 6) режимов .
Преимуществом несимметричного режима перед симметричным
является меньшая потребляемая преобразователем реактивная мощ
ность. Однако при этом обнаруживается существенный недостаток
несимметричного преобразовате.пя, заключающийся в ухудшении коэф
фициента искажения за счет возникновения в переменном токе допол•
нительно к нечетным еще и четных гармоник. Последнее ограничи
вает область использования этих преобразователей.
155
а l'-l---�-----,,..,...
.___ 21e 6
°' = JO
O
t:x; = 60
1
°
t}
О(,= 150 °
CX = /IJ0 °
(Х = 180
lid1 = Udo = 'Ud = a
а)
Б}
°
tJ,
· Рис. 5.36. Напряжения несимметричных преобразовате,�ей при
различных углах регулирования:
а - одномостовоrо; б - двухмостовоrо
156
б}
Рис. 5.37. Токи несимметричных преобразователей при различных
углах регулирования:
а - одномостового; 6 - ,ц,вухмостового
157
ud, Р, Q, s, cas 'Р
1,0
0,9
0,8
О, 7
0,6
0,5
0,4-
г-......
о
Несим�етричныи двухмостовои преобразователь
/
Р"'f..../
�v, ....
'\ .,,Ud
V
/
i'\_ cas�
j'
о,а
0,2
0,1
"r-... s / Q
--
J
\.
1/
\
10 20 JO 40 50 бО 70 80 °'0
а)
Ud , ,Q,S, cos�
р
�
....
0,9
1'
' [', 1'' .�
0,8
PI' r-..
о, 7
11., '\,._,, casrp
0,6
\ ... \
0,5
,;
i\ ��
0,4
""""
O,J
0,2
1' Q
,,,,
\
�
"""
,... '
'\.
�
'r-о l/ 20 40 50 80 100 /20 /40 150 1\.1% 0
0,1
/
Б)
'-
0,9
0,8
0,7
0,6
0,5
0,4
,,'s
\ CO"i!,/!
\
'
�
.... i:::::-..
оV
'
111:S
р"�
,-. Q
i.,,-
Vз
"r-..
Ud
V
4
l1(iJm = n� ldcosa,
р �
цз
Q;2
D,1
�
Двухмостовой параллельный несимметричный nреобразователь изо
бражен на рис. 5.39.
Его можно рассматривать как последовательное соединение двух
шестифазных преобразователей с уравнительными дросселями, один
из которых анодного типа
на неуправляемых венти
катодного
лях, а второй
типа на управляемых вентилях.
Формы кривых токов и
напряжений для преобра
зователя при одностороннем регулировании приведены
на рис. 5.36, 6 и 5.37, 6.
В отличие от несиммет
ричного одномостового пре
образователя в двухмосто
вом преобразователе в токе
питающей сети отсутствуют Рис. 5.39. Двухмостовой несимметричный пре
образоватмь
четные гармоники, т. е.
в нем устранен основной
недостаток несимметричного регулирования. Такой же результат
получается и при последовательном соединении двух мостов.
Формулы, характеризующие двухмостовой параллельный преоб
разователь, принимают вид:
3 �1
2 а
Иd = n V 3- E2mCOS 2,
'\V
V
'
1\
1�
(5.97)
х
.... �
JO 60 90 120 150 180 JO 60 90 120 150 (Х0
б)
Рис. 5.38. Характеристики преобразовате
лей:
а - симметричиоrо; 6 - двухмостовоrо несиммет
рич�щrо; о - четырехмостовоrо nесимыетричноrо
159
Действующие значения токов получены обычным способом исхо
дя из кривых рис. 5.37, 6. Эти зависимости проиллюстрированы
рис. 5.38, 6.
· Сравнивая показатели •СШ,1:½етричного (см. рпс. 5.38, а) и несим
метричного (рис. 5.38, 6) преобразователей, отметим, что при сим- ·
метричном регулировании с увеличением глубины регулирования
выпрямленного напряжения реактивная мощность все время возра
стает, достигая наибольшего значения активной мощности преобра
зователя.
л
При а= 2 среднее значение напряжения на стороне постоянного
тока равно нулю. Мгновенные значения этого напряжения отличны
лучше, чем при симметричном регулировании. При а
тока первичной обмотки исчезают 5-я и 7-я (наиболее значите.JJьные
по величине) гармоники и кривая тока приближается к синусоиде.
2л
Только при глубоком регулировании, когда а> 3, коэффициент
искажения заметно снижается, но здесь потребляемая мощность
становится малой.
Изложенное выше показывает, что одностороннее регулирование
является эффектным средством улучшения коэффициента мощности
регулируемых преобразовательных установок.
Увеличивая число мостов, можно добнться дальнейшего улучше
ния коэффициента мощности. На рис. 5.38, 6 приведены характери
стики четырехмостового несимметричного преобразователя, схема ко
торого изображена на рис. 5.40.
При рассмотрении работы несимметричных преобразователей пред
О. При Ха
О результат!::' количественно нес
полагалось, что Ха
колько изменяются за счет появления угла восстановления запирае
мых свойств вентиля б и угла коммутации '\-', но качественно картина
остается прежней.
Несимметричный сдвоенный шестифазный преобразователь
Рис. 5.40. Четырехмостовой несимметричный преобразователь
от нуля. Напряжение, запираемое вентилями при а= �, наибол
неблагоприятно по форме и по величине.
Если в процессе регулирования постоянный ток поддержива
неизменным, то трансформатор все время оказывается полность
загруженным, так как полная мощность его остается неизменной.
При несимметричном или одностороннем регудировании, когда:
изменяются углы регулирования только у половины вентилей, с уве
личением глубины регулирования реактивная мощность также уве•
личивается, но медленнее, чем в первом случае, достигает максимума,.
а затем уменьшается до нулевого значения. Максимальная реактив-·
ная мощность не превышает половины наибольшего значения актив
ной мощности. Когда среднее значение выпрямленного напряжения
равно нулю (а = л), равны нулю и его мгновенные значения, а также
реактивная и полная мощность трансформатора. Это состояние явля
ется как бы холостым ходом для трансформатора. Постоянный ток
проходит в схеме, минуя трансформатор. Таким образом, этот наи 
более зарегулированный режим является и наибо.11ее спокойны:-�
режимом.
Коэффициент искажения первичного тока при несимметричном
регулировании в двухмостовом преобразователе в начале интервала
160
Аналогией несимметричного мостового преобразователя, прео
бразовате.JJя последовательного вида, являются преобразователи па
раллельного вида с перемежающимися углами регулирования.
Схема таких преобразователей ничем не отличается от обычных
(рис. 5.41). Различие заключается в способе регулирования.
Отличительной особенностью рассматриваемого несимметричного
регулирования является установление для всех вентилей двух
углов регулирования а1 и а2, чередующихся через период
(рис. 5.42).
Обозначив а2 - а1 = а0 , заметим, что длительность работы вен2:п;
тиля в одном периоде равна 2:;�:
3 - а.2 т а1 , а в другом -3- а1 т О:2,
Прп таком перемежающемся угле регулирования среднее зна
чение выпрямленного напряжения у всех элементов преобразователя
одинаково, поэтому и возможна их параллельная работа.
Форма кривой вторичного тока i]1 и il; (рис. 5.42, 6 и г) пита
ющего трансформатора при рассматриваемом способе регулирова
ния несимметрична, первая гармоника имеет частоту, в два раза
меньшую по сравнению с частотой питающей сети. В одном шести
фазном преобразователе скомпенсировать эту гармонику не пред
ставляется возможным (ток ii + i\ l на рис. 5.42, д).
Наличие двух шестифазных преобразователей при сдвиге углов
их управления на 2л позволяет устранить гармонику половинной
частоты и получить симметричную форму кривой первичного тока
v
Il
U1
iJ
ii 1
i) + ii на рис. 5.42, ж).
1
6 И. М. Чиженко
1
161
Р асчетные формулы сдвоенного шестифазного несимметричного
преобразователя точно такие же, как и для двухмост ового несим
метричного преобразователя.
У этого преобразователя также возможен частный режим, когда
а1 = О, а 2 = а =1= О. В последнем случае половина вентилей преобра
зователя могут быт ь неуправляемыми.
Ступенчатые несимметричные преобразова тели
Рис. 5.41. Несиы;�етричный сдвоенный шестифазный преобразователь
иd
а)
�.C:--�*:-J-��=-=�A-�"vf��rcг�
а V:-�-,,L-�--,,,:...._-f'-c-..::.:.:,,L--.:l\d-,;L,.,;�-'-7"--�"7"--:.:
гr.
2п
4n i,. ,
i,Ш-,.i,IY
--ц, -я_��
�01�'_-1r:::l
__�r�.-,--------.Fr..J,l��2--;;�---:;;Jr#�-.c_г
Рис. 5.42. Напряжения и токи в элементах сдвоенного шестифазного преобразователя при перемежающихся углах регулирования:
первого эл�11.аента; в -:
а - выпрямлениое напряжение первого э.�,емента; 6 - ток вентилей
соста
второго элемента,
вып ямленное напряжение второго элемента; г - ток вентилей
ие пер вичного
<:оставляющ
е
элементовi
о
г
о
вля�щие первичного тока от перво го и втор
ы то
тока от третьего и четвертого ,>лемеитов; ж - суммарный первичн й
к
Ступенчатые преобразователи разрабатывались [49) с той же
цель ю, что и другие несимметричные преобразователи - для умень
шения потребляемой реактивной мощности при глубоком регулиро
вании выпрямленного на
пряжения.
Рассмотрим один из пре
образователей этого класса
(рис. 5.43), который можно
четырехэлемент
назвать
ным, так как в нем имеется
четыре отдельных трехфаз- I
ны х преобразователя.
При совмещении питаю
щих обмоток преобразова
телей попарно (рис. 5.43, 6)
схема ступенчатого пре
а)
образователя упрощается.
Ступенчатые преобразо
ватели отличаются от мо
стовых преобразователей
тем, что отдельные пре
образователи питаются на
пряжениями разных ве
личин.
В ступенчатом преобра
зователе часть вентилей или
все вентили 111оrут быть
о)
управляемыми. Если все
вентили у правляемые, то во Рис. 5.43. Четырехэлементный ступенчатый не
симметричный преобразователь:
всех элементах допустимо
а - с разобщенными обмотками; б - с совмещенны•
регулирование напряже
ми обмотками
ния, и элементы могут
работа ть как в выпрямительном, так и в инверторном режиме.
Пусть максимальные напряжения (при а = О) на стороне постоян
ного тока отдельных преобразовате.,1ей находятся в отношении:
IV
II
l!I
Udm: Иdт: Udm = 6: 3: 2: 1
Uат,
I
аiш
(отношение может быть л юбым другим). Тогда
Иdт = И1т
II
Vdm
J63
На рис. 5.44 приведены регулировочные характеристики четы
рехэлементного ступенчатого преобразователя, соответствующие од
ному из возможных вариантов регулирования суммарного напря
жения от Иdт до О.
На характеристиках отчетливо выделяются четыре участка регу.r�ирования.
Первый участок соответствует регу.r�ированию только в четвер
том преобразоватеJiе; угол регулирования его a1v возрастает от О до :rt.
При a1v = :rt этот элемент преобразователя работает в чисто инверv
торном режиме и напряжение на нем отрицательное: И1 = - И1':п.
u/ m
,,а t-iiiiiii::::=:::;;::;__..,.-.;:----;:;;;:;,;;-----:::;71'\:--=::i;--::;:,-===-,
*Il
Udm
t---r----i--..
1
u;:i---1----:---+--,;.�--:ilor---+::(.._"
и;:,-,.---..�.....'
а ,c___.:::,,....,___,�=--_..::..�--�----J--..,1,--
Рис. 5.44. Регулировочные характеристики четырех
элементного ступенчатого преобразователя
10
Общее напряжение снижено до 12 Иdm• Реактивная мощность потребляется только четвертым элементом: Q1 = Qiv,
На втором участке регулированию подвергается второй преобра
зователь, его угол а11 также увеличивается от О до :rt. В конце участка
второй элемент, находясь в чисто инверторном режиме, дополнительно
4
снижает общее напряжение до 12 Иdm· Реактивная мощность на этом
участке потребляется только вторым элементом: Q1 = Qн.
На третьем участке регу.1шруется только третий элемент. Напря
жение его снижается до величины, при которой суммарное напряжение,
на элементах III и IV падает до нуля; принципиально эта половина
преобразователя может быть отключена. Угол регулирования этого
л
преобразователя аш увеличивается от О до 3, Реактивная мощность на
этом участке потребляется только третьим преобразователем: Q1 = Qш.
На четвертом участке регулируется первый эJiемент. Для сниже
ния общего напряжения до нуля его угол регулирования а1 следует
164
л
увеличивать от О до 3. Реактивная мощность на этом участке потребQi
Qт.
ляется первым и третьим элементами: Q1
На рис. 5.44 приведена кривая cos qJ1 преобразователя в целом,
а также кривая реактивной мощности Q;, соответствующая симметрич
rю:му регулированию (при одинаковых с несимметричным глубинах
регулирования напряжения).
Из рис. 5.44 видно, что Q1 :>, Q1, т. е. реактивная мощность, потреб
ляемая ступенчатым преобразователем, значительно меньше мощности,
потребляемой одним эквивалентным преобразователем при симме
тричном регулировании.
Отметим, что последовательность регулирования можно выбрать
другой, при этом характеристика изменит свой вид и участки эле�1ен
тов могут поменяться местами.
По-видимому, участки регулирования целесообразно располагать
так, чтобы минимальная потребдяемая реактивная мощность соот
ветствовала наибольшей дJштельности работы преобразователя в за
регулированном режиме.
Таким образом, ступенчатые преобразователи работают с улуч
шенным коэффициентом сдвига. Однако им присущ тот же существен
ный недостаток, что и одномостовому преобразователю при односто
роннем регулировании: коэффициент искажения недостаточно высок,
кроме того, появляются четные высшие гармоники в первичном токе.
Несимметричный преобразователь с несимметричной
трехфазной системой питающего напряжения
Схема преобразователя приведена на рис. 5.45, а. Преобразователи
этого вида предложены [50) для питания потребителей, требующих
регулирования напряжения в широких пределах при использовании
в преобразователях неуправляемых полупроводниковых венти,1ей.
о
�в
а 11
L� is
I
п
1
lz
11
п
i4-
,1
2n
1 2r.
1
i,
{
iв
Б)
а)
Рис. 5.45. Преобразователь с несимметричными напряжениями:
а
принципиальная схема; 6 - временные диаграммы паnряжений и токов
,J,
,J,
165
Регу,1ирование осуществляется переключением вентилей при по
мощи контакторов на систему трехфазного напряжения различной ·
несимметрии.
В рассматриваемом примере шесть контак:оров позволяют под
водить 26 систем несимметричных напряжении
одиа из которых
приведена на рис. 5.45, б. Каждой несимметричной системе напряже
ний соответствует свое значение выпрямленного напряжения. Таким
образом, в преобразователе можно установить 26 ступеней регули
рования. При таком регулировании коэффициент мощности. всегда
высок. Недостатки этого способа регулирования: 1) невысокии
к?ЭФ·
фициент искажения; 2) наличие в цепи механических прерывателеи контакторов, хотя и работающих в облегченных условиях (они не
прерывают тока нагрузки преобразователя), но все же недостаточно
надежных и быстродействующих аппаратов.
Двухмостовой компенсационный преобразователь
с несимметричным управлением
Установленную мощность можно увеличить путем параллельного
соединения двух шш более мостовых схем. В качестве примера рас
смотрим двухмостовую схему
В1
с одним коммутирующим зве- .
НОМ (рис. 5.46) и двухмосто
в
вую схему с параллельно
включенными конденсатора
ми (рис. 5.47).
Преобразователь рис. 5.46
можно представить в виде по- .
следовательно соединенных
обычного двойного трехфазного преобразователя с уравни
тедьным реактором и компеи
+ сационного преобразователя.
Коммутирующие конденса
торы компенсационной (анод
5
ной) части схемы обеспечи
вают опережающий угол ре
гулирования. Величина угла
регулирования в неуправляе
мом режиме зависит от ем
кости коммутирующих кон
денсаторов и тока нагрузки. ··
Угол регулирования обычной
рис. 5 .46 . двухмостовои• ко•"�пенсационныи" (катодной) части определяетпреобразователь с одним коммутирующим ся в этом режиме момен
звеном
том начала естественной коммутации токов в вентилях.
Наклон внешней характеристики преобразователя тем больше,
чем меньше емкость коммутирующих конденсаторов, поэтому при
:ш
166
одном и том же rоке нагрузки в преобразователе можно получить
различные значения выпрямленного напряжения. Таким о�разом,
конденсаторы не только служат для компенсации реактивнои мощ
ности, но и выполняют функцию управляющего звена.
Если требуется регулирование выходного напряжения в широких
пределах, преобразователь выполняется на упр авляемых вентилях,
причем для повышения коэффициента мощности регулирование це
лесообразно осуществлять лишь на стороне обычной части преобразователя. Компенсационная
82
ч асть преобразователя при
в, а
этом работает в неуправJтяе
ь
мом режиме. При таком регу
овании
в
первичном
токе
ир
л
с
отсутствуют четные гармони
ки, а питающий трансформа
тор разгружается, поскольку
в течение части периода ток
нагрузки протекает по венти
лям, минуя трансформатор.
При изменении угла регу
+
лирования обычной части пре
образователя
в пределах
О� а � :п: напряжение на
стороне постоянного тока
плавно изменяется от макси
мального значения до нуля.
В процессе регулирования
режим обычной части преобра
зователя изменяется с выпря
мительного на инверторный.
!i
в;
В преобразователе рис.
z
5.46 эффективно используют
ся коммутирующие конденса Рис. 5.47. Двухмостовой компенсационный
торы, обеспечивающие гене преобразователь с параллельно включенными
конденсатор ами
рирование реактивной мощ
ности, веJ1ичина которой в
номинальном режиме в 3-4 раза превышает установленную мощность
конденсаторов. Однако при уменьшении тока нагрузки уменьшается
и генерируемая реактивная мощность, так что испоJ1ьзование преобра
зователя эффективно в тех случаях, когда нагрузка большую часть
рабочего цикла близка к номинальной.
Если нагрузка ниже номинальной, а сеть переменного тока нуж
дается в реактивной мощности, более целесообразно использовать
д вухмостовой преобразователь с параллельно включенными конден
саторами (рис. 5.47). В нем также одна половина является неуправ
ляемой, а угол регулирования другой половины изменяется в пре
делах О ,,;::; а ,,;:; :п:.
В таком двухмостовом преобразователе, кроме основных контуров
коммутации, образуются контуры свободных колебаний, в которые
167
входят коммутирующие конденсаторы и индуктивности рассеяния ·
силового трансформатора и питающей сети. При достаточно малых
токах нагрузки, когда коммутация тока в вентилях происходит мгно.
венно, выпрямительные мосты могут быть представлены по отноше
нию к колебательным контурам как источники тока прямоугольной
формы. Расчет токов и напряжений в преобразователе выполняется ·
по методу наложения действия этих источников тока и источников ;
э. д. с. питающего трансформатора.
Двухмостовые компенсационные преобразователи (рис. 5.46 и 5.47) .
могут работать как инверторы, ведомые сетью, и как автономные
инверторы с симметричным и несимметричным регулированием.
§ 5.14. ОСНОВНЫЕ РАСЧЕТНЫЕ ПАРАМЕТРЫ РЯДА СХЕМ
УПРАВЛЯЕМЫХ ВЫПРЯМИТЕЛЕЙ
В данном параграфе приводится табл. 5. l с основными расчет- _
ными параметрами в относительных единицах ряда схем управляе
мых выпрямителей, имеющих практическое значение. Параметры по
лучены на основе анализа электромагнитных процессов в приведен
ных схемах при фиксированных углах регулирования, изменяющихся
в пределах от а = О до а = п.
Регулирование напряжения в схемах осуществляется с помощью
тиристоров, включаемых либо непосредственно в вентильный блок,
либо в цепь нагрузки. Применение вспомогательных диодов, шунти•
рующих активно-индуктивную нагрузку, позволяет несколько улуч
шить коэффициент мощности выпрямителей при глубоком регу,тшро
вании выпрямленного напряжения. Это обусловлено возникновением
нулевого контура, образуемого вспомогательным диодом и цепью
нагрузки при снижении выпрямленного напряжения до нуля, что
позволяет потребителям частично использовать энергию магнитного
поля сглаживающего дросселя.
§ 5.15. АВАРИЙНЫЕ РЕЖИМЫ РАБОТЫ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ
Виды аномальных режимов работы
полупроводниковых преобразователей
К аномальным режимам работы полупроводниковых преобразо
вателей (выпрямителей и инверторов) относят: 1) внешние короткие
замыкания на стороне переменного и постоянного тока; 2) нарушение
вентильных свойств полупроводникового вентиля, т. е, потерю спо
собности вентиля выдерживать обратные напряжения; 3) нарvшение
запирающих свойств поJ1упроводниковоrо вентиля в прямом направ
лении; 4) пропуск включения отдельных полупроводниковых вен
тилей (тиристоров), возникающий в результате нарушения работы
системы управления.
В выпрямителях первые два вида аномальных режимов работы
сопровождаются возникновением сверхтоков и перенапряжений во
166
всех си.т�овых элементах, поэтому они являются тяжелыми аварий
нь1ми режимами. Вторые два вида аномальных режимов в выпрями
телях вызывают ухудшение фор"мы кривой выпрямленного напряжения,
перегрузку отдельных венти,1Jеи по току, что может привести к пробою
вентиля.
В инверторах все четыре вида аномальных режимов приво
дят к опрокидыванию инвертора, т. е. к тяжелому аварийному
режиму.
Для предотвращения повреждений элементов преобразователей
при аномальных реж�1мах работы в них предусматриваются специаль
ные защитные устроиства. Наиболее опасны аварийные режимы для
полупроводниковых вентилей, перенапряжения и сверхтоки в которых
недопустимы.
Перенапряжения. Перенапряжения на вентилях имеют место не
только при тяжелых аварийных режимах, но и в обычных режимах.
Это объясняется тем, что электрические цепи с вентилями, как пра•
вило, содержат реактивные элементы в виде дросселей и конденса-rоров,
в которых происходит колебание энергии в период коммутации тока
с одного вентиля на другой. Так как обычным режимом работы вентилей
в преобразователях является режим коммутации, в схеме все время имеют
место переходные процессы, сопровождающиеся резким из менением
энергии, накопленной в дросселях и конденсаторах. Вследствие
этого на элементах схемы могут возникнуть значительные коммута
ционные перенапряж�ния, представляющие опасность для полупро
водниковых вентилеи !1 других элементов. Поэтому для умень
шения перенапряжении в контурах с вентилями необходимо
предусматривать низкоомные цепи, способные быстро поглотить
энергию свободного режима, либо другие специальные меры, способ
ствующие уменьшению амплитуды напряжения переходного про•
цесса.
Перенапряжения в схеме с вентилями возникают также при раз•
личного рода включениях, отключениях, переключениях в схеме
с помощью специальных переключающих устройств, контакторов,
реле и др. Чтобы уменьшить подобные перенапряжения, необходимо
обеспечить правильный выбор местоположения переключающих эле•
ментов и соответствующую последовательность их переключе
ния, выбор оптимальной скорости прерывания тока, использо•
ванне специальных разрядников, снимающих перенапряжение
и др. [41.
Сверхтоки. Четырехслойные полупроводниковые кремниевые при•
боры обладают низкой теплоемкостью поэтому их перегрузочная
способность невысокая. Это объясняете� тем что в процессе изготовления вентилеи" имеется тенденция к интенсивному использованию
Р·n-переходов путем повышения плотности тока при усиленном тепло
отводе.
Перегрузочная способность вентиля определяется предельной тем•
ттературой нагрева р-п-переходов и допустимым числом циклов
изменения температуры от предельно допустимой до минимальной
величины.
169
..
;--
Табл и u а 5.1
.....
о
1
Угол
регулнро- Форма выnрямвання, ленного напряа.
ження
,::рад
Схем.а выпрямителя
Однофазный однопОJiупериодный. Нагрузка активная
Ia
a
ii
) ,,
1•
/
�:
Е2
Цепь нагрузки
о
КФ
U d<эфф>
=
U d<эфф1
-Е-,- =u
d,c
p•
0,45
0,707
l,57
Форма выпрям�
ленного тока
Г\_
1.
l
I
0,313
1,57
1,41
d
----g;--
·--
s
1
Е2Ф 2
- U l
d d
= 1-d1
2,69
3,49
d
[\_
0,297
1,66
1,41
3,96
60
]\_
0,338
0,635
l,88
f\_
0,239
1,88
l,41
5.66
90
j\_
0,225
0,508
2,26
j\__
0,159
2,26
l,41
10,0
120
_j\_
0,109
0,30'2
2,78
_j\_
О.092
2,78
l,41
25,5
_1\._
0,03
3,99
--L_
0,Q43
3,99
1, 41
133
1
0,12
ГV\
0,9
l
1, 11
30
fY\
0,84
О, 99
!, 17
60
j\J\
0,68
0,9
90
J\f\
0,45
120
150
_J\_J\_
о
-
�
Е1Ф-1 1
р-;;
l,66
Ud
Е2
d
0,698
••11111 · •.111:1111111ш111•·1111111• nн I1taU:i•11I•••••111нt1 llilldM, ---��-
ld
-; rd
P
0,420
150
Одн )фазный моставой с тиристором в
цепи. Нагрузка актюшая
s. =
�Ивmах
-т;;;;; т;;
/а
[\_
�
'
Цепь тиристора
30
_а
1
(\_
*
Трансформатор
(У\
•
�*'"-
1
0,64
1
1, l l
о
1,32
_[\(\
0,59
1
1, 17
о
1, 39
1, 2
N\
0,58
1 1,23
о
1,97
1,97
0,71
1,57
J\J\
0,32
1 1,57
о
3,49
3,49
_j\J\_ 0,23
0,45
1,97
_}\J\_
0,18
1
1,97
о
8,82
8,82
0,06
0,17
2,82
__J\_j\_
0,1
1 2,82
о
47
47
1,23
1,39
...
_,""
Продолжение табл. 5.1
Цепь нагрузки
Угол
регу-
Схема выпрямителя
Однофазный мостовой с тиристором в
uепи нагрузки. Нагрузка активно-индуктивная
30
!.,!__
/,d
+�- Ud
�-
1 JY\
2
1 20
15 0
Однофазный мостовой с двум я тиристорами в блоке выпрямления. Нагрузка
активная
_L.A.
о
r
п
s,
/а
[
/а
т;;;;; �
прямленного
Е,
= Ud<cp
0,9
1
l,11
0,84
0,99
1,17
0,68
0,90
1,33
0,4 5
О,71
1,57
0,23
0,45
1,97
0,06
0,17
2,82
0,9
0,l
1,11
(\_
0,32
0,5
>
тока
т
лг
JlГ
.лг
JlJl
JUL
1
1
и"mах
�
7,d El ll
ф
=и-;т:; =
l
l
о
l, 11
1, l l
0,83
1, Jl
о
1,07
1,07
0,67
l,22
о
1,21
1,21
0,50
l,41
о
1,57
1,57
0,33
1,73
о
2,68
2,68
0,17
2,45
о
6,7
6,7
0,79
1,41
1, 24 \
1,24
1
0,99
1,17
[\_
0,3
0,5 0,83
1,41
1,39
l,39
60
J\J\
0, 6 8
0,9
1,33
f\_
0,24
0,5 0,94
1,41
1,97
1,97
90
_J\J\_
0,15
0,71
l,57
_J\_
0,16 0,5 1, l l
l,41
3,49
3,49
120
_J\j\_
0,23
0,45
l,97
_J\_
0, 09
0,5 1,39
1,23
8,82
8,82
1 50
__J\_J\_
0,06
0,17
2,82
__j\_
0,04
0,5 1, 98
0,71
47
47
Ud
1,1
◊
m
Форма вы-
0,84
,_
---5!.
=
N\
30
Jd
КФ
Иd<эфф,
1
J\f\_
_f\J\_
90
И d<эфф,
в;-
напряження
f\Г\
60
- r ��
t
Ud
Форма выпрямленного
{У\
о
Трансформатор
1
лиро.
вання
а,
град
Цепь тнристора
i-_ __!_
_,
w
...
Продолжение табл. 5.1
....
--;
Цепь нагруз
ки
1
Угол
регу-
Схема выпрямителя
лиро�
вания
а.
гr,ад
Однофазный,
мостовой с двумя тири сторами в блоке выпрямления. Нагрузка
активно-индуктивная
_
...,_
fd
r
L
d
<!...
r---'ud
1
�
I�
��
Форма выпрямленного
напряжения
m
'"im
о
Ud
=
КФ
Иd<1>фф1
в;
Ud,эфф,
0,90
1
1, 11
0,84
0,99
1, 17
= ud<cp,
60
J\Г\
0,68
0,9
1,33
90
j\J\_
0,45
0,71
1,57
120
_J\J\_
0,27
0,41
1,97
150
__J\_J\_
0,06
0,17
2,82
�
1 · 1 · 11111·11 ·
..
Однофазный двухолупериодный с нуевым выводом. На{",руака активная
r
d
i.; и,Т
,-
�.
f Ia
Форма выпрямленного
тока
п_
л_
JL
JL
JL
JL
lа
т;;,
l
а
ld
/
И max
s,
s, =
r>i =
7>i
Udld
= Udld
ld
---g-;-
0,.5
0,71
1,41
1, 11
1, 11
0,42
0,77
1,41
1,09
1,09
0,33
0,87
1,41
1,21
1,21
0,25
1
1,41
1,57
1,57
0,17
1,22
1,41
2,53
2,53
0,08
1, 73
1,41
6,41
Е2Ф 1 1
Еlф/1
1
6,41
111· о 111г1•·1111 1·· 11■· · - 1· 11·.�
1
о
/У\
0,45
0,50
1, 11
Г\_
0,32 0,50 О,79
l,41
1,24
30
N\
0,42
0,49
1, 17
Г\_
0,30 0,50 0,83
l,41
1,39
60
N\
0,34
0,45
1,33
j\_
0,24 0,50 0,94
1,41
1,97
2,79
90
J\J\
0,23
0,35
1,57
_j\_
0,16 0,50 1, 11
1,41
3,49
4,94
120
__J\J\_
0,11
0,22
1,97
_j\_
0,09 0,50 1,41
1,23
8,82
12,5
0,71
47
66,4
� ,Е2
Трансформатор
Цепь тиристора
�1
1,75
1,97
1
.__,
150
---1\JL
0,03
0,08
2,82
___L_
0,04 0,50 1,98
1
....
Продолжение табл. 5.1
_,
Охема выпрямителя
Угол
peryлнро-
вання
а,
Форма выпрямленного
о
ГV\
гr,ад
Однофазный двухполупериодный с нулевым выводом. Нагрузка
активно-индуктивная
m
30
Lrd
l.,d
-
�d
''t t I� �·�
__.__
60
90
rь
�
120
150
U d<эфф>
--Е-,-
напряжения
J\Г\
j\J\_
--1LfL
_J\._J\_
Трансформатор
Цепь тиристора
Цепь нагрузкн
КФ
=
И d<эфф>
Форма вы�
прямленного
напряжения
�
0,45
0,50
1, 11
0,42
0,49
l, l 7
0,34
0,45
1,20
0,23
0,36
1,51
0,01
0,21
1,97
0,03
0,09
2,92
r
Гl
n
л_
JL
Jl
la
Id
l
и
,ах
т; ,_
s, =
s, =
Pi
·р---;;
Е2ф1 2
Еlф 1 1
= Udld
Udid
1,57
0,50
0,71
1,41
1,11
0,42
0,78
1,41
l,09
0,33
0,87
1,41
l,21
0,25
1,00
1,41
1,51
2,22
0,17
1,22
1,23
2,53
3,58
0,08
1,73
0,7L J
6,41
1
1
1,54
1, 71
9,06
1,24
11
l,75
l,38
1,95
- ----��
Однофазный с н у-
л евым выводом и ти-
р истором в uепн наг )узки. Нагрузка акт dВНаЯ
о
30
,!g_ +
·�
1
rd
m
m
l, 11
0,50
0,64 1,00 1,11
о
1
0,42
0,49
!, 17
S\Г\
0,59 1,00 !, 17
о
0,45
1,20
J\Г\
0,58 l,00 1,20
о
1, 77
2,50
60
N\
0,34
90
_J\J\_
0,23
0,36
1,57
_J\/\_
0,32 1,00 l,57
о
3,49
4,49
120
--1\Л
0,01
0,21
1,97
_J\j\_
0,18 1,00 1,97
о
9,05
12,8
0,09 l,00 2,82
о
47
66,4
Ud
,--!1!а
;�
�
(У\
0,45
1
150
--1L1L
1
0,03
0,09
2,82
---1LJ\..
1
·-
...
·"'
Продолжение табл. 5.1
Схе м а
вып рям
ит е ля
нуОднофазный с
левым выводом и тиристором в цепи нагрузки. Нагрузка акrивно-иидуктивная
Id
"d_
�
�
-
Ua
t1a
� •...._
..
-
ia
.
Угол
регулировання
а,
о
№1
60
,11,. Е '
i---::1_,..
ll
КФ
Ud'9фф>
--Е-,- = u
d,cp,
прямленного
Ud
в;
Иd<эфф>
fY\
0,45
0,50
0,42
0,49
0,34
0,4.5
0,23
0,36
l,57
0,11
0,2[
1,97
Форма вы�
напряжения
гr,ад
90
'[
=
N\
J\Г\
j\J\_
120
_J\J\_
1
l,17
1,20
·�\_u_ 1�
s,
7;
/
[.
тока
rr
лг·
J1Г
_JlJl_
_1UL
s,
·p
lyL -ld т;; 1� =и;;г;; =
Форма вЬI-
прямленного
1
1, tl
Трансформатор
Цепь тиристора
1
Цепь нагрузки
d
=
Elфll
2Е2Ф 1 2
1,00
1,00
о
l, 11
l,57
0,83
1,11
о
l,09
1,54
0,67
1,22
о
1,21
1,71
0,50
l,41
о
1,57
2,22
0,33
l,73
о
2,53
3,58
0,111
12,451 о 1
6,4]
i
9,06
�
Продолжение табл. Ь.\
Цетть нагрузки
Угол
регу-
Схема выпрямителя
Трехфазный мостовой с несимметричным управлением (3
тиристора). Нагрузка
активная
-:ld
't-=
,
.... Е,
--т;-
-·-·-�-
..._,
"'
Форма выпрямленного
1-с- _.._ т;; 1�
1
град
"7--;-
о
�
1,35
1,35
1,00
SL
0,32 0,33 0,58
0,41
l,05
1,05
30
"'.['\J'"\
1,26
1,28
l,02
_h._
0,30 0,33 0,58
l,41
1, 13
1,13
60
'\(\('
1,01
1,07
l,06
_(\_
0,24 0,33 0,62
1,41
1,48
1,48
90
\J\J\_
0.68
0,35
1,25
_J\_
0,16 0,33 0,73
1,41
2,70
2,70
120
1JVL
0,34
0,.53
1,58
_J\__
0,09 0,33 l, Jl
1,22
4,80
4,80
1.50
j\__J\_L
0,09
0,21
2,31
_J\._
0,04 0,33 1,35
7,о7
9,18
9,18
а,
,�
1/f�
=
КФ
Иd<эфф,
Ud <эфф,
--Е-,-
rf?1 1
lt_
Ud
Форма выпрямленного
напряжения
вання
rd
и"
l
лнро-
Трансформатор
Цепь тиристора
�
rcp>
тока
=
f
Температура р-п-перехода определяется мощностью потерь и
условиями охлаждения, которые в свою очередь зависят от сред
него значения тока в вентиле, величины прямого падения на
пряжения на вентиле, формы тока и теплового сопротивления вен.
тиля.
Допустимое число uик,1ов изменения температуры связано с из
нашиванием четырехслойной структуры вследствие возникновен ия
механических усилий, стремящихся изменить размеры структуры при
перепадах температур. Ввиду низкой теплоемкости и структурного
износа от чрезмерного нагрева для полупроводниковых вентилей
недопустимы перегрузки по току, которые могут возникнуть из-за
аномального режима работы преобразователя (короткое замыкание)
или пробоя одного из вентилей, в результате чего перегружаются
остальные вентили преобразователя. Поэтому необходимо предусма
тривать защиту полупроводниковых вентилей от перегрузок, вызван
ных сверхтоками.
Защита от сверхтоков может осуществляться с помощью различ
ных устройств в зависимости от характера перегрузки.Если перегрузки
возникают при наличии в схеме достаточных индуктивных сопротив
лений, ограничивающих нарастание тока в течение нескольких пери
одов, то необходимая защита может быть выполнена в виде плавких
предохранителей и контакторов; может быть также применена защита,
в которой используются запирающие характеристики тиристора.
В последнем случае при установлении обратной связи с нагрузкой
управляющий сигнал может быть снять с тиристора, в результате
чего тири с тор надежно запирается в течение последующего цикла
после возникновения аварийного режима.
Если перегрузка вентИJ1Я возникает при наличии незначитеJiьных
индуктивных сопротивлений в схеме (режим глухого короткого замы
кания на выходе преобразователя или внутреннего короткого замы
кания вследствие пробоя вентиля), в результате чего сверхток дости
гает максимальной величины в течение одного по.rrупериода, то необ
ходимо применять быстродействующие защитные устройства, способ
ные прервать ток прежде, чем он достигнет опасного значения, т. е.
в течение небольшой доли полупериода. Для этой цели применяют
специальные быстроштавкие предохранители, срабатывающи� "в тече
ние нескольких миJiлисекунд, а также различные быстродеиствую
щие автоматические выключатели.
Внешние короткие замыкания в выпрямителях
Аварийные режимы в преобразователях эJiектрического тока можно
исследовать различными методами. Наиболее распространенными
являются кусочно-припасовочный метод и метод гармонического ана·
JII!Зa. Применим также метод эквивалентного источника э. д. с. [27],
являющийся наиболее общим. Он позволяет определить число венти
пей, одновременно пропускающих ток при аварийном режиме, что
в свою очередь дает возможность без особых затруднений составить
эквивалентные расчетные схемы для данного режима.
180
Сущность метода заключается в замене вентилей эквивалитными
нсточниками э. д. с. на основе теоремы о компенсации. При этом за
кономерности изменения эквивалентных э. д. с. должны точно пов
торять закономерности изменения напряжении на вентилях преобра
зователя, работающего в исследуемом режиме.
в преобразователе электрического тока все элементы, кроме вен
тилей, можно считать линеиными, поэтому за;1,1ена вентилеи эквива
пенrными источниками э. д. с. дает возможность составлять расчетные
�хемы преобразователя с синусоид�льными (внешние источники) "и
несинусоидальными (вместо вентилеи) источниками э. д. с. и Jiинеиными пассивными эJiементами.
"
Такие схемы сJiедует рассчитывать как обычные линеииые цепи
т
с несииусоидаJ1ьными э. д. с. и оками, т. е. по отдмьным гармони
ческим составJiяющим.
Применяя метод эквивалентного источника э. д. :· к анализу
как номинаJiьных режимов, так и симметричных аварииных режимов
выпрямитмей, по.rтучаем, что среднее значение напряжения на нагрузк�
равно сумме средних значений напряжений на эJiементах аноднои
цепи (вентюrях и обмотках трансформатора). При глухом симметрич
ном коротком замыкании среднее значение напряжения на нагрузке
равно нулю, поэтому баJiанс напряжений в эквивалентной схеме по
постоянной составJiяющей будет определяться равенством по абсо
лютному значению среднего падения напряжения на активных сопро
тивлениях схемы Ли а (обусловленного потерями в контурах комму
тации - в вентилях и обмотках анодного трансформатора) и среднего
значения обратного напряжения на вентиJiях:
0
2л-0
2л
о
2л-0
� Лuа dft +
� Иобр dft = О.
(5.98)
EcJiи пренебречь потерями в контурах коммутации (Лиа = О),
то среднее значение обратного напряжения иа вентиле при идеаль
ном режиме короткого замыкания выпрямителя будет равно нулю,
что возможно, если в кривой обратного напряжения вентиля равны
ну.1Jю как поJiожительные, так и отрицательные значения напря
жения.
При этом число одновременно работающих вентиJiей в схеме равно
числу нез.ависимых уравнений, составленных для определения токов
в вентилях.
Зная число одновременно работающих венти.'lей, можно опредеJiить
число сочетаний для одновременно работающих вентиJiей иссJiедуе
мой схемы, причем каждому сочетанию, имеющему место в течение опре
деленного интервала времени, соответствует опредеJiенная эквива·
.т1ентная схема.
Таким образом, при расчете аварийного режима преобразователя
необходимо составить и рассчитать несколько эквивалентных схем
с учетом граничных усJiовий для отдельных интерваJiов времени,
режимы которых представлены этими схемами.
181
В качестве примера рассмотрим идеальный режим внешнего корот
кого замыкания в выпрямителе с подупроводниковыми вентилями .
собранном по трехфазной мостовой схеме. Пренебрегая потерям�
в вентидях и анодном трансформаторе и полагая индvктивность сrла- ·
живающего дросселя' Ld = оо, полу-.
чим схему выпрямителя, представлен
в
А
ную на рис. 5.48, а.
Токи в вентилях
уравнениями:
ш
tea fеь
f Bc
/,а
1.,(1
1.,(1
t
i,
r.
..JJ
',
�
,c
+i
La +iь ..J:..ч
в
а)
Р ис. 5.48. Режим внешн его корот
кого замыкания трехфазного мосто
вого выпрямителя (r2
О, L a
О,
Ld = со):
+
а,_ принципиальная схема; 6 - экви�
валентная схема лри трехфазном ко
ротком замыкании
i1 -i4 = ia,
iз-i6 = io,
i5 -i2= ic,
i1 iз + i5 = /d,
i2 + i4 + i6 = /d·
Но независимыми являются толь
ко четыре уравнения, так как
ia +iь+ic= O.
+
Поэтому в рассматриваемой схеме
одновременно работают по четыре
вентшrя.
Режим работы схемы симметрич
ный, поэтому каждый вентиль прово
дит ток в течение одного и того же
времени. В течение полного периода
в трехфазной мостовой схеме при глу
хом коротком замыкании возможны
шесть различных сочетаний из четырех
вентилей. Поэтому продолжительность
интервала одновременной работы че2
тырех вентилей равна ; =
Сочетания одновременно работаю
щих вентилей следующие:
i.
81, 8з, В 6 , 8 2 ; 8 1, 8з , 82 , 84; 83,
В5, 82, 84; В 3, В 5 , В4, 86 ; 85 , 81,
В41 В6 ; 85, В 1, 86 , 82 •
Таким образом, в схеме в любой момент времени цепь нагрузки
закорочена одновременно работающими последовательно включенными
вентилями (либо 81 , В4 , Jiибо В3, В6 , .'!Ибо 82 , 85), в результате чего
выпрямленное напряжение всегда равно нулю. Равны нулю и напря
же,;1ия на вентилях, н� пропускающих ток, поэтому в схеме нет усло
вии для одновременнои работы более чем четырех вентилей. Трансфор
матор оказывается работающим в режиме трехфазного короткого за
мыкания (рис. 5.48, 6).
182
пропусКак видно из приведенных сочетаний, каждый вентиль
4л
.
течение
в
е.
т.
ов,
кает ток в течение четырех интервал
3
каждом вен
в
тока
я
изменени
рности
Для определения закочоме
на
тиле необходимо составить четыре эквивалентные схемы. Так,
необхосхемы,
1ентные
эквиваJ
пример,
Ви BJ, В6 , Вг
димые для определения тока в вентиле 83, представлены на рис. 5.49.
i,J
Закономерности изменения токов
l,d
трехфазного короткого замыкания во
вторичной обмотке анодного трансфор_
матора (рис. 5.49, а) определяются из
Id
ний:
уравне
ы
систем
t
\
dl a
Ха dб = еа, '
diь
}
(5.100)
:: ;� = ::: ]
где Ха =ШL8 •
Э. д. с. еа, еь, ее изменяются по за
кону синуса (рис. 5.50), поэтому токи
ia , iь, ic изменяются также по закону
синуса, причем система токов ia , iь, ic
отстает от системы э. д. с. еа, еь, ее
n
на угол 2.
Амплитуда токов короткого замы
кания во вторичной обмотке трансфор
матора
fкт =
Б)
В)
(5.101)
Ха
Определш.i закономерность изменения тока i3 из эквивалентной схемы
рис. 5.49, а.
Согласно первому закону Кирхгофа
(5. 102)
Id
Рис. 5.49. Эквивалентные схе
мы для определения тока в вентиле 83
Продифференцировав полученное уравнение и учитывая, что
еа
di
di3 - Са ПОЛ\IЧИМ di
-.o:3 = - -]ia = - х-:-' откуда
dt} -
х, '
J
du
du
"
(5.103)
183
Отсчет временнь1х углов условимся производить согласно рис · 5 · 50 'а·
Тогда
ea = -E2m siп (\'t-i),
eь =E2m sin (1't+i),
ее= - Е2т cos \'t.
l
Произведя расчет ана.'!оrичным образом, получим закономерность
изменения тока в вентиле В 3 на втором интервале:
.
(д n \ .
(5.107)
lз(б) = - 1 кт COS. \u· ,6)
J
({t
)
Вентиль В3 начнет пропускать ток в момент, когда потенциал его
анода станет положительным по отношению к потенциалу катода.
+ _:t_3 = Ббл\) ток в вентиле В 3 доВ конце этого интервала = _:t_
2
стигает значения выпрямленного тока 1d:
(5.108)
" интервал которому соо
с момента _..u·= 5::.
т,
6 начинается третии
l-
7
ветствует эквивалентная схема рис. 5.49, в, а с момента {t =
четвертый интерва.JJ, которому соответствует схема рис. 5.49, г.
La
8
а)
Рнс. 5.51. Глухое короткое замыканне однофазного
однополупериоднт·о выпрямителя (га+ О, Гпр i= О,
La ,f- О):
а - экви.валентная схема; б
времею1Ь1е диаграммы
Закономерности изменения тока в вентиле В 3 на этих интервалах:
Этот момент наступает в точке а=
t;
(5.11 О)
i-. Поэтому
iз(а) = Е;: � siп ( {t - л d{t = Е;; [ cos (
¾ - ¾) - cos ({t - i)] =
= I кт [1 - cos ( 1't - 2\].
\
бJ
Первый интервал заканчивается в момент
этом ток в вентиле В3 будет равен
(;(а)= fкт [1 -COS (; -
(5.105)
{t = i - + -� = i", при
i )j = 0,5/кт•
Кривая тока i3 , построенная по найденным закономерностям,
представлена на рис. 5.50, 6. Во всех других вентилях токи аналогичны
по форме.
Рассмотрим методику расчета режимов короткого замыкания при
учете потерь в контурах коммутации на примере простейшего выпря
мителя.
Эквивалентная схема однофазного однополупериодного выпря
мителя с учетом параметров ,., Гпр и L. при г.1Jухом коротком замыка
нии представлена на рис. 5.51, а; вентиль здесь идеален, его сопротив
ление в прямом направлении rnp учтено в резисторе (r. + r p).
В эквивалентной схеме постоянная составляющая аварийного
тока короткого замыкания вызовет на элементе (r. + Гпр) постоянную
составдяющую напряжения. Но так как постоянные составляющие
напряжения на элементах ei и L 0 равны нулю, а нагрузка закорочена,
11
(5.106)
Второму интервалу соответствует эквивалентная схема рис. 5.49, 6.
184
(5.109)
iз(в) = - 1кт cos ( 1't +-J),
Рис. 5.50. Временнь1е диаграммы э. д. с. и токов при коротком
замыкании
185
то, следовательно, должна быть постоянная составляющая нanpst''
жения на идеальном вентште В с тем, чтобы удовлетворялся второй'
закон К:ирхг_офа по постоянной составляющей напряжения для рас.
сматриваемои цепи. Это может быть в том случае, ес.1и вентиль про
пускает ток в течение временного угла л < 2л, т. е. когда он в тече
ние определенного времени, определяемого углом 1J = 2л - л, не
пропускает ток и когда на нем появляется обратное напряжение:
(рис. 5.51, 6). Среднее значение этого напряжения rто абсолютному
значению и будет равняться среднему напряжению на элементе '
(Га
+ Гпр):
Кривые изменения относительных токов в схеме при различных
rol.d
приводштись ранее на рис. 3.9, в. Из этого же рисунка
ОТношениях
,;;
можно определить ведичину л, а следоватедьно, и fJ, т. е. подностью
рассчитать режим короткого замыкания. Такая методика относится
к сдучаю исподьзования подупроводниковых вентилей, ддя которых
параметр Гnр можно считать постоянным. Для таких преобразовате
.'Iеи удобно пользоваться кусочно-припасовочным методом анализа [9].
При использовании ионных вентилей нужно учитывать постоянное
значение падения напряжения на вентиле Ли.. Есди пренебречь
потерями в обмотках трансформатора и учитывать тодько потери в вен
ТИJiе, то уравнение для постоянных составляющих напряжения в схеме
будет иметь вид
1.
� Лив d{} +
о
� иобр d{} о.
2n-0
2:rt
,J
t
lк т
2,0
1,0
(5.112)
Решение уравнения (5.112) с учетом того, что л = (2n - е),
имеет вид
(2:rt-6) Ли. +Е2т (cos 6 -1) =0.
К:ак видно из полученного выражения, угол fJ не зависит от ве
ли
личины индуктивности L,, но зависит от отношения 2т Так, напри-
Г.
°
мер, при Ели. = 0,01 угол fJ ;::::; 20 .
2m
Аналогично можно производить анализ режимов короткого замы
кания и в других, более сложных схемах. Это позволяет опреде,rшть
закономерности изменения токов и напряжений в схемах, что очень
важно при выборе соответствующих защитных устройств.
Внутренние короткие замь1кания в выпрямителях
!1робой полупроводниковых вентилей в выпрямителях, возникаю
щии в результате перегрева р-п-переходов от перегрузок или при
перенапряжениях, сопровождается аварийными режимами, называе
мыми внутренними короткими замыканиями, которые аналогичны
186
ях с ионными вен
режимам обратных зажиганий в выпрямител
.
тилями
нем формируется
При пробое полупроводникового вентиля в
еляется токами
опред
ого
котор
ток короткого замыкания, величина
с., а в случае
д.
э.
и
лями
венти
и
вным
испра
ся
фазы с оставшими
подпитки дру•
и
токам
е
такж
елей
параллельной работы выпрямит
поВ
0
ей.
мител
гих выпря
следнем случае ток в по
врежденном вентиле нарастает с большой скоростью
и не проходит через нуJiевые значения (рис. 5.52).
В таких режимах за
щита по цепи управления
неприменима, необходимы
быстродействующие отклюа)
чающие устройства, обесв
чение
отклю
ие
вающ
печи
выпрямителя в начале первого всплеска тока короте,
кого замыкания.
в)
Рис. 5.52. Характер нараста
ния тока внутреннего корот
кого замыкания при парал
лельной работе выпрямителей
Рис. 5.53. Схема (а) и временнь1е диаграммы
токов и напряжений (6, в) при внутреннем
двойкоротком замыкании неуправляемого
1юго трехфазного выпрямителя
выпрямителей
Внутреннее короткое замыкание для неуправляемых тации венти
комму
ания
оконч
т
момен
в
либо
кает
возни
наибо,'Iее часто
жения на вентиле.
ля, либо в момент максимального обратного напря
ания ддя неу
замык
кого
Рассмотрим режим внутреннего корот
уравнительным
с
я
мител
выпря
о
азног
трехф
правляемого двойного
кое замыкание
корот
если
тки,
реактором при отсутствии токов подпи
ый режим
Данн
1я.
вентш
тации
комму
ания
оконч
т
возникло в момен
выпрями
азный
трехф
да
перио
го
характерен тем, что в течение перво
ого в.1ияния
твенн
сущес
вает
оказы
не
лями
венти
и
авным
тель с испр
второго трехфазного
на ток короткого замыкания пробитого вентиля
тивдения урав
сопро
о
ивног
выпрямителя вследствие большого реакт
у двумя втомежд
связи
тной
магни
ой
жестк
и
нительного реактора
187
ричными обмотками каждой фазы. Поэтому эквивалентная схема для
расчета токов при внутреннем коротком замыкании будет иметь вид,
представлениый на рис. 5.53, а. Здесь же учитываются потери нап
ряжения в вентИJ1Ях, а также предполагается, что х.
Га (справед
ливо для мощных полупроводниковых выпрямителей).
Если произошел пробой вентиля В1 в момент, соответствующий
началу координат диаграммы рис. 5.53, б, то в первый момент будет
двухфазное короткое замыкание между первой и второй фазами с э. д. с.
е1 и е2 , т. е. Uко = О; при этом в третьей фазе с э. д. с. е3 ток не прохо
дит. Поэтому напряжение на вентиле В3 определяется закономерно
стью изменения э. д. с. е3 • Как только э. д. с. е3 станет положитель
ной, вентш1ь 83 начнет пропускать ток и в схеме будет режим трех
фазного короткого замыкания. Этот режим длится до тех пор, пока
ток в вентиле В 2 не станет равным нулю. Затем опять наступает режим
двухфазного короткого замыкания между первой и третьей фазами.
Вентиль В2 повторно начнет пропускать ток с момента прохождения
э. д. с. е2 через нулевое значение, в резу.11ьтате чего опять начнется
режим трехфазного короткого замыкания. На рис. 5.53, в показаны
линейные диаграммы токов фаз в относите.1Jьных единиuах, построен
ные на основе анализа проuессов в эквивалентной схеме для первого
периода после пробоя вентиля В1 . Ток короткого замыкания в первой
фазе достигает наибольшего значения, равного 2,366/кт, в момент,
соответствующий углу {t
210 °, при выбранном отсчете времени.
2
т
Здесь !кт= Е - максимальное значение тока к. з. трансформах,
тора. В первый период, если не учитывать ra , вентиль В2 пропускает
ток в течение л.2 = 261 °, а вентиль В3
в течение л.3 = 3 I 2°. Макси
мальное значение тока вентиля В2 равно i2m = 1,366/11m , а тока вен
ТИJ1Я Вз - iзт = 1,99lкт·
В проuессе развития аварийного режима д,1ительность работы
неповрежденных вентилей эквивалентной схемы увеличивается; при
квазиустановившемся процессе в идеальном случае она равна пол
ному периоду, а максимальное значение тока поврежденной фазы
составляет Зlк т•
Режим внутреннего короткого замыкания рассмотренной схемы
справедлив и для трехфазного мостового выпрямителя, если проис
ходит пробой только одного вентиля (катодной или анодной группы).
Ес.11и происходит одновременный пробой двух вентилей - одного в
анодной, а другого в катодной группе, что практически маJ1овероятно,
то необходимо учитывать действие источников э. д. с., находящихся
в цепи нагрузки, т. е. внешнюю подпитку.
Подробное изложение аварийных режимов преобразовательных
устройств и соответствующих средств защиты от сверхтоков и пере
напряжений дано в [4).
>
Аномальнь1е режимы работы инверторов
Характерной особенностью работы однофазного инвертора
(см. рис. 5.19) является то, что в течение времени, большего половины
непроводящей части периода, напряжение на вентиде положительно
188
(см. рис. 5.20, в) и вентиль удерживается в запертом состоянии Jшшь
управляющим сигналом. Эта особенность имеет место во всех ин
верторах, поскольку отрицате.1ьная постоянная составля!°щая напря .
жения Иа может уравновешиваться лишь положительнои постояннои
составляющей напряжения на вентиле.
Управляющий электрод должен успеть восстановить свои запи
рающие свойства за промежуток времени, в течение которого напря
жение на вентиле, вышедшем из работы, остается отрицательным.
Этому времени соответствует угол 6 (см. рис. 5.20, в). В противном
случае вентиль вступает в работу, т. е. начинает проводить ток.
Э. д. с. вентильной полуобмотки при этом не препятствует, как должно
быть при инвертировании, а содействует протеканию тока. Поэтому
э. д. с.
ток под действием двух согласно направленных э. д. с.
вентильной полуобмотки трансформатора и э. д. с. внешнего источника
резко возрастает.
цепи постоянного тока
Этот режим является аварийным .и нос.ит название опрокидывания
инвертора. Таким образом, для устоичивои работы инвертора необхо
димо, чтобы угол 6 превышал угол восстановления запирающих
свойств вентиля. Величина угла восст�новления составляет при ч�
стоте 50 гц д.r1я ионного вентиля 5 + 6 , для тиристоров - менее 1
Как видно из рис. 5.20, в,
(5.113)
6 �-'\'·
Равенство (5.113) справедливо и для более сложных инверторов
(кроме компенсационных).
С уве.1ичение:-,� тока нагрузки ld при данном уг,1е опережения
� угол коммутации '\' возрастает и, следовательно, угол 6 уменьшается
и может достигнуть при определенном токе минимально допустимого
значения. Этим и определяется допустимый ток инвертора," превыше
ние которого приводит к опрокидыванию инвертора. С другои стороны,
угол 6 у:-,�еньшается с уменьшением угла � и соответствующим уве
личением противо-э. д. с. инвертора. Следовательно, чем выше проти
во-э. д. с., тем меньше допустимый инвертируемый ток. График,
связывающий допустимый инвертируемый ток с противо-э. д. с. ин
вертора, называют ограничительной характеристикой. Во всех ее
точках угол о имеет одно и то же значение. Чтобы получить уравне
ние ограничительной характеристики, подставим выражение cos � из
(5.49) в (5.51):
(5.114)
Ограничительные характеристики показаны на рис. 5.20, г пунк
тиром для двух значений угла о. Из рис. 5.20, г и сравнения уравне
ний (5.51) и (5.114) следует, что ограничительная характеристика
является зеркальным изображением внешней характеристики того же
режиме относительно �си �бс
преобразователя в выпрямительном
.
цисс, если угол 6 ограничитедьнои характеристики равен углу регулирования а внешней характеристики.
Вообще при равенстве углов а и о инверторныи и выпрямитель
ный режимы преобразователя полностью соответствуют друг другу.
189
В этом можно убедиться, сопоставив кр ивые рис. 5.20, б и в. Е
на этих рисунках отсчитывать время от точки А, причем на одн
из рисунков В обратном направлении, то, как видно из график
токи вентилеи оказываются в обоих случаях одинаковыми, выпрям
ленное напряжение и напряжение на вентиле от.11ичаются тольк
знаком.
Внешние характеристики преобразователя, построенные при по·
стоянстве угла регулирования (или у гле опережения при инвертиро.'
вании) на рис. 5.20, г называются естественными. В некоторых слу.
чаях преобразователь, в особенности инвертор, оснащается так назы.
ваемым компаундирующим устройством, которое, воздействуя на
управляющие ЭJ1ектроды венти.1ей, обеспечивает изменение yгJia опе-:
режения � с изменением тока. Вместе с тем изменяется и nротиво-э. д. с.
0
ц
и
:
1
о
а
1
Id )
!5)
tJ!d
ld
Рис. 5.54. Внешние характеристики однофазного инвертора
с нулевым выводом и генератора для случая, когда:
а - внутреннее сопротивление генератора меньше. чем инвертора;
б - внутреннее
сопротивление генератора больше� чем 1швертора
инвертора - ее зависимость от тока определяется искусственной
внешней характеристикой. Чаще всего система компаундирования
настраивается таким образом, чтобы она увеличивала угол опереже
ния инвертора, препятствуя тем самым уменьшению угла 6. В част
ности, за счет системы компаундирования можно добиться постоян
ства угла 6 с изменением тока. Тогда искусственная внешняя харак
теристика будет совпадать с ограничительной характеристикой.
Следует иметь в виду, что работа инвертора с искусственной ха
рактеристикой может оказаться неустойчивой. Пусть, например,
источник постоянного напряжения, питающий инвертор, является
идеальным, т. е. ег о внешняя характеристика Иг = f (fd) представляет
собой горизонтальную прямую линию (рис. 5.54, а). Напряжение
генератора должно равняться противо-э. д. с. инвертора, так что
величина тока /d системы генератор - инвертор определяется точ
кой пересечения их внешних характеристик М. Если по каким-либо
случайным причинам ток увеличится на небольшую величину Л/d,
это приведет к увеличению угла � и соответственно уменьшению
противо-э. д. с. инвертора, что вызовет дальнейшее увеличение тока,
уменьшение противо-э. д. с. и т. д. Ток возрастает, пока инвертор не
отключится защитными устройствами. Так же развивается процесс
190
является падающей,
н в том случае, когда характеристик� генератора тики
инвертора.
терис
харак
еи
внешн
у
чем
е,
меньш
н
но ее накло
чтобы н�клон
,
одимо
необх
ы
работ
чивой
Для обеспечения устой
внешнеи ха
н
накло
шал
внешней характеристики г енератора превы этого генератор должен
Для
6).
5.54,
(рис.
тора
рактеристики инвер
сопротивл�нием.
обладать, например, достаточно большим внутренним
атора умень
генер
е
жени
напря
тока
и
чени
увели
йиом
с,11уча
Тогда при
инве
с.
д.
во-э.
проти
ртора, что
и
нежел
ни,
шается в большей степе
точке М.
и
юще
етству
соотв
ны,
rтриводит к уменьшению тока до величи
опроо
описан
Выше было
кидывание инвертора, проис- xd "4 Ef;
шедшее вследствие того, что
управляющий электрод не вы
полнял своей функции по за•
пиранию вентиля. Возможна
и другая причина опрокиды
вания инвертора, также свя
занная с неполадкой в упра
влении венти.чем - пропуск
отпирания очередного венти- хd = 2 Егт
Ia
ля. Если не произошла коммуе
работ
в
,
В
ль
2
тация на венти
остается вентиль В1; выпрям
ленное напряжение, равное е1,
становится положительным
(см. рис. 5.20, в) и действуя
согласно с э. д. с. генератора
Б)
Ег , ведет к нарастанию тока,
диагра ммы, и.�люстри
ременные
В
5.55.
имеет
Рис.
сс
проuе
йнь1й
т. е. авари
режимы однофазного
ные
аварий
е
рующи
и
р
такой же характе , как
инвертора с нулевым выводом
при повторном вступлении
вентиля в работу. Развитие
сглаживающего
этого процесса зависит от величины индуктивности
ирания или одиночного
отп
ска
пропу
чного
один
случае
в
о
реактора Ld ;
тор . может восстано
повторного вступления вентиля в работу инвертриру
ется рис. 5.55,а,
иллюс
вить нормальный режим без отключения, что
• Из-за .1:ост<;,точно
В
ля
венти
ания
2
отпир
ску
пропу
соответствующим
ора аварииныи :ок
большой индуктивности сглаживающего реактска
может произоити
пропу
после
д
перио
через
и
нно,
медле
нарастает
тор втягивается
инвер
чего
после
,
В
ль
2
коммутация тока на венти
В1 оказывается
в нормальную работу (правда, угол запаса 6 вентилябольш
ого т9ка);
тация
комму
ошла
произ
.1ьку
поско
очень малым,
аварииныи
мала,
ора
реакт
его
Если же индуктивность сглаживающ
и через пери од после пропуска
6)
5.55,
(рис.
о
быстр
тает
ток нарас
уже слишком
коммутация на венти.'Jь В2 может завершиться - ток
инвертора.
чения
отклю
до
тать
велик. После этого ток продолжает нарас
иваю
сглаж
сть
тивно
индук
ности,
особен
енные
отмеч
Учитывая
ораздо
г
ать
выбир
т
следуе
тока
нии
щего реактора при инвертирова
больше, чем при вьшрямлении.
ГЛАВА 6
Пренебрегая потерями в фильтре, приближенно коэффициент
сглаживания приравнивают коэффициенту фиJ1ьтрации:
СГЛАЖИВАЮЩИЕ ФИЛЬТРЫ
(6.3)
§ 6.1. ОСНОВНЫЕ ПОНЯТИЯ О СГЛАЖИВАЮЩИХ ФИЛЬТРАХ
Сглаживающие фильтры применяются для сглаживания пульса
ций выпрямленного напряжения до уровня, который требуется по
условиям эксплуатации в устройствах, питаемых данным выпрями
телем.
Оценка сглаживающего действия фильтра обычно производится
по величине его коэффициента сглаживания.
К:оэффициентом сглаживания фильтра по гармонике пульсаций
q принято считать отношение ю,эффиuиента пульсации на входе
фильтра (выходе выпрямителя) K�(q) к коэффициенту пудьсаций на
его выходе (входе нагрузки) Кп(q) ддя той же гармоники q:
к
K�<q)
cr(q) = -к
.
П(QJ
(6.I)
Обычно коэффициенты пульсаций определяют по основной гармо
нике, поэтому коэффициент сгдаживания оценивают также по низшей
гармонике пульсаuий выпрямленного напряжения, причем индекс
q при коэффициенте сглаживания опускают.
В развернутом виде коэффициент сглаживания для основной
гармоники
='ЛКФ,
(6.2)
где ИiiJm , Ud - амплитуда основной гармоники пульсаций и по
стоянная составляющая напряжения на входе филь
тра;
И щт, Vd - амплитуда основной гармоники пульсаций и по- ·
стоянная составляющая напряжения на выходе
фильтра.
В выражении (6.2) отношение И� "л называют коэффициентом
Ud
передачи постоянной составдяющей напряжения с входа фильтра на
его выход, характеризующим потерю напряжения в фильтре, а отно(!)m = КФ - коэффициентом фильтрации, который устанавшение U
U {lJ m
ливает, во сколько раз уменьшается а:vшлитуда пульсаций основной
гармоники на выходе фильтра по сравнению с амплитудой пульсаций
на его входе.
Величина коэффициента передачи для фильтров выпрямителей
0,95, для
большой мощности л ;::::; 0,99, малой мощности "л ;::::: 0,91
1.
фильтров без потерь л
192
Величина коэффициента пульсаций на нагрузке к __ U,1,m
п1- Ud
определяется условиями эксплуатации и для разных потребителей
электрической энергии различна. Так, например, для анодных цепей
электроннолучевых трубок допускается Кп(l) ;::::; 0,005, а для мощных
усилителей низкой частоты K (l) = 0,03.
К:оэффициент пульсаций на входе фильтра к; щ зависит от выбран
ной схемы выпрямителя и определяется из выражения
rr
(6.4)
где тл - число основных пульсаций выпрюvтенноrо напряжения за
период питающего напряжения.
Таким образом, коэффиuиент фильтрации фильтра, сглаживаю
щего выпрямленное напряжение до определенного уровня, определя
ется через допустимый коэффициент пульсаций потребите,1я и число
пульсаций на выходе выпрямителя зависимостью
КФ
= К�<1> = ., 2
кп(l)
(mii-l)Kп(l)
.
(6.5)
В дальнейшем расчет фильтра сводится к определению параметров
фильтра по величине КФ, определяемой из выражения (6.5).
При выборе сглаживающего фильтра коэффициент сглаживания
является важным, но не единственным критерием. Необходимо учи
тывать условия, при которых работает фильтр с тем, чтобы не иска
жался режим работы потребителя, а также существенно не ухудшался
режим работы выпрямителя.
Чтобы не искажался режим работы потребителя, необходимо
предусматривать малое выходное сопротивление фильтра, которое
в комплексном виде для основной гармоники пульсаций определя
ется следующим образом:
· ых(l)•.
Zвых.ф = Ишmвых =Гвых + JХв
.
/11) твых
(6.6)
Для более высоких гармоник сопротивление Хвых(q) изменяется
по величине, а величину сопротивления rвых, пренебрегая поверхно
стным эффектом, можно считать неизменной.
Чтобы существенно не ухудшался режим работы выпрямителя
как в установившихся, так и в переходных режимах, необходимо
правильно выбирать схе::.1у фильтра и параметры его элементов. Так,
например, в мощных выпрямительных установках не рекомендуется
пспользовать фильтры · с емкостным входным звеном, так как они
ухудшают форму токов в вентилях и обмотках трансформатора, что
приводит к росту потерь в них и повышению установленной мощности,
7
И. М. Чнжеико
193
а также ухуд шению гармонического состава тока питающей сети
И, наоборот, для выпрямителей малой мощности энергетические
показатели которых не требуется повышать, емкостные фильтры
применимы.
К сглаживающим фильтрам предъявляются также требования,·
связанные с конструктивным исполнением (вес, габариты, к. п. д. и др.)
а также эксплуатационными особенностями (стоимость, надежность
и др.).
Сглаживающие фильтры в зависимости от того, из каких элемен
тов они выполнены, делятся на две категории: 1) фильтры на резисто
рах и реактивных элементах в виде дросселей и конденсаторов;
R, L, С-фильтры; 2) электронные фильтры.
Сначала рассмотрим фильтры первой категории.
(6.9)
Учитывая, что коэффициент сглаживания, выраженный через
коэффициент пульсаций на входе и выходе фильтра, определяется
выражением (6.5), а также пренебрегая единицей в выражении (6.9),
получим
2rd
rd К =
(6• 1 О)
Ld�тп ы cr тп ы (т•п - l)K п (1)
Индуктивный фильтр
Емкостный фильтр
б - емкостный
ВЫПрЯМИТеЛЯ.
На рис. 6.1, а представлена
эквивалентная схема для расчета
идеального индуктивного фильтра (без потерь) с учетом, что нагрузка
чисто активнаJ, а внутреннее сопротивление выпрямителя равно нулю.
Под воздеиствием синусоидальной э. д. с. с амплитудой U ; на
( )m
нагрузке возникает напряжение с амплитудой
Ит=
U(l)m
rd.
(6.7)
У ra+ (m,/JJLd)2
Постоянная составляющая напряжения на нагрузке равна сред
нему значению напряжения на выходе выпрямителя, поэтому коэф
фициент сглаживания фильтра равняется коэффициенту фильтрации:
(6.8)
194
п
§ 6.2. R, L, С-ФИЛЬТРЫ
=в
фильтр;
Фильтр
-l,
Ld =..!.JL.YЮr
т ы
Для выпрямителей с двукратной частотой пульсаций выпрямлен
ного напряжения (тп = 2)
d
(6.11)
Ld =_,_
ЗыК п_
,1> ·
Пр и расчете фильтров на его входе обычно учитывают только посто
янную составляющую выпрямленного напряжения и основную гармо
нику пульсаций с амплитудой u( ; )m , так как амплитуды высших гармо
нических с увеличением номера гармоники резко падают. В результате "
выпрямитель по отношению к фильтру и нагрузке может быть заменен
двумя генераторами с постоянной э. д. с. Ud = const и синусоидальной э. д. с., имеющей амплитуду
1.d
и (; )т и частоту тп rо, где (i) угловая частота питающей сети.
Uщт
Индуктивный фильтр примеrd
с
rd
Ud
няется для выпрямителей сред0-----.J
ней и большой мощности, так как
лозволяет обеспечить непрерыва)
Б}
Рис. 6.1. Эквивалентные схемы простей- ность тока В цепи нагрузки И
благоприятный режим работы
ших фи,1 ьтров:
а - индуктивный
откуда индуктивность фильтра
Для маломощных потребителей простейшим фильтром является
конденсатор, подключаемый парал.1ельно нагрузке (рис. 6.1, 6).
Если сопротивление нагрузки значительно больше емкостного
сопротивления конденсатора для основной гармоники, то можно
считать, что переменная составляющая тока вентиля равна току кон
денсатора, а постоянная составляющая - току нагрузки.
Ток в вентиле однополупериодноrо выпрямителя определяется
по методике, примененной к расчету однофазного мостового выпрями
теля с емкостной нагрузкой (см.§ 11.1):
i, = Е2rт (cos,О.-cos0),
(6.12)
где r = г. + Гпр - сопротивление, учитывающее потери в обмотках
трансформатора и вентилей.
Постоянная составляющая тока в вентиле
е
2
ld =2__1__
(6.13)
\ i,d,O.=E m(sin6-6cos6).
лr
n j
-О
Амплитуда основной гармоники тока в вентиле
+е
l11)m = � � ia cos{}- d{\, = Е;; (6-sin 6 cos6).
-0
Таким образом,
![1)т _ 6-sinбcosб
-т;;-- siпб-бсоsб'
(6.14)
(6.15)
Маломощные выпрямители обычно работают в режимах, когда
поэтому Ic;)m ;:::::; 2/d.
угол отсечки е не превышает угла
¾,
195
Таким образом, амплитуда переменной составляющей напряжения
на конденсаторе (на нагрузке)
1
/2 d
U(l)m = J'(t)m ыС = roC
(6.16)
.
Если допустимый коэффициент пульсаций на нагрузкеКп(l) = Ишт
Ud '
,
что Ud = rald, получим выражение, позволяющее
то, учитьшая,
определить емкость сглаживающего конденсатора для однополупериод
ноrо выпрямителя:
2
(6.17)
ыКпшrd ·
с
Для двухполупериодных выпрямителей:
+о
1
2
sin3 е '
l<1J m = -2 r ia cos 2{} d{t = Е;л:rт • �
3
J
-е
/ = '2Е2т , ·
a �tSlП б- а cos б).
Отсюда
I[1)m
-т;;-
sin 3 6
(6.21)
Г-образнь1й фильтр
Сглаживание пульсаций выпрямленного напряжения осущест
вляется более эффективно при помощи фильтров, составленных из
повторяющихся Г- и.rш П-образных звеньев. В качестве элементов
этих звеньев могут использоваться конденсаторы, дроссели, а в слу
чае маломощных потребителей и резисторы.
В обще� виде Г-образный фильтр может быть предстамен на эк
вивалентнои схеме (рис. 6.2, а) в виде четырехполюсника с входными
аЬ и вь1ходными cd зажимами.
Коэффициент фильтрации Г-образноrо фильтра после несложных
расчетов определится выражением
И'
,
КФ = � = I +z
U(l)m
(У+_!_).
'd
(6.22)
Параметры элементов Г-образного фильтра выбирают таким обра
зом, чтобы последовательно включенные с источником элементы имели
большие сопротивления для переменной составляющей тока (Z �
196
,,-----::. и,,,.�,.�,.
U
1
1
ь L-----.J d
а)
d
Б)
В)
ров:
Рис. 6.2. Эквива.пентные схемы Г-образных фильт
(6.19)
Для большинства режимов I(i' )m � la и, с,ледовательно,
l
И.
r 1J т = 2ыdL, поэтому при заданном коэффициенте пульсаций по
основной гармонике для двухполупериодных выпрямителей
I
С= ш
2 rd Knш ·
1.,
(6.18)
(6.20)
= 3 (sin 0-б cos 6) ·
� 5rd ) и малые сопротивления для постоянной составляющей. В ка
честве последовательно включаемых элементов может быть исполь
зован дроссель, резонансное звено из параллельно соединенных кон
денсатора и дросселя, а для маломощных потребителей - резистор.
Элементы фильтра, вк,'!ючаемые параллельно потребителю, наоборот,
до,'!жны иметь малые сопротивления (большую проводимость У) для
переменной составляющей тока и большие сопротивления для постоян
ной составляющей, В качестве параллельно включаемых элементов
могут использоваться конденсатор или резонансное звено из конден
сатора н дросселя, соединенных последовательно.
�
ник; б - LС•фнльтр; в
а - фильтр-четырехполюс
RС-фильтр
�
составляюТаким образом, в Г-образном фильтре для переменной
!
5
ике r d ';?;-у), поэтому
щей ток а У>rd (на практ
(6.23)
Z = jmпroL,
Для индуктивно-емкостного фильтра (рис. 6.2, б)
ому
У = jтп юС, поэт
Из выражения (6.24) следует, что коэффициент фильтрации ин
дуктивно-емкостного фильтра зависит от величины LC. Если емкость
конденсатора С выразить в микрофарадах, индуктивность в генри
и учесть, что ro = 314 рад/сек, то получим одну из основных расчет
ных формул фильтра:
(6.25)
Индуктивность дросселя Г-образноrо фильтра определяют из ус
ловия непрерывности тока в нем:
(6.26 )
Амплитуда основной гармоники тока в дросселе с учетом
1
Z>, V
•
того, что
(6.27)
197
тре
Постоянная составляющая тока в дросселе без учета потерь в филь .
Подставляя выражения (6.27), (6.28) в (6.26), получим
т'd =
2 • rd = r d
L > L \o
Udmпro
(т�-1)
тп ы
а;'
(6.29)
коэффициент, определяемый в зависимости
от выбранной схемы выпрямителя и частоты .
питающей сети.
Таким образом, при расчете индуктивно-емкостного фильтра ре
комендуется выбирать дроссель с индуктивностью, превышающей
rd
величину -;:z,
а конденсатор - с емкостью, определяемой из выражения (6.25).
Для выпрямителей, питающих потребители малой мощности (ток ·
нагрузки несколько миллиампер, а сопротивление rd несколько тысяч
ом), вместо дросселя в Г-образном фильтре используют резистор
(рис. 6.2, в).
Коэффициент фильтрации такого фильтра
откуда
КФ = 1 + jшm u rC,
(6:30)
(6.31)
Коэффициент передачи постоянного напряжения с входа на выход
фильтра
л = ud=...!i!_
(6.32)
ud rd+ r·
Коэффициент сглаживания
Kcr = лКФ = тпrоС r ''d r
d+
(6.33)
Величину сопротивления r выбирают из условия
ud Гif+r =
(6.34)
ud =-;-;;- (l ,05 + 1, 3).
Выражения (6.33), (6.34) при заданном коэффициенте позволяют
рассчитать параметры резисторно-емкостноrо Г-образноrо фильтра.
П-образный фильтр
П-образный фильтр относится к мноrозвенным фильтрам, которые
представляют собои_ неско,ТJько однозвенных фильтров, включенных
последовательно. Мноrозвенные фильтры применяют, если необхо
димо получить высокий коэффициент фильтрации.
198
В мноrозвенных фильтрах (рис. 6.3) элементы отдельных звеньев
rюдбирают таким образом, чтобы каждое последующее звено не влияло
на работу предыдущего.
Ес.1и отдельные звенья представляют собой Г-образные LС-фильтры,
применяемые в выпрямите.'lяХ большой мощности, то необходимо,
чтобы сопротивление дросселя последующего звена значительно пре
вышало сопротивление конденсатора предыдущего звена, а сопротивле
ние нагрузки было значительно больше сопротивления шунтирующего
конденсатора для основной гармоники пульсаций. При таком условии
/.,2
!..1
L
1.,,,
�� ТГ],�
�. '·т ,,�--��:'· Х::О X-1i'
�но
Рис. 6.3. Эквива.чентная схема мноrо
звенноrо фильтра
r
Б)
а)
Рис. 6.4. Эквивалентные схемы П-образ
ных фильтров:
а - LС-фильтр; 6 - RС-фnльтр
коэффициент фильтрации мноrозвенноrо фи,1ьтра определится как
произведение коэффициентов фильтрации: отдельных звеньев:
un
uп-! и·
un
�=К<1)к<2>
к<п>
(6.35)
ФФ Ф ... Ф •
n-2'"U
- n-l
к -�-�-�
U(!)m
(l)m
U (!)m U (l) m
Мноrозвенные фильтры обычно выполняют из дросселей и конден
саторов одного типа. Для таких фильтров L1 = L2 = Ln = L, С1 =
= С2 = Сп = С, поэтому
(6.35а)
где к�•
- коэффициент фильтрации первого звена;
п - число звеньев.
В П-образном фильтре (рис. 6.4, а и 6), который применяется для
потребителей малой мощности, первым звеном является конденсатор
С0 , а вторым звеном - Г-образный LC- или rС-фильтр.
Коэффициент фильтрации П-образноrо фильтра
(6.36)
КФ =кшю2>
ф
ф'
где К�' - коэффициент фильтрации емкостного фильтра Со;
коэффициент фильтрации Г-образного фильтра, которыи
в случае LС-фильтра связан с параметрами L и С1 выраже
нием (6.25).
Расчет П-образноrо фильтра производят следующим образом.
Если задан допустимый коэффициент пульсаций на нагрузке Kпlll и
выбрана схема выпрямителя (тп ), то вначале подсчитывают по (6.5)
коэффициент фильтрации всего фильтра. Затем задаются коэффициен
том пульсаций на выходе первого звена и вычисляют емкость Со.
к�' -
199
Причем этот коэффициент рекомендуется брать не меньше 0,02, так
как иначе получается слишком большая емкость С0 , и не больше 0,1,
так как в противном случае конденсатор с емкостью С0 будет значи
тельно искажать форму выпрямленного тока.
Определив коэффициент фильтрации второго звена и задавшись
емкостью С1
С0 , подсчитывают индуктивность дросселя, предварительно проверив, чтобы удовлетворя.пось условие (6.29).
В многозвеиных фш1ьтрах вопрос о выборе числа звеньев должен
решаться с экономической точки зрения так, чтобы стоимость фильтра
была наименьшей. Исходя из этого экономически выгодно при КФ >
> 50 применять двухзвенные фильтры, а при КФ > 220 - трехзвен
ные фильтры.
Если учитывать потери в дросселе (ri) и конденсаторе (rc). резо
нансного контура (рис. 6.5, в), то сопротивление его для любои гар
моники определится зависимостью
(6.39)
(6.40)
получим
Резонанснь1е фильтры
Резонансные фильтры обладают высокими коэффициентами фильт
рации для определенных гармоник. Они основаны на явлении резо
нанса токов (фильтры-пробки) и резонанса напряжений (режекторные
фильтры). Резонансные фильтры более компактны и дешевы по срав
нению с обычными LС-фильтрами.
Фильтры-пробки (рис. 6.5, а), как правило, используются вместо
дросселя в LС-фиJ1ЬТре, что позволяет значительно увеличить сгла
живающее действие фильтра для определенной гармоники.
[,
-
r1.,
/.,
Zp
z
р
= С (r LL+ rс) ·
(6.4 l)
-=--,-"'""7"--,--
р
Коэффициент фильтрации резонансного Г-образноrо фильтра для
любой гармоники
(6.42)
Применяя цепочку фильтров-пробок, настроенных каждая в ре•
зонанс на определенную гармонику, можно осуществить фильтрацию
нескольких гармоник.
:r
�'• �r, �
()
а)
о)
0
в)
0
Рис. 6.5. Эквивалентные схемы с фильтр-пробкаыи:
а - фильтр-пробка; б - Г-образиый фн.аьтр с резонансным контуром
без учета потерь; в - Г-образный фильтр с резонансным контур ом
с учетом потерь
а)
Коэффициент фильтрации Г-образноrо фильтра с резонансным
контуром (рис. 6.5, 6)
(6.37)
где Zp - сопротивление резонансного контура для определенной
гармоники.
По величине сопротивление Zp может превышать индуктивное сопротивление дросселя Z qm0 roL в LС-фильтре, коэффициент фильт-.
рации которого КФ ::::::: ZY, во мноrо раз.
Поэтому отношение
(6.38)
200
Рис. 6.6. Эквивалентные схемы режекторных фильтров:
це•
а - режекторный фильтр; б - Г-образныi! фильтр с резонансной
Г-образный фильтр с резонансными контуром и цепочной
почкой; в
Режекторные фильтры (рис. 6.6, а) можно рекомендовать в Г-об
разных фильтрах вместо конденсатора, _шунтирующего нагрузку
(рис. 6.6, 6), для фильтрации определеннои гармоники.
Сопротивление резонансной цепочки LpCp при резонансе минимально
и определяется активным сопротивлением ветви:
(6.43)
Zp =rL+rc.
Коэффициент фиJiьтрации такого фильтра для любой гар:\юники
0
КФ =ZУр = у = ,-+
,.
Z
qm wL
р
L
С
(6.44)
201
Для фильтрации ряда гармонических составляющих пульсиру -
щеrо тока параллелыю нагрузке подключают несколько режекторны
фильтров, настроенных каждый на определенную частоту. Такого рода
фильтры применяются для сглаживания пульсаций в мощных выпря:
мительных установках.
Для высокой фильтрации определенной гармоники используют
фильтр-пробку и режекторный фильтр совместно (рис. 6.6, е).
Недостатками резонансных фильтров является необходимость ин- ·
дивидуальной настройки каждого фильтра и снижение коэффициента ·
фильтрации при изменении частоты внешнего источника питания.
ГЛАВА 7
ИМПУЛЬСНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПОСТОЯННОГО
НАПРЯЖЕНИЯ
§ 7.1. ОСОБЕННОСТИ ИМПУЛЬСНОГО МЕТОДА РЕГУЛИРОВАНИЯ
ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Регулирование постоянного напряжения потребителя посредством
импульсных преобразователей (ИП) принято называть импульсным
регулированием.
С помощью импульсного преобразователя источник постоянного
напряжения периодически подключается к нагрузке. В результате
на выходе преобразователя формируются импульсы напряжения.
Если регулирующий элемент преобразователя считать идеальным клю
чом (рис. 7 .1, а) и пренебречь сопротивлением соединительных провоиф
В) 0 1--+.-1-��...,...
Uн t" 1 tn I
1
•
-Z)
i
1
I
"Н r±±tt±.
1
:
1I
1 t.
1
I
1
1
1
O'--+---l---!---+---1--
",
d
1
1
I
lJ
д)аt::]
Б)
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1 t
1
1
1
t1 Н
t;
Рис. 7.1. Принцип построения импульсных преобр азователей
nостоянноrо напряжения
дов, то в интервале, когда ключ замкнут (интервал проводимости),
мгновенное напряжение на нагрузке равно напряжению источника
питания, а в интервале, когда к.1юч разомкнут (интервал паузы),
мгновенное напряжение на нагрузке равно нулю.
Регулирование напряжения на нагрузке можно осуществлять
изменением времени открытого состояния импульсного элемента ре
гулятора по отношению к периоду коммутации. При этом регули
руется относительное время проводимости ключа за период, что при
водит к плавному изменению среднего значения напряжения на на
грузке. Выходное напряжение идеального преобразователя предста
вляет собой последовательность прямоугольных импульсов с постоян
ной амплитудой и изменяющейся скважностью (рис. 7.1, в).
203
Для преобразования импульсного напряжения преобразовател
в постоянное напряжение служит демодулятор, который представляет:,
собой дроссель ДрФ и диод ВФ (рис. 7.1, 6). В течение интервала про�_
водимости в дросселе ДрФ запасается энергия; в течение интервала
паузы эта энергия передается нагрузке через диод ВФ, в результате
ток нагрузки iн получается сглаженным, а ток источника э. д. с. id .
пульсирующим (рис. 7.1, г, д).
Регулирование относительного интервала проводимости импульс
ного элемента осуществляют либо путем изменения интервала про
водимости ключа при постоянстве частоты его прерывания (рис. 7.2, а),
либо изменением частоты при постоянстве интервала проводимости
(рис. 7.2, 6) импульсного элемента. Такое регулирование называют
широтно-импульсным, а преобразователи - широтно-импульсными
преобразователями (ШИП).
5) высокая точность управ.rrения при сохранении устойчивости;
6) гибкость регу.rrирования выходного напряжения в широком
диапазоне.
Однако широтно-импульсным преобразователям присущи и некоторые недостатки:
I) импv,1ьсный режим работы регулирующего элемента об услов
ливает значительные пульсации выходного напряжения, что приво
дит к необходимости устанавливать громоздкие фильтры;
2) наличие громоздких фильтров вызывает инерционность про
цесса регулирования в зю,шнутых системах;
3) импульсные преобразователи неустойчиво работают на импульсную нагрузку;
4) высокие скорости включения и выключения тока в силовои
цепи ШИП приводят к возникновению радиопомех.
Несмотря на указанные недостатки, применение импульсных пре
образователей весьма перспективно в тех случаях, когда на первое
место выдвигаются требования высокой экономичности, надежности,
малых габаритов, малой чувствительности к колебаниям температуры,
высокой гибкости и точности регулирования.
u
§ 7.2. КЛАССИФИКАЦИЯ ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
И ИХ СРАВНИТЕЛЬНАЯ ОЦЕНКА
Рис. 7.2. Методы импульсного регулирования постоянного напря
жения
'./
Второй метод реализуется более простыми и экономичными устрой
ствами. Однако, если предъявляются жесткие требования к величине
пульсаций выходного напряжения, применяется первый метод, по
зволяющий испо.'rьзовать при постоянной частоте настроенные фильтры.
Широтно-импульсные преобразователи находят все более широкое
применение для регулирования и стабилизации различного рода на
грузок (на ытектротранспорте, в приводе металлообрабатывающих
станков, для питания бортовых систем и т. д.), что объясняется рядом
их преимуществ. Перечислим основные из них:
1) высокий к. п. д., так как потери мощности на регулирующем
элементе преобразователя незначительны по сравнению с потерями
мощности в случае непрерывного регулирования;
2) слабая чувствите,'1ьность к изменениям температуры окружаю
щей среды, поскольку регулирующим фактором является время про
водимости ключа, а не величина внутреннего сопротивления регули
рующего элемента, что имеет место при непрерывном регулировании;
3) высокое быстродействие, что особо важно для автоматизирован
ного электропривода;
4) возможность получения значитмьных пусковых моментов элек
трических двигателей;
204
Существующие схемы тиристорных широтно-импульсных преоб
разователей можно классифицировать по их специфическим призна
кам (рис. 7.3).
Импульсные преобразователи постоянного напряжения делятся
на две большие группы: нереверсивные и реверсивные. Последние
обычно используются для реrуJшрования электроприводов и �ред
ставляют собой широко известные схемы автономных мостовых ин
верторов напряжения, которые будут рассмотрены в главах 8 и 9.
Группу иереверсивн ых ШИП можно разделить на два больших
класса - параллельные и последовательные.
Последовательные ШИП
В последовательных ШИП (рис. 7.4, а) рабочий тиристор В р вклю·
чен последовательно с нагрузкой. Кроме того, в схеме предусмотрены
коммутирующий узел (предназначен для запирания. рабочего тири
стора) и система управления. Выходная часть устронства состоит из
фильтрующего дросселя ДрФ, нагрузки Rн и диода ВФ· На входе
схемы включен блокировочный конденсатор Свх , емкость которого оп
ределяется внутренним сопротивлением источника питания и часто
тной коммутации.
Нагрузочная часть схемы может быть выполнена либо с автотранс
форматорным (рис. 7.4, в) включением диода ВФ, либо с подключением
его к отпайке фильтрующего дросселя (рис. 7.4, 6).
Первая схемная модификация выходной цепи примен1;, ма тогда,
когда напряжение на нагрузке не регулируется до значении, б,1изких
205
=
�
��
:t:
;,,§;
t�
�о::
!�
-� ::r
о
'"'
о
�"' �"'
с.
"'
с::
:t:
�!i!
t::::t�
�
�
�
�
�
1::::
Qj
с:,
'::,
'¾;
�
"':::,
�·
.,
с:,
�
<о%}
� (1,
�с:,
'<5�
'»:t:
,§J
:t:
1Н!
�.,,
<.:,�
С:,>::,
:t:�
!�
�""-
�
ь
воз можность ско мпенсир оват
к нулевым. Такое включение даетсхеме
.
в
я
и
яжен
напр
ери
от
п
внутренни е
позволяет получить
Вторая схемная модификация выходной цепи
и ем Ивх.. В данной схеме о бе
И вых
режим работы со значительным отношен
ьно с нагрузкой, что
ател
в
едо
посл
ены
ключ
в
секции дросселя ДрФ
стор Вр, когда он раи
р
ти
з
чере
а
к
приводит к снижению бросков то
скважностей у = � (см.
ботает в режиме больших токов и малых
ват ельных ШИП является
рис. 7.2). Характерной особенностью посJiедо
и]
:t:
:t:
�о
t;
о
·"'=
i
�
"'"'1,
с::
о;
�"'
"'
"'
Р.
_,
<..,
Rн � \ и,ын
а)
§
"'
1
!'•, � • ! �
"'
'О
о
Р.
с::
><
�
::3
�
�
с:,
�
�
!!:!
-<>
�
�
i
(1,
�
:,::
�
:1!
�
�
'1s
"l:S
.,
�
�
��
'
'
::,:
t:.
•::,�
.., "' ..,
�(:)):::,
%}
:t :,-�
""
r:,_�::,
�
!i::
� � 5!
<..,�
"' "'
!'>. '-> �
с:,
<:,
:t:
��
"'"'
��
�""
�{
c:,OJ
'->�
):::,�:::.-
� "'
t,_c:,
:а
:t:
u
ti:r �
tl::
<>t =о
с:,
::,
�i� i"'•,:,"" "
"'
1§ � t
�"'r:,_
"'-
..,
•::,
J:I
о;
>,
с::
t.,•::, ""ос.=
�� а
��"'
с:,:}
��
:t:
><
:а:t:
о.
,
� "'
==
""
=
"'�
,а�
.:s� ==
"'
��
t�
f;!
u
,
о.
о::
(1,
:;,
�"'
'->
.g
�
(1,
::;;
§
�
�
� """' �
�
��
��
t::, с:,
�
��
;; !i::
<i5 1::
��
��
� "'
�::,.,
о::
"'r:,_:j}
с:,
<.:,t:,
�"'
<..,
:t "'
cu::,
2;
с:,:.;
1;.:,
"'
"'::,
с:,�
"' �
�;,,
�t
с:,
,.,,::,
с:,
<..:,'>:
в)
Рис. 7.4. Схемы последовательных ШИП постоянного напряжения
;,::
,&
"'u
§
"1!'-
J
:,::
о..
;:
на их выходе выше напряже
невозможность получения напряжения
ния источника питания.
преобраз ователей
Кла ссификацию последовательных импульсных
коммутирующих
х
и
ей
нност
необходимо проводить с учетом особе
ояко в з ависимости
дв
тся
строя
ШИП
ых
тельн
цепей. Схемы последова
инх устройствах узел комму
от выполнения узлов коммутации. В одстора
, ли бо с цепью нагрузки ,
и
р
и
т
о
чег
рабо
ю
цепь
с
тации связан либо
.
в других он отделен от этих цепей
зывают импульсными
Первую группу последовательных ШИП натации, или просто за
омму
к
и
м
узла
мыми

преобразователями с зависи
группу - импульсными преобр азовате
висимыми ШИП, а вторую
ми
симы
ви
узлами или неза
лями с независимыми коммутирующими
шип.
а
с зарядом коммутирующего коидеисатор
Зависимые ШИП че
рез рабочий тиристор
коммутацией изображена
Схема ШИП с параллельной емкостной
на рис. 7.5.
. При отпирании
Принцип действия ее заключается в следующем
и конденсатор С
зку,
нагру
через
ет
а
рабочего тиристора B r, ток протек
ания через тиристор Br,
пит
ника
источ
ения
ж
я
напр
заряжается до
207
и резистор Rк- После отпирания коммутирующего тиристора в.
конденсатор С разряжается через тиристоры Вк и Вр , что приводит
к запиранию последнего. При работе данной схемы на емкостную
нагрузку шш нагрузку другого вида с противо-э. д. с. в процессе
коммутации возникают недопустимо
большие токи.
Существенным недостатком ШИП
с параллельной емкостной коммутацией
является то, что в процессе переключе
ния напряжение на нагрузке достигает
удвоенных значений питающего напря
жения. От этого недостатка свободна
схема с резонансной коммутацией
(рис. 7.6).
В течение интервала коммутации
рис. 7 . 5. шип с паралдельной напряжени
е на нагрузке в даннои- схеме
емкостной коммутацией
меняется менее чем на 2 в. К: недостат
кам схемы с резонансной коммутацией
следует отнести сложность настройки резонансного контура с конденсатор�м С и дросселем дРк , а также большее по сравнению с первой
схемои число элементов.
ШИП с автотрансформаторной коммутацией (рис. 7.7) отличается
тем, что заряд коммутирующего конденсатора происходит ие только
в результате резонанса, но также вследствие магнитной связи обмо
ток автотрансформатора АТ.
+
+
ивх
',
В1
Вк
Bq,
Rн
Свх
Rк
f
Рис. 7.7. ШИП с автотрансформатор
ной коммутацией
Эта особенность обусловливает более устойчивую коммутацию
при изменениях нагрузки. Схема обеспечивает возможность коммута
ции значительных токов при меньшем значении емкости коммутирую
щего ко�денсатора. Кроме того, ШИП с автотрансформаторной ком.
мутациеи менее чувствителен к вибрациям, не требует сложной на
стройки и удобен в эксплуатации, что дадо ему широкое распростра
нение в регуднруемом эдектроприводе. Заряд коммутирующих кон
денсаторов рассмотренных схем осуществляется через рабочий тири
стор, что может привести к сбоям в работе ШИП в результате ухудше
ния перезаряда конденсатора при снижении нагрузки.
208
На рис. 7.8 изображена схема широтно-импульсноrо преобразо
вателя с дополнительным коммутирующим тиристором и линеиным
дросселем в узле коммутаюш.
"
К, моменту отпирания рабочего тиристора В р комм.утирующии кон
денсатор заряжается до напряжения источника питания через элементы дРк, В�, ДрФ, Rн- +
Отпирание рабочего тиристора приводит к появле
нию тока в цепи нагрузки.
После включения комму- ибх
тирующего тиристора В к
образуется колебательный
контур дР к , С, Вк.
В течение первого по
лупериода колебаний ток
разряда конденсатора про Рис. 7.8. ШИП с дополнительным тиристором
текает через тиристор В к
в прямом направлении. Диод В� не сможет пропускать ток до тех пор,
пока не изменится знак напряжения на конденсаторе, а ток. в коле
бательном контуре не достигнет нулевого значения. Тако� момент
наступэет после по,1ного перезаряда конденсатора. Диод Вк открывается, в результате чего образуетс_я
иовый ко.r1ебательиый контур С, дРк, Вк,
Вр , ток которого снижает ток через
Е
рабочий тиристор до нуля. После запи
рания тиристора конденсатор С разряD 1.---_ь._)li'---,&t--:-.-; жается через нагрузку. Закономерности
iJJt изменения тока и напряжения на комму
тирующем конденсаторе ШИП с допол
нительным тиристором приведены на
Рис. 7.9. Временнь1е диаграммы рис. 7.9.
Главным оrраничение:м в применении
тока и напряжения на коммутнрующем конденсаторе ШИП раСС)l!атриваемой схемы является то, что
с дополнительным тиристоро'II
в процессе коммутации броски тока через
тиристор Вк намного превышают амшIИ
тудУ тока: через рабочий тиристор; данная зависимость наиболее силь
но проявляется при высокой частоте коммутации ШИП. Это приводит
к необходимости уве,1ичения мощности коммутирующего тиристора, т. е.
уведичения установленной мощности импульсного преобразователя.
0\----------.
;
Uвх
Рис. 7.6. ШИП с резонансной комму
тацией
ШИП с дополнительным тиристором
Вр
Bz
Дрк
Зависимые ШИП с зарядом коммутирующего конденсатора через нагрузку
ШИП с дросселем насыщения
В схеме ШИП с дросселем насыщения (рис. 7.10) коммутация осу
шествляется с помощью насыщающегося дросседя.
· Дроссель насыщения выполняет те же функции, что и элементы Вк,
Др,,, в� в предыдущей схеме. К.роме того, дроссель дРк обеспечивает
209
задержку времени, которая ранее осуществлялась цепью управления
тиристора Вк.
Основным достоинством данной схемы является наличие одного .
тиристора, что упрощает систему управления. Недостатком
и.к
+
цех
+
сСвх
С,
(-)
1 /
1 /
1 /
'i-------1'
1
1
\ 1
:./- 3
L.
�lдР3
Rн
Ис
ивых
ic
1
1
ic
/
С2
t
1
А
и
Независимые ШИП с последо вательной трансформаторной коммутац ей
Рис. 7.10. ШИП с дросселем насыщения в
звене коммутации
Рис. 7 .11. Временные диаграммы
тока и напряжения схемы ШИП
с дросселем насыщения в узле
коммутации
ШИП является значительная установленная мощность дросселя насы
щения. Временные диаграммы схемы ШИП с дросселем насыщения
приведены на рис. 7.11.
ШИП с комбинированной коммутацией
ШИП с комбинированной коммутацией (рис. 7.12) имеет более
сложное решение узла коммутации.
Здесь допоJiнительный тиристор В к, линейный дроссель дРк и дроссель насыщения Др8 объединены в одном коммутирующем [контуре,
поэтому такую схему ШИП
называют схемой с комби
нированной коммутацией.
При комбинироваииой
коммутации обеспечивают
ся преимущества обоих рас
иных смотренных ранее ШИП.
ШИП с комбинированной
коммутацией более эконо
Рис. 7.12. ШИП с комбинированной коммута мичен, так как используе
мые в нем дроссель насыцией
щения и тиристор Вк имеют
меньшую мощность, чем в предыдущих схемах. Диод BL предотвра·
щает протекание обратного тока через дроссель дРк и, следователь
но, срыв колебаний в коммутирующем yзJie схемы.
Комбинированная коммутация снижает установленную мощность
тиристора Вк до 30% в сравнении со схемой рис. 7.8, габариты дросселя
насыщения уменьшаются в несколько раз по сравнению со схемой
рис. 7.10.
210
Таким образом, несмотря на то, что в ШИП с комбинированной ком
мутацией используется большее число элементов, чем в любой из
схем (см. рис. 7.8, 7.10), такой преобразователь оказывается более
экономичным и малоrабаритиым, что обусловливает целесообразность
ero применения.
а
Общим недостатком трех последних схем является связь контурх
режима
в
тацию
комм
няет
затруд
что
ки,
нагруз
�
коммутации с цепью
м
малых нагрузок и делает невозможной работу устроиства на холосто
контур
в
ввести
чно
достато
тка
недоста
этого
ения
ходу. Для устран

коммутации специальные зарядные цепочки Др., �• (показаны пунктии
зашунт
ор
тирист
и
рабочи
а
схем),
х
тренны
рассмо
из
каждой
ром на
ровать встречным диодом и индуктивностью.
Импульсные преобразователи с независимыми коммутирующими
м
узлами обеспечивают устойчивую работу систем питания в широко
диапазоне нагрузок.
•
яв
Наиболее известными представителями даннои группы ШИП ра
тиристо
о
рабочег
ем
гашени
с
ли
азовате
преобр
сные
импуль
ляются
а
от отдельного источника. В качестве ключевого элемента контур
коммутации в данных устрой
ствах обычно используются мощ- +0----111+-,
ные транзисторы. Однако ШИП
с индивидуальными источника
ми коммутации не нашли ши
рокого распространения ввиду Uк
необходимости в отдельном ис
точнике питания. В схемах
независимых ШИП в качестве
источника запирающего на
пряжения обычно использует:
ся предварительно заряженным
конденсатор, как это имело ме- Рис. 7.13. ШИП с_ последовате:;1ьной
трансформаторнои коммутациеи
сто в рассмотренных выше
самые
ны
Возмож
устройствах.
идея
различные схемные решения указанного принципа, однако общая
данного
ШИП
всех
во
яется
сохран
ора
тирист
го
рабоче
тации
комму
ком
типа. Рассмотрим несколько схем ШИП с н�зависимыми У:лами
го
мутации. Схема ШИП с трансформаторнои коммутациеи рабоче
7.13.
рис.
на
ена
тиристора изображ
При подаче напряжения ик на контур коммута,ции происходит
резонансный заряд конденсатора С через элементы Вк, !!,Рк и первич
р Вр
ную обмотку импульсного трансформатора ИТ. Рабочии тиристо
ка обте
нагруз
чего
тате
резуль
в
ения,
управл
цепи
по
ется
отпира
ра
кается током от источника питания. Для гашения рабочего тиристо
ается
включается тиристор В к , в результате конденсатор С разряж
а,
через тиристор в. и первичную обмотку импульсного трансформатор
по
ое
обратн
ение,
напряж
ся
на вторичной обмотке которого создает
211
знаку питающему напряжению и превышающее его по вел-ичине. То
в цепи рабочего тиристора прерывается. Коммутирующий тиристор
Вк начнет запираться после достижения током разряда конденсатора,
нулевого значения.
Данную схему целесообразно применять тогда, когда необходимо
разделить по напряжению питания контур коммутации и силовую·.
цепь. Зачастую такая задача возникает в электроприводе, где для пи
тания силовой цепи требуется напряжение порядка сотен вольт.
Независимые ШИП с двойным коммутирующим контуром
Для питания динамической нагрузки нашли применение ШИП
с двойным коммутирующим контуром (рис. 7.14).
Схема включает в себя рабочий тиристор ВР и четыре вспомогатель
ных тиристора В1, в;, В2, В2, основное назначение
которых - обеспе
чивать надежное запира
ние рабочего тиристора Вр ,
Контуры дР1, С1 , др;, с;
являются резонансными.
Импульсные преобразова
тели с двойными ком:v1ути
рующими узлами обеспе
чивают надежную работу
с'1,
устройства в режимах ма
лых нагрузок, позвщтя�рт
получать высокую гибкость
Рис. 7.14. ШИП с двойным коммутирующим и плавность регулирова
контуром
ния в широком диапазоне
скоростей электропривода.
К недостаткам схемы можно отнести сложность коммутирующего
узла и, как следствие, сложность системы управления тиристорами. "·
Параллельные ШИП
Характерной особенностью параллельных ШИП является возмож
ность получения напряжения на нагрузке, превышающего по величине
напряжение источника питания. Принцип построения таких преоб
разовате.11ей очевиден из рис. 7.15, а. В качестве импульсного эле
мента здесь используется тиристор Вр , который периодически замы
кает источник питания на дроссель дРФ· В процессе размыкания
рабочего тиристора на дросселе ДрФ наводится значительная э. д. с.,
направленная согласно с напряжением источника питания, в резуль
тате через диод ВФ и выходной конденсатор Свых течет ток, имеющий
форму всплеска. Напряжение на нагрузке при этом равно сумме на
пряжений на дросселе ДрФ и источника питания.
Возможны несколько схемных решений параллельных ШИП.
Иногда диод ВФ подключается к отпайке фильтрующего дросселя ДрФ
(рис. 7.15, 6). Такое включение позволяет снизить потери мощности
на коммутацию за счет снижения величины di--f)\ , однако степень повыa
(
шения выходного напряжения при этом также уменьшается. Данная
212
схема применяется, если необходимо поддерживать выходное напряже
ние достаточно стабильным при изменениях нагрузки.
Если требуется широкий диапазон регулирования выходного на
пряжения применяется схема (рис. 7. 15, в) с подключением рабочего
ти истора' к отпайке фильтрующего дросселя. Однако такая схема
об�адает худшими энергетическими показателями за счет увеличения
коммутационных потерь.
Основные различия рассмотренных ШИП заключаются в осабен
ностях выполнения их коммутирующих узлов, исходя из чего и про
ведена классификация существующих схем.
Дрф
Б}
в)
Рис. 7.15. Схе:-Jы параллельных ШИП постоянного напряжения
Электромагнитные процессы, протекающие в коммутирующих
цепях ШИП, описываются нелинейными дифференциальными уравне
ниями, так как моменты переключения ШИП зависят от параметров
э !Iементов контура коммутации.
• Приведенная классификация, отражающая особенности переза
ряда коммутирующего конденсатора, облегчает выбор метода ана.11иза
процессов в ШИП, что очень важно, так к�к в настоящее время нет
единого метода анализа нелинейных цепеи. В каждо3-1 конкретном
случае следует выбирать такой метод анализа, которыи позволил бы
получить наименьшую погрешность конечного результата.
В качестве примера проанаJшзируем электромагнитные процессы
в наиболее характерных схемах ШИП.
§ 7.3. АНАЛИЗ ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ ПРОЦЕССОВ В ':Llиn
С КОМБИНИРОВАННОvt КОММУТАЦИЕvt ПРИ СТАТИЧЕСК01i1 НАГРУЗКЕ
Электромагнитные процессы, протекающие в схемах импульсных
преобразователей, целесообразно рассматривать как совокупность
процессов в нагрузочной и коммутирующей частях устройства. Про
цессы протекающие в нагрузке и коммутирующем звене схемы, будем
рассм;тривать раздельно, так к-:к времениь1е инт�рвалы, � течен�е
которых возможен обмен энергиеи между наrрузкои и конч ром ко
мутации, весьма незначительны по сравнению с периодом коммутации.
213
Анализ электромагнитных процессов в нагрузке
Для удобства анализа силовую схему ШИП с комбинированной
коммутацией изобразим в виде идеального ключа и элементов нагрузки
(см. рис. 7.1, б). Представленная схема относится к цепи с периоди
ческой коммутацией параметров. Периодичность обусловJ1ена воздей
ствием импульсной последовательности на непрерывную систему
(цепь нагрузки), в результате чего параметры последней приобретают
разные значения внутри импульсов и между ними.
В процессе изменения режимов работы коммутирующего тиристора
проявляется нелинейность его характеристики. Однако если учесть,
что время перекJiючения тиристора (20 + 30 мксек) MaJI6 по сравнению
с периодом коммутации ключа (0,5 + 2,5 мсек), то можно считать
параметры тиристора постоянными в течение определенных временных
интервалов и считать, что переключение тиристора осуществляется
мгновенно. Эrо допущение дает возможность описывать процессы
в схеме линейными дифференциальными уравнениями.
Для описания процессов в цепях с периодической коммутацией
параметров применим аппарат дискретного преобразования Лапласа
[7]. В данном случае анализ сводится к составдению разностных урав
нений и их решению при помощи теорем D-преобразования.
Метод D-преобразования позволяет получить наг.1ядную картину
установившихся процессов, при этом сохраняются те же удобства,
которые имеет обычное преобразование Лапласа при решении диффе
ренциальных уравнений.
Рассмотрим цепь нагрузки в течение интервала импульса и интер
вада паузы. При этом рабочий тиристор полагаем идеальным ключом,
а индуктивность LФ дроссмя ДрФ линейной.
В течение интервала импульса цепь (см. рис . 7.1, б) опишется
уравнением
- t
ем
Введем относительное время t =т и с учетом этого запиш
уравнения:
(7.3)
(7.4)
Обозначим а=т:;. Тогда уравнения примут вид:
Ф
R
и'1 (1 + R н ), n�t �п+у,
+
dt
Е =.:_, d�
н
а
0
0=_!_ .d1:_и+ин (l +;н),
а
dt
п+y�t�n+l.
(7.5)
(7.6)
ующих преобразований [7] получим сле
в резудьтате соответств
нение:
дующее разностное урав
u8 (n+1)-u(n)e-an =К,
(7.7)
(7.1)
Для интервала паузы получим
LФ dи
8
+ UR8 Rо,
0=R • d[+ин
(7.2)
н
н
Здесь
Т - период коммутации кдюча;
п - О, 1, 2, 3... - дискретные значения незави
симой переменной;
t
у =; - относительное время включенного состояния
рабочего тиристора (скважность);
t,. - время включенного состояния рабочего тири•
стора за период;
Е - напряжение источника питания;
RФ - активное сопротивление дросселя фильтра;
Ro = RФ+Ro - сумма сопротивлений фильтра и прямого со
противJiения диода ВФ .
214
ывистых токов в нагрузке.
и (п) - о наступает режим пререлить
критическое значение
Исхо�: и; это-;:-о условия можно опред
ВФ:
мя
дросс
индуктивности
п
LФ;;:: О,9Т (Rн
+ Rо)-
смещенных решетча
Выражения напряжений на выходе ШИП дJJЯ
в них подставить
если
.11)'
(7
тых функций опредмятся из (7 .10),
215
-
t = п + е, где е = Лt
Т - относительное смещение аргумента решетчатой функции:
Ин[п, е] = Е
+[!( (1-е::п ) _ E]e-a(i +::)в, О�е�у,
1-е
п
•
И н .у[е]=Е+
[ 1-к_а
е п
RФ) 8
-EJ e-a(i+Rн/
1
,
(7.12)
О�е�у.
<
и,,[,]-(в +(i_:-,, _в�,-•( +::) 'jе-•(•+�)•н,
у�е�1.
(7.13)
При е = 1' Ин. у = Ин max, поэтому
Инmах=Е+( 1(-а -E)e -a( +::)v_
1-е п
i
(7.14)
При е = О Ин. у = Ин min, следовательно,
Инmiп =·---
(7. 15)
1-е
Изменение установившегося напряжения на нагрузке опреде
.пится
как разность между установившимися максимальным и минимальным
значениями выходного напряжения:
ЛИн = Инmах - Инmin•
е
о
од
тановки
уравнений (7.14), (7.15) в предыдущее выраже
П с '1 п с
ние и ,соответ
ствующих преобразований получаем
-а(! -v)( 1 +�)
-е-а( 1 + ::) v] 1-е
.
ЛИн= E[l
1-е-ап
Величина а = ЛИн называемая эквивалентным коэффициен
том
Е ,
пульсаций выходного напряжения, определяется выражением
- (J-\•)( 1 +�)
a( 1 +-�"')vJ1
(.
н
-е a
Rн
а= 1 - е
ап
1-е
(7 .16)
у
1
о
у
И и. ер = � Ин. у [ е] de + � Ин. у [ е] de.
п
>+
[п
и, , е]-{в+[' (:.:::=::•) Е] -+, ;:) '),-,( �) Н,
у�е�1.
Установившееся значение напряжен1'я
, на нагрузке можио иаити,
если положить п -+ оо:
216
Найдем среднее значение установившегося напряжения на нагрузке:
Подставив соответствующие выражения и выполнив несложные
преобразования, получим
где
И н. ер = Е ('\' -
cr; ) ,
(7 .17)
Выражение (7.17) представляет собой регулировочную характеТR
' полуи полагая lн = Еу
ристику ШИП. Подставив в (7.17)
Rн
чим выражение внешней характеристик::
r1=г
Ин.ер= Еу- 1"
crLq),,
у
Т .
(7.18)
Полученные выражения регулировочной и внешней характеристик
позволяют рассчитать режим работы цепи нагрузки при постоянной
частоте коммутации [37].
Анализ электромагнитнь1х процессов
в коммутирующем узле схемы ШИП
Анализ процессов в коммутирующем узле схемы целесообразно
производить по отдельным интервалам процесса коммутации (рис. 7.16):
l) О
t1 - интерва.� заряда коммутирующего конденсатора (в относительных единицах '\'р = �); в действительности заряд конденса
тора протекает с точки t0 после отпирания рабочего тиристора;
2) t1 - t2 - интервал перезаряда конденсатора (в относительных
t2 -f1
единицах h1 = -т-);
3) t2 - t3 - интервал между моментом максимального обратного
напряжения на конденсаторе и моментом запирания рабочего тири•
стора, наступающего в результате насыщения дросселя Др,, (в относи
tз - f2
тельных единицах h2 = -т
-).
Каждый из трех коммутационных интервалов можно описать ли
нейными дифференциальными уравнениями.
Для первого интервала с учетом апериодического заряда конденсатора, решая уравнение
lil7
(7.19)
ряда конденсатора первоначально определяется сопротивлением за
пирающегося тиристора, а затем, после его запирания, параметрами
цепи нагрузки.
Таким образом, при изменении нагрузки постоянная времени раз
ряда конденсатора также изменяется, что может привести к неустойUз
a;
I
t
1
1
Uг
"�h
a
Для второго интервала с учетом колебательного перезаряда кон
денсатора, решая уравнение
\ duc
1 d2 u c
.
+
dl+иc=O,
�·
т�; d2t
определяем
ис (l)= [-Е cos u> (t -n-yp)-aE sin ro (l -n-yp)J e-a(t-n-'\' p),
n+vp �t �n+vP +h1,
(7.20)
где
(R2 - активное сопротивление контура С - Вк - дРк - BL - С).
Закономерность изменения тока на интервале перезаряда конден
сатора определится по известной закономерности изменения его на
пряжения на данном интервале:
ic (t) = CEe-a(i -n-vp) sin OJ (t -п - fp) (u> +
Для третьего интервала, решая уравнение
1
находим
где
f).
1
1
1
'1
1
i
1
о
u;
I
р
--- + I ,
--- -, =n
п + 'УР +h1=
(7 .21)
(7.22)
Из (7.22) следует, что при t = п + 'УР + h1 ин (t) = 2Е, т. е. по•
тенциал катода запирающегося вентиля повышается в два раза.
Разряд конденсатора С на третьем коммутационном интервале
происходит после насыщения дросселя Др11 Постоянная времени раз•
•
•
1
1
1
14
1
1
1
1
1
11
11
11 11 1111
1 1 11
11 1 !
1 11
1: 1 I
1
to
11
1 1
1
1 11
j
"''
11
1
1
1
1
т
1
1
1
1
1
1 11 '1
1 1 1
I
1
1
f,
1,1
i
r,к -+---_,И1U
1 11
111 11
1 1 11
1 11
11 i
111
1
11
1111
1
1
1
1
111 11
11
1
' ! ! il
1
dt
Для третьего интервала напряжение на нагрузке
Ин (t)= Е + Ее-13� (t-n-vp-h1).
218
1
1
Uд.Н
о
du c
ис (t-) = Ее- fJ; (i - п -vP - h1) ,
Utк
Uв
iv • -- +ис = О,
1-'а
;I
•
1:
t
t
11
11
11
1 1
11
1 1
t
t,
Рис. 7.16. Временные диаграммы напряжений на
элементах схемы ШИП с комбинированной комму
тацией
чивой коммутации в режимах, близких к холостому ходу. Кроме
того, изменение постоянной времени разряда конденсатора С «отодви
гает» момент начала его очередного заряда, что приводит к увеличе
нию паузы в работе ключа.
В этом случае узел коммутации оказывает влияние на величину
максимального выходного напряжения преобразователя. Это влияние
тем существеннее, чем выше частота коммутации и чем шире диапазон
изменения нагрузки. Для устранения данного эффекта рекомендуется
встречное параллельное включение рабочего тиристора и щ.юда, ко219
торый рассчитывается по максимальному току перезаряда конденса
тора С и максимальному обратному напряжению.
Приведенный выше анализ процессов в коммутирующем звен
ШИП соответствует наличию встречного диода, так как было прие
нято, что за время восстановления управляющих свойств тиристора
Вр конденсатор С успевает разрядиться до нуля, т. е. и (п) = о.
При анализе процессов в импульсном преобразователе было сде
лано допущение о мгновенном переключении рабочего тиристора,
что позволило считать тиристор JIИнейным элементом.
Ув_еличение частоты коммутации приводит к снижению к. п. д.
устроист
ва, поэтому значение частоты коммутации обычно выбирают
из условия получения максимального к. п. д. Оптимальная частота
коммутации, рассчитанная из такого условия, зачастую оказывается
не выше l кгц. Таким образом, период коммутации получается го
раздо длительнее времени включения и выключения тиристора, что
_
дает право аппроксимировать его линеины
м элементом без значи
те.1JЬных погрешностей.
Если необходимо выполнить импуJiьсный преобразователь малых
габаритов с широким диапазоном регулирования, то в ущерб к. n. д.
можно выбрать более высокую частоту коммутации.
Высокая частота переключения позволяет уменьшить габариты
фильтрующего дросселя и элементов коммутирующего yзJia. В этом
случае период перекJ1ючения рабочего тиристора соизмерим с време
нем его включения и выключения, что обусловливает существенное
влияние нелинейности элементов на характер электромагнитных
процессов в ШИП.
ГЛ А В А 8
АВТОНОМНЫЕ ИНВЕРТОРЫ И ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
§ 8.1. ОБЛАСТИ ПРИМЕНЕНИЯ АВТОНОМНЫХ ИНВЕРТОРОВ
И ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ
Автономные инверторы - это устройства, преобразующие постоян
ный ток в переменный с постоянной или регулируемой частотой и ра
ботающие на автономную нагрузку.
В отличие от инверторов, ведомых сетью, у автономного инвертора
на стороне переменного тока нет другого источника энергии той же
частоты, кр-оме самого инвертора•..
,Основные_ облас;;rи применения автономных инверторов:
:D питание потребителей переменного тока в устройствах, где
единственным источником энергии является аккумуляторная батарея
(например, бортовые источники питания), а также питание. от.вет
ственных _ п.01:.2�§_11телеИ при ава12ии. в_ сети. переменного то_ка (напри
мер, электросвязь);
2)_ электротранспорт, питающийся от контактной сети постоян
НОГ:9.. !fЛИ переменного напряжения, где для регулируемого эJiектро
привода желательно иметь простые, дешевые и надежные коротко
замкнутые асинхронные_двигатели;
3) электропр_ff_�()-�,_ г,11� тр�буется переменная ск_ор_ост0 1Зращения;
в этом случае инвертор является исТО_'!!-_!_1-!_!(()111 с регулируемой чаётотои
и· напряжением;
4) трансформаторы постоянного тока, преобразующие постоянный
ток одного уровня в постоянный ток другого уровня;
5) источники прямого преобQ_азования__ энергии, в которых выра
батывается постоянный ток относительно низкого напряжения (термо
и фотоэлектрические генераторы, топливные элементы, МГД-генера
торы); для использования этой энергии требуется преобразовать по
стоянный ток в переменный ток определенной частоты;
6) передача _энергии постоянным током - для преобразования
переданного на дальнее расстояние постоянного тока в пере·
менный.
§ 8.2. ТРЕБОВАНИЯ, ПРЕДЪЯВЛЯЕМЫЕ К АВТОНОМНЫМ ИНВЕРТОРАМ
К автономным инверторам, работающим в конкретной установ1,е,
предъявJiяются следующие требованнв�
_ , f!, д:; ...
1) обеспечею1е м<1кс_1:1ма_ льноr9. к
2) минимальная установленная мощность отд.е,JJJ?НЫХ узлов и эле
ме!!IQВ. Под установленной мощностью какого-либо элемента пони
мается основной его параметр, определяющий габариты, вес и стои
мость элемента. Установленная мощность элементов является одним
221
из осиовных факторов� о_преде.!!_яю_щи_1- цеJI�()образность примене�:щ...
той или .. иной схемы автоиомного инвертора.
Наиболее рациона.iiь:нои ·считается· та схема, у которой суммарная
установленная мощность имеет наименьшее значение. При этом срав
ниваются. суммарнЬlе fiриведенflые устаIIОВJiенньrе мощности инвер
торов. Под приведеиными установленными мощностями элементов:,
понимают действительные мощности, умноженные на коэффициент�
приведения к основному элементу по выбранному критерию оценки; ;
3) возможность широкого регулирования выходного напряжения ;',
4) обеспечение стабильности выходного напряжения при измене- .;
_ !:!!!И. в_еличины и характера нагрузки;
5) обеспечение синусоидадьной или близкой к синусоидальной
Jt>ормh!__к_ривой выходного напряже�ия;
отсутствие срывов _инвертирования при перегрузках;
7) возможность . работы в режиме холостого хода;
8) обеспечение максимальной надежности и устойчивости.
Естественно, что требования, предъявляемые к схемам автономных инверторов, зависятот конкр
_ ет__I!.О!С>_ назначения инвертора. Поэ
тому оптимальный вариант схемы инвертора необходИмо Выбирать,
учитывая режимы работы наrЕ_у�ок, питающихся от него.
вr
§ 8.3. СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ СИСТЕМ С АВТОНОМНЫМИ ИНВЕРТОРАМИ
Системы с автономными инверторами можно условно разделить на
два типа: система постоянного тока (рис. 8.1, а); система переменного
тока (рис. 8.1, 6).
Эти системы состоят из следующих блоков: ИП - первичный ис
точник постоя��-()Е��ка; П - собственно ПЕ_еобра!ователь, преобра
зующии постоянныи ток В переменный И представ.т1яющиисооой схему,
построенную на обычных тиристорах, запираемых тиристорах или
транзисторах; СУ - система управления, включающая в себя генера•
тор управляющих импульсов, преобразоватеJ1ь фаз (фазорасщепитель),
предварительный усилитель и генератор задающей частоты; В - вы�_,,
прямитель, представJ1яющий собой группу неуправляемых или уп·-ра}iJiяем_ых"вёнiилёй, собраннь1х по определенной схеме; <f:> -=..элек
_
три
ческий__фи4ьтр, обеспечивающий необходимый для нормальной работы
потребителя коэффициент пульсаций; ПУ - промежуточное устрой
ство, связывающее преобразователь с нагрузкой и включающее в себя.
фильтры по переменному току, компенсаторы, а так же в некоторых
случаях элеме'Н'iьl;··ореспечивающ!iе ПОёТОЯНСТВО выходного напряже- ..
ния при изJ\1е!f�!ЧLИ_JЩJ.J]ЯЖещш_!:!о"J:!ХОде_ц,rщ_на. нагрузке; fi..=-.._на
rрузка; Р - реrулятор_,_пр_е)!.l_l�J!{аче1шый )].Л_я. регулирования выходного напряжения по заданиому закону или для поддержания заданного
уровня выходного на·пряжения;_ САО - система аварийного отк.:ПQ:_.·
чения, являющаяся частью любой системы питания и включающая
в себя чувствительные датчики и быстродействующие реле (электро•
механические или бесконтактные).
Как видно из рисунков, регулятор может воздействовать непосред
ственно или на выпрямитель, промежуточное устройство, собственно
5
222
преобразователь, источник питания, или н� сист�му управлеиия.
В первом случае регулятор представляет собои устроиство, состоящее
из силовой и задающей частей, а также чувствительного органа.
Во втором случае необходимость в силовой части отпадает и � состав
регулятора вх9дят только задающая часть и чувствительныи орган.
'. 't,-Г'"\
1
'-
1 �Сс �);
1
1
L--
------
_______..,
Y�14Lfnvt
а)
1
1
1-
,-1" 1,v
t-
L--,
г1:-:,
�,
1,.______ J
1
L________________J
Б)
Рис. 8.1. Структурные схемы систем с автономными инверторами:
а - сне.тема постоянного тока; б - сне.тема переменного тока
Аналогично регулятору система аварийного отключения воздей
ствует либо на источник питания и выходную цепь преобразователя
(выпрямителя), отключая при этом источник питания и преобразо
ватель (выпрямитель), либо на регулятор, снимая напряжение на
нагрузке.
§ 8.4. ИНВЕРТОРЫ ТОКА И ИНВЕРТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ
В зависимости от особенностей протекания электромагнитных
процессов автономные инверторы могут быть разделены на два основ
ных типа: J!!II3�pтopы тока (рис. 8.2, а) и инверторы напряжения
(рис. 8.2, в).
д.1!51.l:ll!B_ej)'!QJ20II то_!{а_��рактерно то, что они формируют в наrрузк�
ток (под нагру зкой в данном случае подразумевается параллельное
соединение Zн и С), а форма напряжения зависит от параметров нагрузJЦI.
Источник постоянного тока работает в режиме генератора тока,
для чего во входной uепи вкюрчается реактор Ld с большой индуктив
ностью. Кроме того, реактор Ld выполняет функции фильтра высших
f�мо�_шчесК!!Х напря_жения, так как к нему прикладывается разность
между выходиым и входным напряжением, препятствует разряду кон
денсатора на источник питания во время коммутации тока в вентилях
и обеспечивает апериодический режим работы инвертора, характер
ный малыми пульсациями входного тока и малой зависимостью формы
инвертированного напряжения 01 нагрузки. Инвертор тока может
раб01ать только с активно-емкостной нагрузкой, т. е. при опережаю
щем инвертированном токе (рис. 8.2, 6), когда между анодом и като
дом закрывшегося вентиля в течение некоторого времени поддержи
вается отрицательное напряжение, необходимое для восстановления
запирающих свойств вентиля. Это время называется временем выклю
че�щя (tc = fвыкл ). Лри активно-индуктивной ,нагрузке баланс реак
тивной мощности обеспечивается коммутирующими конденсаторами.
223
В режиме холостого хода инвертор тока не работоспособен вследств
затрудненного перезаряда конденсатора._ При перегрузках его раб
затруднена �з-за недоста,:очноrо времени, для восстановления за пп-.
рающих своиств вентилеи. Внешняя ха_р1:1ктеристик� ин_вер,:ора тока;
!<мягкая». В инверторе тока применяются вентили с неполнь1м ynpa;.
влением (обычные тиристоры и ионные вентили).
Инверторы напряжения формируют в нагрузке напряжение
а_форма то1<�_завIJсит от характера нагрузки. Источник питания ин.
вертора напряжения работает в режим.е re_нeji1:1тoP.a напряжен� (aк-
Ld
пионными свойствами вентилей. Внешняя характеристика инвертора
напряжения «жесткая». В инверторе напряжения применяются пол
ностью управляемые вентили (запираемые тиристоры и транзисторы)
и неполностью управляемые вентили (обычные тиристоры).
Следует отметить, что понятия «инвертор тока» и «инвертор напря
жения» были бы строгими, если бы в первых не нарушалось равен
ство Ld
оо, а во вторых С0 = оо. Практические схемы автономных
инверторов в большей шш меньшей степени приближаются к этим по
нятиям в зависимости от величин Ld и С0• Инверторы с малыми зна
чениями Ld и С0 занимают промежуточное место между инверторами
тока и инверторами напряжения.
§ 8.5. СПОСОБЫ КОММУТАЦИИ ОБЫЧНЫХ ТИРИСТОРОВ
Bz
Б)
а)
в;
13'2
б}
Ин, lн
а
с-)
Рис. 8.2. Однофазная мостовая схема инвертора тока (а) и инвер
тора напряжения (в); временнь1е диаграммы тока и напряжения
на выходе инвертора тока (6) и инвертора напряжения (г) при
активно-индуктивной нагрузке
кумуляторная батарея). Если инвертор питается от выпрямителя, то
!:Ja его входе ставится коliденsатор достаточно большой емкости ш�я_:;
обеспечения проводимости источника постоянного напряжения в· об-....,
ратном напрамении.-·Это-·необходимо, когда инвертор напря2К�[IЩ! ,
работает с активно-индуктивной нагрузкой. Для обеспечения балан са·
реактивной, 1vющн))СТИ в· это:-.1 случае ставится обратный выпрямитёль
(11ентили В 1 + В 4 на рис. 8.2, в). Конденсатор выполняет фyf!Jt
фильтра i,ь�l!IIIX .I�_11:1онических тока, так как по нему протекает
разность между выходным и постоянным в преде.�шх полупериодое
входным током.
При акти_вн
_ о-емкостной нагрузке инвертор напряжения, как п а
вило, не pqQ_Qтaeт' поскольку в моменты включения вентилей ·вози�.
кают Rедопустимые броски тока. Инвертор напряжения может рабо•·
_ тат�_1:1 режиме холостого хода. Работоспособность инвертора напря·
ження в режиме, близком к холостому ходу, определяется коммута:.
224
Способы коммутации обычных тиристоров можно разделить на
пять групп:
I. Коммутация за счет подключения к тиристору предварительно
заряженного конденсатора (рис. 8.3, а). При протекании тока через
тиристор В 1 конденсатор С заряжается с указанной полярностью.
При включении тиристора В 2 конденсатор С разряжается через ти
ристоры В 2 и В 1, выкJ1ючая последний. После этого конденсатор переза
ряжается и подготавливаются условия к выключению тиристора В 2 •
2. Ко:.1мутация за счет последовательного колебательного кон
тура LC, включенного последовательно с тиристором (рис. 8,3, 6).
При открывании тиристора В происходит колебательный заряд кон
денсатора С. При спадании тока LС-контура (анодного тока тиристора)
до иуля происходит выключение тиристора. Резистор r служит для раз
ряда конденсатора к моменту очередного включения тиристора. В связи
с тем, что нагрузка входит в состав колебательного контура, она сильно
влияет на условия коммутации.
3. Коммутация за счет последовательного колебательного кон
тура LC, включенного параллельно тиристору (рис. 8.3, в). Когда
тирис;:ор В заперт, конденсатор С заряжается с полярностью, ука
заннои на рисунке без скобок. При включении тиристора В происхо
дит колебательныи. перезаряд конденсатора. Через полпериода соб
ственных колебаний контура LC полярность конденсатора изменяется
на обра;:ную, и в следующий полупериод собственных колебаний нара
стающии ток перезаряда конденсатора, протекая навстречу току
нагрузки, выкJ1ючит тиристор в момент равенства нулю суммарного
тока. Изменяя начаJrыrое значение магнитной индукции сердечника
дросселя, можно регулировать д,1ительность открытого состояния ти
ристора.
4. Коммутация за счет параллельно включенного конденсатора,
подключаемого к основному тиристору с помощью вспомогательного
(рис. 8.3, г). Конденсатор С заряжается, когда тиристор В2 открыт
(полярность без скобок). При включении тиристора В1 происходит
перезаряд конденсатора через цепочку, состоящую из диода В и ин
дуктивности L (полярность в скобках). Выключение тиристора В1
происходит при включении тиристора В 2 • Данная схема коммутации
8
l!, М. Чйженко
225
представляет собой тиристорный аналог полностью управляемого вен .
тиля. Вспомогательный тиристор позволяет регулировать длитель
ность открытого состояния основного тиристора в широких пределах.
5. Коммутация за счет внешнего источника энергии, включаемого
параллельно или последовательно с тиристором.
+
+
Ud
Ud
r
82
а)
+
+
U
d
l,
L
Z)
С@]
rн
е)
Рис 8.3. Способы коммутаuии тиристоров в авто
номных инверторах
Тиристор можно запереть, если подключить параллельно к нему
(рис. 8.3, д) с помощью транзистора или запираемого тиристора источ
ник постоянного напряжения. Тиристор можно выключить также
с помощью трансформатора, одиа из обмоток которого включена по
следовательно с тиристором (рис. 8.3, е), а на другую от генератора
импульсов ГИ подаются импульсы соответствующей полярности.
§ 8.6. КЛАССИФИКАЦИЯ АВТОНОМНЫХ ИНВЕРТОРОВ
Автономные инверторы можно классифицировать по двум призна
кам: по схеме преобразования; по способу коммутации.
Различают следующие схемы преобразования: 1) одновентильная
(схема прерывателя) (рис. 8.4, а}; 2) однофазная с нулевым выводом
(рис. 8.4, 6); 3) однофазная с нулевым выводом источника питания
226
(рис. 8.4, в); 4) однофазная мостовая (рнс. 8.4, г); 5) трехфаз
ная мостовая (рис. 8.4, д); 6) трехфазная с нулевым выводом
(рис. 8.4, е).
Все остальные схемы яв.'1яются производными перечисленных
групп. Третья, четвертая и пятая схемы могут быть с трансформатор
тоJiько
ным или бестрансформаторным выходом, вторая и шестая
с трансформаторным выходом, если нет вывода ну,1евой точки нагрузки.
Наибольшее распространение
в преобразоватеJiьной технике + \;0----llн.-----.
находят мостовые схемы.
По способу коммутации
автономные инверторы мож- ц
d
но разделить на несколько
групп.
1. Инверторы, полностью
коммутируемые по управляю
Б)
а)
щим цепям [инверторы на
+0---------.
запираемых (двухоnерацион- +
ных) тиристорах и силовых
и01
транзисторах].
2. Параллмьные инверто- a0---c=i---.
ры, в которых коммутирую
щий конденсатор включается иdг
параллельно нагрузке. Для
обеспечения баланса реактив
8)
г)
ной мощности в цепи инвертор
нагрузка, при индук- +
тивном характере последней,
используется либо коммути
рующий конденсатор, либо
источник питания, если в схе
ме имеется обратный вы
прямитмь. В соответствии
с этим парал.т�ельные инвер:
а)
е)
торы можно разделить на:
Рис.
8.4.
Схемы
преобразования
(на
схемах
инверторы
с
компенсаа)
не показаны коммутирующие элементы)
цией реактивной мощности
(см. рис. 8.18);
б) инверторы с возвратом реактивной мощности (см. рис. 8.34);
в) инверторы с коммутацией высшими гармониками (см. рис. 8.26).
3. ПоследоватеJiьные инверторы, в которых резонансная цепочка
LC, обеспечивающая коммутацию, включается последовательно с на
грузкой.
4. Инверторы с двухступенчатой коммутацией, в которых кроме
рабочих· тиристоров имеются вспомогательные тиристоры, входя щие
в состав колебательных контуров выключения (см. рис. 8.38). Запи,
рание рабочего тиристора происходит при включении вспомоrательноrс
тиристора, подключающего колебательный коитур, изменяющий по
.1ярность напряжения на тиристоре, который необходимо выключить.
-(7)-....._........
227
Момент включения очередного тиристора может быть смещен относи
тельно момента выключения ранее работавшего рабочего тиристора,
что позволяет осуществлять в инверторах с двухступенчатой комму
тацией время-импульсную и.rш широтно-импульсную модудяцию вы
ходного напряжения.
Инверторы с двухступенчатой коммутацией можно разделить на:
а) инверторы с групповой емкостной или трансформаторной ком
мутацией (в них применяется один коммутирующий конденсатор или
трансформатор на одну пару рабочих тиристоров);
б) инверторы с коммутирующим устройством для каждого рабочего
тиристора;
в) инверторы с коммутацией по цепи питания основного источ
ника.
Несмотря на уве,1ичение числа тиристоров, инверторы с двухсту
пенчатой коммутацией имеют следующие преимущества перед оста,1ь
ными типами: минимальную установленную мощность коммутирую
щих конденсаторов и дросселей, почти полное разделение коммутацион
ных и рабочих процессов, обеспечнвающее устойчивую коммутацию
тока в широком диапазоне изменения частоты, величины и характера
нагрузки; возможность изменения длительности интервала проводи
мости рабочих тиристоров, что позволяет исключить автономный
регулятор напряжения.
5. Инверторы с «феррит-конденсаторной» коммутацией. Коммута
ция (способ предложен Морганом) в инверторах осуществляется при
помощи конденсатора и дросселя с насыщающимся сердечником, под
ключенным параллельно тиристору (см. рис. 8.3, в). Внешняя харак
теристика инверторов «жесткая», а время открытого состояния тири
стора, определяемое параметрами колебательного контура, не зави
сит от параметров нагрузки,
Существуют схемы, обладающие одновременно признаками разных
групп, например, последовательно-параллельные инверторы, в кото
рых коммутирующие конденсаторы включены параллельно и после
довательно с нагрузкой.
§ 8.7. ИНВЕРТОРЫ НА ПОЛНОСТЬЮ УПРАВЛЯЕМЫХ ВЕНТИЛЯХ
При анализе схем инверторов будем полагать, что: вентили (запи
раемые тиристоры и транзисторы) являются идеальными ключами;
время переключения вентилей равно нулю; внутреииее сопротивле
ние источника равно нулю и источник обладает двусторонней прово
димостью; активное и индуктивное сопротив.r1ения подводящих про
водов равно нулю.
Однофазный мостовой инвертор
Рассмотрим схему однофазного мостового инвертора (рис. 8.5, а)
с активно-индуктивной нагрузкой. Предположим, что в первом полу
периоде (О � 11 � 112) (рис. 8.5, 6) вентили В 1 и В 2 открыты и нагрузка
подключена к источнику питания (путь тока на рис. 8.5, а показан
22а
сплошной .1шнией). В момент времени -1'} = -l't2 вентили В 1 , 82 , В3, В4
переключаются. Так как нагрузка имеет активно-индуктивный ха
рактер, в первый момент после переключения (112 ,,,-;;: {} ,,,-;;: {}3) за счет
э. д. с. самоиндукции ток в нагрузке сохраняет свое прежнее напра
вление, а ток в цепи источника питания изменяет знак. Запасенная
в нагрузке энергия возвращается в источник питания. Из рис. 8.5, б
видно, что на интервале 112 ,,,-;;: 11 < 113 (пунктирная линия иа рис. 8.5, а)
ток нагрузки протекает через
обратные диоды в; и Bi. (если
id
г-------------,
в качестве рабочих вентилей
1
использованы транзисторы, то
ток протекает через диодьi в;
и Bj_ в прямом направлении,
а через транзисторы В3 и В4
в обратном направлении - от
в'2
коллектора к эмиттеру; обрат
ные диоды при этом обеспечи
вают работу транзисторов в об
,,
лаС:ти насыщения при обратных "Н•"н
а)
t----'-,... "н
пр
оках,
ающих
ы
е
к
,
=
2 �\
i
в ш
т
0
1 "1 .Jг vзi
так как коэффициент усиле•
1
.
ния транзисторов в обратном
0
(инверсном направлении меньтI i
!
ше, чем в) прямом, примерно
1
р. � 11
t.'}
в 2 + 5 раз).
11 1
1,
1 1
1
8
�·
Вывод ос новных расчетных
1
1
1
1
"-}
�
I
Q
1
�
,1 1
соотношений схемы произведем,
1
·
1
1
1
используя операторные преобра1
1
I � V1,da . -�1
1 ..-, 1 ..-,
зования Лапласа.
1 V 1 ,
�
,}
На основании теоремы о компенсаnии заменим вентили исБ)
точниками э. д. с. (рис. 8.6, а).
Форма этих э. д. с. получится Рис. 8.5. Однофазный мостовой инвертор
в виде прямоугольников, так как (а) и временные диаграммы, поясняющие
его работу (6)
вентили в схеме переключаются
через полпериода попарно, а напряжения на вентилях отличны от нуля только в моменты времени,
когда вентили не проводят ток (рис. 8.6, б, в). Используя метод
наложения, можно определить эквивалентную э. д. с., действую
щую в схеме (рис. 8.6, г, д). Она будет представлять собой перио
дическую разрывную функцию и,, (t), воздействующую на нагрузку Zн
(рис. 8.6, д)..
Известно, что если оригинал f (t) есть периодическая функция
с периодом Т, то соответствующее изображение будет
Л:
___;
�,
""'
Ы'
1
::::..
�
Л
i"f
��V
.#
(8.1)
Для однофазного мостового инвертора изображение эквивалентной
э. д. с. е (t), действующей в схеме (рис. 8.6, г),
)
u)1-e-�p
т •
Ин (р) = l- рТ т� е -p1ud dt=
е-- Р )
(
о
2
1
Изображение тока нагрузки
(Р) =И (p)Y(p) = ud_
Jн (р) = Ин
Р
Zн (р)
н
где Zн(Р)=rн+РLю
Свободный ток
(8.2)
Р l +е
(
1 +е
1-е-2
_!,_ Р)
2
У(р)= Zн1(р)'
Действующее значение напряжения на нагрузке
Ин= Иd.
Действующее (эффективное) значение тока нагрузки
1=
р
,
(8.3)
(rн+РLп)
{,k
I i�
1
3
a -I _
(8.8)
Для опредедения средних и действующих значений токов венти
лей необходимо найти момент прохождения тока нагрузки через нуль
�
иd
еР1 -1--i (t) - res
пер
'
р,=О р(r н+РLн)
Eo
l
=
(8.5)
(8.6)
2е-к,:; .
2e-Kjt
(
l.н(-&)=lo\1-l -кn) =lo ( 1 - +аз ) '
= Ud базисный ток;
где 10 rн
К =_
н - параметр цепи нагрузки;
L
{} = wtн- переменный временной угол;
Кп
а=е-3
1
(!)
Основные характеристики цепи нагрузки, цепи источника пита
ния, а также приборов, входящих в инвертор, целесообразно опре
делять при различных параметрах цепи нагрузки К.
5)
J
U
'•,u l•
'•ъ1
LH
iн (/) = l уст (i)
ud
'•,1 LЕГ "l:
иd еР1 res
-rH р(r н +РLн) -
Р,
230
V +-k.
(8.9)
Переходный ток в течение первого полупериода
+e
10
Максимальное значение тока нагрузки можно опреде,1ить из (8.6),
если подставить ,В,= л:
(8.4)
или
(-&) d-&
(8.7)
-
u
,
'•;u U·
�
Е + Е 1 + Евг;
:
:
:
в)
в(� Zн
�
д)
г)
Рис. 8.6. Эквивалентная схема однофазного мосто
вого инвертора на�ряжения и эквивалентная э. д. с.,
деиствующая в схеме
(точка {}1 = о на рис. 8.5, 6). Из рис. 8.6, приравняв нулю iн ({}),
находим
1
2
0 = К lп l+аэ·
(8.10)
231
Среднее и действующее значения токов обратных диодов на интер
вале О � {} � а равно
а],
(8. ll)
(8.12)
Среднее и действующее значения токов тиристоров на интервале
а � {} � :n: равно
(8.13)
(8. 14)
Среднее значение тока источника питания
f.
[
2 (a 3 - l) ]
l
ld=n
� tн('tt)d(t= 2(lcpB-lcpB ')=lo 1+Кл(аз+1) · (8.15)
На рис. 8.7, а и 6 представлены графики, позволяющие определить
lcpB', / 8 ,, lcpB , !8 по параметрам цепи нагрузки.
Активная мощность нагрузки определяется мощностью, потребляе
мой от источника питания:
(8.16)
(8.17)
Часто при анализе процессов в нагрузке необходимо иметь выра
жения для токов и напряжений в виде гармонического ряда. Для этого
с,JJедует определить оригинал изображения (8.2), находя вычеты лишь
2
в полюсах Pq=+ ;q j, где q= 1, 2, 3.... Так как полюсы pq сопря
женные, то оригинал напряжения нагрузки будет равен
2
Ии(11)=2Rе{�rеs[Ин ( р) еР1 , pq]}= �d � si\qt}[l-(-l)q].
q=I
(8.18)
Как отмечалось, в связи с тем, что в качестве источника постоян
ного напряжения инвертора обычно используется выпрямитель, об
ладающий односторонней проводимостью, к входным зажимам инвер
тора подключается коtщенсатор С0 • Через конденсатор замыкается
ток, обусловленный запасенной в нагрузке электромагнитной энер
гией, что позволяет избежать возможные перенапряжения на тири
сторах.
232
Если учесть, что допустимое повышение напряжения на конден
саторе ЛИс невелико (обычно принимают ЛИс � O,IUd ) и пренебречь
изменением тока нагрузки от повышения напряжения на конденсаторе,
то мгновенный ток конденсатора
будет равен мгновенному току на
грузки:
du
ic (t) Со dtc = lн (t)=
0,5
-"'('
'н
- l+e
)
--i
е LH ,
'н Т
-с
·2
2
н
'•
0,4-
O,J
(8.19)
0,2
0,1
где uc (t) - напряжение на конOL-....1.. i..._....1.._:_1...-,....1..._,___.__
lcp, L 0,8_1,6 2,1/ 3,2 t+,O 4,8 5,6 к
денсаторе.
Необходимую величину емкости 1 /и
а)
конденсатора определяем из (8.19) 0 1
с учетом времени заряда конденса- О,!
тора (промежуток О� 1t � tl-1):
0,05
о (_..J.._...J.___.=:::t::=:::i:�=-i...,__
а.в 1,в 2,ч J,2 ц,а ч,в 5,б к
Б)
Рис. 8.7. Зависимости (в относитель
ных единицах) среднего и действую
где ,: =�
r н - постоянная времени щего значений токов однофазного мо
стового инвертора от характера нацепи нагрузки.
грузки
Из (8.20) видно, что емкость кон
денсатора при заданных величинах
Ud , rю т и ЛИс зависит от пределов изменения частоты переменного
тока. С уменьшением частоты величина емкости конденсатора увели
чивается и при f -r О (Т -r оо) равна максимальному значению:
и
Со max=rн dи,: (1 - ln 2).
с
л
(8.21)
Трехфазные инверторы
В преобразовате.льной технике наибольшее распространение полу
чили трехфазные автономные инверторы, выпо,r�ненные по мостовым
схемам: инвертор, собранный по схеме Ларионова, и инвертор, со
бранный из трех однофазных мостов.
Электромагнитные процессы в трехфазных инверторах зависят от
целого ряда факторов: характера нагрузки, способа соединения обмо
ток трансформатора, способа управ.т1ения инвертором,. типа источника
питания, схемы инвертора.
Нагрузка инвертора, состоящего из трех однофазных инверторов,
может быть подключена либо через три разделительных однофазных
трансформатора, либо непосредственно (в этом случае все 6 концов
нагрузки должны быть выведены отдельно). Вторичные обмотки транс
форматора такого инвертора соединяются звездой, так как при соеди
нении треугольником будут протекать токи гармоник, кратных трем,
что приводит к увеличению мощности трансформатора и дополнитель
ному нагреву обмоток. Нагрузка может соединяться как треугольником: так и звездой.
Нагрузка инвертора, собранного по схеме Ларионова, также
может быть соединена как треугольником, так и звездой и подключена
или через разделительный трансформатор или без него.
При анализе э.11ектромагнитных процессов в трехфазных инверто
рах будем считать, что система напряжений симметричная, выходной
трансформатор идеальный (пренебрегаем индуктивностью рассеяния
и током намагничивания трансформатора), коэффициент трансформаw
ции п = -2 = 1. Эти допущения практически не влияют на точность
W1
полученных выражений, однако позволяют сделать их менее громозд
кими.
Основные соотнощения и форма выходного напряжения инвертора,
собранного по схеме Ларионова, при активно-индуктивной нагрузке
В инверторе, собранном по схеме Ларионова (рис. 8.8}, продолжи
тельность открытого состояния тиристоров может быть различной.
Рассмотрим
случай,
когда продолжительность
открытого состояния рабо
чих вентилей соответствует
половине периода (л. = 180 °)
(на рис. 8.9 арабские цифры
обозначают открытые со
стояния соответствующих
рабочих тиристоров инвер
тора).
Как видно из диаграм
мы, в трехфазном инвер•
торе, собранном по схеме
Ларионова, возможны 6 не
в
зависимых сочетаний от
крытых и закрытых состоя
ний рабочих вентилей, при
д
с
чем всегда одновременно
открыты три рабочих вен
Рис. 8.8. Трехфазный инвертор, собранный по тиля. Каждому сочетанию
схеме Ларионова
соответствует своя эквивалентная схема (рис. 8.10).
Из эквивалентных схем видно, что при соединении нагрузки тре
угольником в каждой фазе либо прикладывается напряжение источ234
ника питания, либо в течение 60 ° фаза оказывается замкнутой
сама на себя, т. е. фазное напряжение имеет прямоугольную
форму с определенной скважностью
r iп]ш\
11пJшirvivi�I
(рис. 8.11, а).
1
1
При соединении нагрузки звез
1: / i 1
:
:
f 1 1
дой каждая фаза либо включена
1,}
l/ 1 4 1 4
1
параллельно другой фазе и после
1
1
довательно с третьей, либо последова
тельно с двумя другими фазами, сое
J1
диненными параллельно (рис. 8.11, 6).
6 1 6
i ,}
1
Поэтому к каждой фазе прикла•
1
дывается напряжение, равное �d
2
или �d (при равных сопротивле-
2: 2 12
1
1
1
ниях фаз), и фазное напряжение на Рис. 8.9. Временные диаrрам�ш
нагрузке имеет двухступенчатую работы рабочих вевтилей трехфазформу (рис. 8.12).
ноrо инвертора, собранно::_о по �хеме Ларионов а, при л - 180
Зная форму напряжения на
нагрузке и используя методику расчета, приведенную дJiя однофазного инвертора, можно определить все
расчетные соотношения для трехфазного инвертора.
В1
+
Рис. 8.10. Эквивалентные схемы трехфазного инвертора,
собранного по схеме Ларионова:
а - при Л = I 80 и соединении нагрузки треугольником; 6 - при
Л = ] 80◊ и соеднненин Rагрузки звездой (эквnвалентные схемы
°
приведеиы д�,я первого нз шести независимых сочетаний рабочих
л
• когда О � '(} � 3)
вентилен.
Соединение наrрузки в звезду
Действующее значение фазиоrо напряжения
{
иФ =
2n
1 \
2л
�
v-2
иФ (,tt) d{} = 3 ud.
(8.22)
Оригинал тока, например в фазе А, необходимо находить на трех
л :rt
2:rt 2n
интервалах полупериода: О� ,а.� 3; -3 � ,а. � 3; -3 � {} � n.
23fi
Мгновенные значения токов на этих интервалах (рис. 8.12):
Ua
1
1
1
п
iJ
о
!
1
1
1
1
1
ia
,.,.
1
1
1
1
1
1
(8.24)
1
1
(8.25)
1
1
1
1
1
1
о
По известным мгновенным значениям токов можно оnреде.�1ить
действующее значение тока нагрузки, а также среднее значение тока
источника питания, полную и активную мощности нагрузки, коэф
фициент мощности нагрузки.
Действующее значение тока нагрузки
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
iаь
1
1
1
1
1
1
'"С 51;;1
�1
2
7'
,.,.
( 8.26)
211
D
1'
Б)
а)
Рис. 8.11. Временнь1е диаграммы токов и �апряжений трехфазного инвертора, соб
ранного по схеме Ларионова, при л
180 и соединении нагрузки треугольником:
а
cos IJ)
н
(8.23)
2r.1 t}
1
1А
> 0,53; б - cos IJ)н < 0,53
иф
Ud
3
о Н-1-'-;--�-:-:---=,....--
.,.
где
1-а 2
1-а+а•·
.
n
Так как в течение каждого интервала, равного 3, соответствующая
фаза включена последовательно с источником питания, мгновенное
значение тока в цепи источника питания определяется выражением
(8.24).
Среднее значение тока в цепи источника питания
n
ld = :л � id ({}) d{} =
j /0А2•
(8.27)
Активная мощность нагрузки
(8.28)
Полная мощность нагрузки
s
(8.29)
Коэффициент мощности нагрузки
р
COS(J)a=s =A.
fI}
Рис. 8. 12. Временнь1е диаграммы токов и напряжений
трехфазного JЧН!!ертора,
собранного по схеме Ларионова, при л
180° и соединении нагрузки звездой:
а - COS IJ)H
> 0,53; 6 - COS IJ)11 < 0,53
( 8.30)
В первый момент после переключения (рассматриваем момент вы
ключения вентиля В; и включения вентиля В 1 )ток ia , поддерживаемый
э. д. с. самоиндукции этой фазы, сохраняет свое прежнее направление,
замыкаясь через вентили В�, В 5 и фазу С. Таким образом, реактивный
237
f
ток фазы А составляет часть тока фазы С, и от источника потребляется
ток, меньший на величину этого реактивного тока. При этом, если ре
активный ток переключаемой фазы А (ток ia ) больше, чем ток в фазе С
(ic ), то в момент коммутации ток источника питания меняет знак.
В случае, если инвертор питается от выпрямителя, на его входе ста
вится конденсатор С0 , принимающий реактивную энергию нагрузки
и снимающий возможные перенапряжения.
Ток в источнике питания не изменяет направление, если выпол
няется условие
(8.31)
Подставляя в (8.31) значения токов ia (8.23) и ic (8.24) в момент
времени it = О, находим параметры цепи нагрузки, при которых реак
тивный ток переключаемой фазы не возвращается в источник питания:
(8.32)
1
откуда а�2 . т. е. 0,66�К� оо.
Подставляя значения К в (8.30), находим
0,53� cos сrн�1.
!
.,1
f
!
(8.33)
Таким образом, при значениях параметров цепи нагрузки, соответ
ствующих условию (8.33), реактивный ток нагрузки полностью об
менивается между фазами.
При О� cos сrн � 0,53 ток в цепи источника питания меняет на
правление, при этом лишь часть реактивного тока переключаемой
фазы ответвляется в другую фазу, остальная часть проходит через
источник питания. При этом величину емкости конденсатора С0 ,
включенного на входе инвертора, можно определить так же, как и
для однофазного инвертора [см. формулу (8.19)], если подставить
вместо iн (t) значение ia (t) (8.24):
Сотах = Зr�l�c (1-2 lп 2).
(8.34)
Максимальное значение тока через рабочие вентили при 0,53�
� cos сrн � 1 определяется значением тока, например ia (it), из (8.24)
2л
лри -б=3 (см. рис. 8.12, а):
I _ ud • (2-а) (l -a2)
т-з,н
l+аз
(8.35)
При О� coscp11 � 0,53 максимальное значение тока определяется
из (8.25) при it = :n: (см. рис. 8.12, 6):
(8.36)
238
При расчете инвертора большое значение имеет правильный выбор
рабочих вентилей и обратных диодов, который производится по сред
нему и действующему значе
ниям тока вентиля. Линейный
lв
ток изменяет знак в точке а
(рис. 8.12, а, 6), которая
определяется из (8.23) для
lcp в
cos сrн > 0,53 и (8.24) для 0,2
cos сrн < 0,53 соответственно
следующими выражениями:
0,1
2+а-а2
1
а= К ln 1 +аз , (8.37)
1
1
a=к ln _..:_-�- (8.38)
о
1,2
2,0
2,8
3,6
4,4
к
а)
Для нахождения токов
рис.
следует воспользоваться
0,2
8.12, из которого видно, что
дио
обратные
ток через
ды протекает в интервале
0,1
О� {} � а, а через тиристо·
ры - в интервале а� {}�:n:,
т. е. распределение токов
между тиристорами и обрат
а c.,__,__..=::;:=::;:::t::;:::::;::=:::.:=:::::=._
0,4 1,Z 2,0
2,8 3,5 4/+
к
ными диодами зависит от
величины cos ср11 • Интегри
б)
руя токи на соответствую
Рис.
8.13.
Зависимости
(в относитедьных
по
можно
интервалах,
щих
единицах) среднего и действующего значений
lcp В',
лучить lcp в, fв,
токов рабочих (а) и обратных (6) вентилей
от характера нагрузки
l в • для различных значе
ний cos ср11 • На рис. 8.13
приведены графики, позволяющие определить необходимые токи по
известному параметру цепи нагрузки К.
Соединение нагрузки в треугольник
Действующее значение напряжения на нагрузке
viиd.
=
=
(8.39)
Иф Ил
Мгновенные значения фазных токов (см. рис. 8.11) находим так
же, как и для соединения нагрузки звездой:
l+a
д
2л
. -"- _Ua
lаь
О� u�3
(8.40)
( u ) - ' (l - 1 +аз е
'
и
2
.
Иа
2n
1-а
(it = Гн ( !+аз е
(8.41)
lаь )
'
3� {}�:n:.
-К.t})
-К.t})
Аналогично определяются фазные токи ica ({}) и iьс (11) с учетом
2
угла сдвига по фазе {} = ;.
239
Суммируя соответствующие фазные токи, получаем линейный
ток, протекающий через тиристоры на трех интервалах:
a)(2-a) -KfJ]
l-(l+l+aR
О �·'-'�
.., 3
п;
la
. ({})=.lca ({})-.lаь (it)= Ua
rн [
е
,
ia (it) = iаь (it) - iьс({}) = rJ 2-
2
e-KfJ],
+
} � tJ- � 3л;
(8.42)
(8.43)
2а) е- KfJ 2л ,,;::: ..<>.,,::::: :rt
(! +а) (1iа ({}) = iЬс ({}) _ iса ({}) = Иа
] , 3 -= u·-= ·
Гн [ 1
1 +аз
(8.44)
Сравнивая выражения (8.42) - (8.44) и (8.23) - (8.25), находим,
что значения линейных токов при соединении нагрузки треуrольни1
ком и звездой различаются только коэффициентом 3, т. е.
iал (it) = + iал ({}).
(8.45)
В связи с тем, что нагрузкой трехфазных инверторов, как правило,
является асинхронный двигатель, для выяснения степени ухудшения
его рабочих характеристик при питании несинусоидальным напряже
нием необходимо разложить исходную функцию в гармонический ряд
и, определив влияние каждой гармоники в отдельности, найти резуль
тирующие характеристики.
При соединении нагрузки звездой выражения для мгновенных
значений фазных напряжений и токов соответственно принимают вид
2
Иа ({}) = �:
где
D=
2
где
L sin q{},
00
(8.46)
D
q=l
2: Е sin (q{}-cp ),
q
(8.47)
q @L н
•
cpq= arctg
'11
При соединении нагрузки треугольником
2: Fsinq{},
00
Иa(it)= л
где
240
Q=l
При длительности открытого состояния тиристоров л = 120 °
в трехфазном мостовом инверторе одновременно открыты лишь два
тиристора (рис. 8.14).
+t:Л--:::-----.
Однако, как и ДJJЯ случая +
л = I 80°, здесь также возмож
ны 6 независимых сочетаний
открытых и закрытых состоя
ний тиристоров. Каждому со
четанию соответствует своя экви
валентная схема (рис. 8. 15).
'и' I lдl
J 1л1ш1.rv1:v
1 1 1
1
4
(8.48)
Б)
а)
1
1
1
+(7)----
ц
з 1 3
6 16
2 1 2
00
q=I
открытого состояния
Трехфазный мостовой инвертор при длительности
тиристоров л = 120°
,}
ud
ud
Zв
5
- sin � -q
(l)q +2 sin � q
q
ia ({}) = [:
Из выражений (8.46) и (8.48) видно, что в выходном напряжении
трехфазного инвертора, собранного по схеме Ларионова, отсутствуют
гармоники, кратные трем. Исследования показывают, что при пита
нии асинхронных двигателей напряжением ступенчатой формы, без
гармоник, кратных трем, рабочие характеристики ухудшаются не
значительно.
2 1
tiь Zc
! ic
Zв
f iь
Zc
J,
Рис. 8.14. Временные диаграммы ра•
боты рабочих вентилей трехфазного
Лаинвертора, собранного по схеме
рионова, при л = 120°
в)
2-)
Рис. 8.15. Эквивалентные схемы трехфаз
ного инвертора, собранного по схеме Ла
рионова, при работе на активную наrрузку ил= 1200 :
а - соединение нагруз ки зв-ездой: б - соеди
нение нагрузки треуго.ч:ьником; в, г - наrруз·
ка активно-индуктивкая, соединенная звездой
Из эквивалентных схем видно, что при активной нагрузке, соеди
ненной звездой (рис. 8.15, а), одна фаза отключена, а две другие сое
динены последовательно, т. е. фазное напряжение имеет прямоуголь
же, как при нагрузке,
ную форму со скважностью, т. е. такую
соединенной треугольником, и л = 180°. Амплитуда фазного напряжения равна id. При соединении активной нагрузки треугольником
(рис. 8.15, 6) к каждой фазе прикладывается напряжение, равное
241
Иd и �d, так как к одной фазе подключаются две другие, соедииенные
последовательно. Фазное напряжение имеет двухступенчатую форму,
как для случая л = 180° и соединения нагрузки звездой.
В случае активно-индуктивной нагрузки форма фазного напряже•
ния изменяется при соедннении нагрузки как треугольником, так
и звездой. Рассмотрим это явление на примере соединения нагрузки
звездой (рис. 8. 15, в, г). За начало отсчета примем момент выключе-
Анализ электромагнитных процессов произведем методом экви
валентного источника (см. § 2.4), так как аиализ с помощью кусочно
припасовочного метода приводит к громоздким вычислению,� с под
становкой начальных условий. Определим закон изменения тока ia
на участке О< t < t1 (рис. 8.16). Изображение периодической функ
ции напряжения имеет вид
1: р -p(!.+t,
-р�
- �+1
4-e-Pl,_e б +е ,6 ) -5е з +2е {3 ,)
=
(8.49)
Иа(Р) Иd
)
r
2
6р ( I+e-r
Мгновенное значение тока фазы А находим как разность переход·
ноrо и свободного токов:
iуст (f) = inep (f) - iсв (t) =
ia ({)
(
1,
1,
t,
= Иd 4 _ 4 +азе" + а2- а 2е" + Ба - 2ае' е бrн
1 +а3
t
1
1
1
1
В)
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
�т
т
I
f,
)
(8.50)
Kn
-б
-б'i
где а=е-бГ
и =е
=е ft =е -т.
Для определения времени t1 необходимо определить значение
тока ia (t) на участке < t < + t1 и приравнять его нулю (при
т
этом начало отсчета необходимо сдвинуть вправо на 3):
f
f
tт
о 1---..__..__+-+--+:-=z-+-+--1--_..__.....___._-1---+---1---:--t
1
(8.51)
В результате получим
Рнс. 8.16. Временнь1е диаграммы токов и напряжений трехфазного
инвертора, собранного по схеме Ларионова, при 1,., = 120° и соедине•
нии нагрузки звездой
ния вентиля В 5 и включения веитиля В 1 (см. рис. 8.8). При активно
индуктивной нагрузке ток ic , поддерживаемый э. д. с. самоиндукции,
продолжает протекать в том же направлении, что и до выключения
вентиля В 5, замыкаясь через обратный диод в;, и подключает фазу С
параллельно фазе В (рис. 8.15, в). Если энергия, запасенная в индуктивности фазы нагрузки, рассеивается менее чем за время 6, то после
спада ее тока до нуля две другие фазы будут соединены последова
тельно (рис. 8.15, г), при этом изменение параметров нагрузки приве
дет к изменению и формы напряжения. Рассмотрим случай, �югда
энергия, запасеиная в индуктивности фазы нагрузки, рассеивается
за время, меньшее чем 6 (рис. 8.16).
242
5-4а
t1 ='t ln Z-a.
(8.52)
Подстав.'!яя (8.52) в (8.50), находим выражение для тока ia (t)
на участке О< t < t1 :
(8.53)
ia (i) =} · r ( 1 -e-f).
и
Аналогично можно определить токи в других фазах на всех участ
ках:
(8.54)
(8.55)
(8.56)
243
Из (8.52) можно определить параметры цепи нагрузки, для которых
действительны уравнения (8.53) - (8.56), т. е. дл� t1
�{:
(8.57)
Подставляя в (8.57) значение а из (8.50), получаем а � 0,5. При
изменении К от О до оо величина а будет изменяться от единицы до
ну,1я. При а 0,5, что соответствует t1 = = �, из (8.50) находим
2
=
f
0,66. Тогда при К �0,66, что соответствует cos (f)н � 0,53,
К= З ln
:rt
форма фазного напряжения стаиовится такой же, как и при длитель
ности включенного состояния рабочих вентилей л = 180 °. Токи в фа
зах нагрузки при этом определяются выражениями (8.23) - (8.25).
Из рис. 8.16 видно, что при 0,66 �К� оо изменяется форма
кривой' а следовательно, и гармонический состав выходного напряжения, что является недостатком инверторов с л = 1 2О о.
Аналогично можно определить токи в фазах при соединении на
грузки треугольником.
Трехфазный инвертор, собранный из трех однофазных инверторов
Кроме инверторов, выполненных по схеме Ларионова, в преобра
зовательной технике находит широкое применение трехфазный инвер
тор, состоящий из трех однофазных инверторов (рис. 8.17).
Рис. 8.17. Трехфазный инвертор, состоящий из т.рех однофаз
ных инверторов
Управ,1ение рабочими вентилями однофазных инверторов осуще
ствляется со сдвигом по фазе в 120 °.
Расчет инвертора производится по выражениям (8.6)- (8. 18). При
этом активная и полная мощности инвертора, а также среднее значение
тока источника питания в три раза больше, чем для однофазного ин
вертора.
244
§ 8.8. ИНВЕРТОРЫ НА НЕПОЛНОСТЬЮ УПРАВЛЯЕМЫХ ВЕНТИЛЯХ
(ОБЫЧНЫХ ТИРИСТОРАХ)
Параллельные инверторы тока
Принцип работы и основные соотношения для- однофазного инвертора тока
На рис. 8.18 представлена принципиальная схема однофазного
параллельного инвертора с нулевым выводом.
На управляющие электроды тиристоров В1 и В 2 от системы управ
ления СУ поступают импульсы управления соответствующей ампли
туды и частоты с относительным сдвигом фаз в 180 °. В цепь источника
питания введен дроссель Ld, от величины индуктивности которого за
висит устойчивая работа инвертора в заданном диапазоне частот, а
также форма выходного напряжения и пульсации входного тока. При
включении, например, тиристора В1 в
его анодной цепи начинает протекать
ток, определяемый током заряда кон
денсатора С1 и током в одной из полу
обмоток трансформатора Тр. Вслед
ствие явпения взаимоиндукции при
прохождении тока в одной из полу•
обмоток выходного трансформатора в +
другой полуобмотке возникает равная
по величине, но противоположиая по
знаку э. д. с. Конденсатор С1 к концу
полупериода оказывается заряженным Ud
до н апряжения, приблизительно рав
ного 2Ud (полярность указана без
скобок). При включении тиристора В 2 напряжение конденсатора С1 прикла- Рис. 8.18. Однофазный парал
дывается положительным потенциалом лельный инвертор тока с нуле•
вым выводом
к катоду тиристора В1 • Разрядный
ток конденсатора по контуру двух
открытых тиристоров носит ударный характер, так как сопротивле
ние контура очень малб, в результате чего тиристор В1 выклю
чается. Конденсатор С1 через тиристор В2 оказывается подклю
ченным к источнику питания с обратной по.r1ярностью и на.чинает пе
резаряжаться через первичные пштуобмотки трансформатора и при
веденное сопротивление нагрузки, приобретая противоположную по
лярность (полярность указана в скобках). В результате через вторич
ную обмотку трансформатора проходит переменный ток. При включе
нии тиристора В 1 весь процесс повторяется. Однако, если за время из
менения потенциала конденсатора от максимального значения при
мерно до нуля тиристор В 1 успеет восстановить управляющие свой,
ства, то с восстановлением положительного анодного напряжения ти
ристор В 1 останется запертым вплоть до прихода следующего импульса
управления. Если же этого времени окажется недостаточно, то ти
ристор В 1 опять включится.
245
Коммутирующий конденсатор может быть включен параллельно
как первичной, так и вторичной обмотке трансформатора.
При анализе инвертора воспользуемся его эквивалентной схемой
(рис. 8.19, а), которая получена в предположении, что трансформатор
яв,1яется идеальным, w1 = w2 , активное сопротивление дросселя
и прямое падение напряжения на тиристорах равны нулю, на
грузка состоит из чисто активного сопротивления и индуктивность
дросселя La очень ве.1ика, т. е. La - оо,
Для схемы рис. 8.19, а
iн
Ч1J
можно записать следующие
равенства (если пренебречь
начальными условиями}:
--- --
14 = iн + ic,
duc
ic= C rit
,
Б)
а)
С=4С1 = С2,
Рис. 8.19. Упрощенная эквивалентная схе
ма (а) и векторная диаграмма (6) однофаз
ного параллельного инвертора тока
где т = Сrи ,
\
А 1 = - А22 (\ I + е- �/'
(8.59)
(8.60)
Подставдяя (8.66) в (8.67), находим
(8.68)
(
--
т 'e 2
Иа -4 l1
т·
(8.61)
1:)
(8.62)
( la 1
рС \ Р+с )
rн
(8.70)
Р2 = -
Оригинал находим с помощью обратного преобразования Лапласа:
со
! �; �:;}
q =I
t
p t
e q
= А 1 + А 2е- Сrп
Ин (t).
(8.63)
Для нахождения коэффициентов А 1 и А 2 воспользуемся условиями:
I) напряжение на нагрузке меняется по периодической кривой,
вследствие чего его значения при коммутациях равны по величине
и противоподожны по знаку:
(8.64)
1
2) среднее значение напряжения на дросселе La в установившемся
режиме равно нудю:
т
2
i, � (Ud-U )di=O.
н
2 о
246
(8.69)
Подставдяя значения А 1 и А 2 в (8.63), получаем выражение мя
мгновенного значения напряжения на нагрузке:
Данная функция имеет два полюса:
Р1 = 0,
(8.66)
(8.67)
(8.58)
Решая систему уравнений (8.58) - (8.61) относительно и11 в опера
торной форме, получаем
И н (р)=
Из (8.64) и (8.65) находим, что
(8.65)
Из (8.70) видно, что напряжение на нагрузке изменяется по экспо
ненциальному закону (рис. 8.20).
С уменьшением нагрузки кривая тока ic nриб.лижается к прямо
угольной форме, а напряжение на конденсаторе и нагрузке согласно
(8.59) - к треугольной (рис. 8.21}.
При увеличении нагрузки напряжение на нагрузке и конденсаторе
падает, так как при этом уменьшается зарядный ток конденсатора
и увеличивается его разрядный ток на нагрузку. В результате комму
тационная способность конденсатора снижается вследствие уменьше
ния запасаемой в конденсаторе энергии.
Зная напряжение на нагрузке, можно определить значения токов
в полуобмотках трансформатора (см. рис. 8.18):
\
iи =i1 - i2,
ia=i1 + i2,
.
. = duc
t2
c C сi.Г•
Uc= 2Uн,
1
=L
]
(8.71)
(8.72 )
(8.73)
(8.74)
247
Из системы уравнений (8.71) - (8.74) получаем
t
т
i2(t) = �:•
(
:)е �(
Т)'
(8.75)
f l+e-2' -т 1-e-fi
Из (8.71) имеем
(8. 76)
Из рис. 8.20 видно, что момент коммутации, т. е. момент прохож•
дения инвертируемого тока iн = iн + ic через нуль, опережает на
пряжение на нагрузке на время tc , необходимое тиристорам для вое•
становления управляющей способности. В течение этого времени к ти•
ристору, ранее проводившему ток, прикладывается отрицательное
напряжение. Это время называется временем опережения. Время опе
режения можно определить из (8.70), приравнивая его нулю:
о.
(8.77)
Решая уравнение (8.77) относительно tc, получаем
fc ='t ln- 2-т""'·
1 +e-fi
Рис. 8.20. Временньrе диаграммы токов и напряжений
для схемы однофазного параллельного инвертора тока
при активной нагрузке
t
t
Б)
t
В)
Рис. 8.21. Формы напряжения параллельного инвертора тока при
малой (а), средней (б) и большой (в) нагрузках
(8.78)
Из (8.78) видно, что время опережения увеличивается с увеличе
нием величины активного сопротивления и емкости конденсатора.
Рассматривая параллельное соединение коммутирующего конден
сатора С1 и сопротивления rн как нагрузку инвертора, нетрудно уви
деть, что инвертор может работать лишь на емкостную нагрузку.
При работе инвертора на активно•индуктивную внешнюю нагрузку
последняя должна быть скомпенсирована емкостью конденсатора,
включаемого параллельно нагрузке или коммутирующего так, чтобы
общая реакция цепи была емкостной. Коммутирующий конденсатор
при этом выбирают из условия компенсации реактивной мощности на
грузки и обеспечения устойчивой коммутации тока.
Часто при анализе инверторов, особенно многофазных, ограничи
ваются учетом основной гармоники токов и напряжений [2, 13, 14],
что позволяет значительно упростить расчет.
Характеристики, полученные методом основной гармоники, при·
годны для инженерных расчетов, так как мало отличаются от харак
теристик, полученных путем решения дифференциальных уравнений
(расхождение меньше 10 + 15%).
249
(8.86), получим уравнения внешИспо;1ьзуя выражения (8.82)
ней (выходной) и входной характеристик параллельного инвертора:
1
пИш
� / (1 В sin qJ\2
(8.87)
aUa = cos = JI \ В cos ер ) + I '
Выведем соотношения для инженерноtо расчета инвертора, собран
ного по схеме рис. 8.18, методом основной гармоники. Если предполо
жить, что кривая и�вертируемого тока имеет прямоугольную форму,
то амплитуда первои гармоники определится как
�-ь�-;�
2:Jt
lщт=J_ С isinf}df}
л
J
(8.79)
W
n 2 fd
(8.80)
:1
2
а Иd шс. ,........--,,..,-,-г---,---т---т-т---т--.
Мощность, потребляемая инвертором от источника постоянного
тока,
(8.81)
1,25
Угол сдвига фаз <р между первой гармоникой тока и напряжением
равен углу опережения � (см. рис. 8.2, 6), поэтому мощность, отдавае
мая инвертором,
�51---+-+--ll:""'l'"'IJ'-f--'--+---+--+---+---f
о 1.-..1.-...,;,.,_,_;;:;;;....,__.__.........,..,--.,...,...,..�
1,1+ 1,s 1,в 2,0 в
а,2 о,ч
Ищl (i! cos <р = U (i!/ ( i> cos �
Р
(8.82)
Пренебрегая потерями .в инверторе, будем иметь
Р
Pd
2V2
Udld = -n- И щ lасоs�п.
1
(8.87а)
По выражениям (8.87} и (8.87а) построены семейства входных
(рис. 8.22, а) и внешних (рис. 8.22, 6) характеристик параллельного
где п = w;:2 - коэффициент трансформации трансформатора.
Действующее значение первой гармоники тока
V2
l (1) = lшт = 2- -п l d•
п
V2
Bcos<p[( ��o��(J))'+1].
�
Тр-
Рис. 8.23. Однофазный ин
вертор тока с отсекающими
диодами
п U111
а И0
3,0
(8.83)
Из (8.83) находим
u(l)
1
t
где а=
:rt
2V2
Ua _l _.
=__::___
V
2
2
aUd
cos� п =-;·· cos�'
- коэффициент пропорциональности,
(8.84)
зависящий
от
схемы инвертора (для трехфазного мостового инвер
тора а=
-),
л
3V6
Из диаграммы рис. 8.19, 6 следует, что
/н(l) sin q,
tg � = lсщlншCOS(j)
(8.85)
Обычно для описания процессов в нагрузке вводится понятие
степени нагрузки инвертора, которое определяется как отношение
полной мощности нагрузки к реактивной мощности коммутирующих
конденсаторов:
(8.86)
250
Рис. 8.22. Входные (а) и выходные (6) ха
рактеристики однофазного параш1е,1ьноrо
инвертора тока
Рис. 8.24. Трехфазный мостовой
инвертор тока с отсекающими
диодами
инвертора тока при различных значениях коэффициента мощности
нагрузки.
Характерной особенностью внешних характеристик является кру
той спад в области малых значений В, что объясняется избытком мощ
ности, генерируемой конденсатором при малых токах нагрузки. Эго
является одним из недостатков инвертора. Минимальные значения
на входных характеристиках объясняются тем, что при В = 1 прово
димости индуктивной и емкостной ветвей равны, т. е. схема находится
в режиме, близком к резонансу.
251
1
!
j
1
• На 8.23 представдена однофазная схема инвертора тока с отсекаю
щими диодами (вУ и m}.
При работе инвертора, когда зарядный ток конденсатора в течение
полупериода переходит через нуль, отсекающие диоды отделяют кон
денсатор от нагрузки. При этом заряд конденсатора прекращается
раньше, чем заканчивается полупериод, и напряжение на конденсаторе
остается постоянным. При низких
частотах конденсатор отключается
отсекающими диодами на большую
а н--н++-....------,,-.....с-- часть полупериода, что позволяет
t
уменьшить величину емкости ком
мутирующего конденсатора по срав
нению со схемой без отсекающих
Кроме того, применение
о __..,______._______t диодов.
отсекающих диодов препятствует
разряду конденсатора на соседние
фазы в многофазных инверторах.
На рис. 8.24 приведена одна из
а Н-+\+-1------,,.------ схем трехфазного мостового инвер
t тора тока, применяемая в преобра
зователях частоты.
При рассмотрении работы схемы
ведем
следующие допущения: ин
в
--,--,-r---OН--1'+1-i--t дуктивность реактора в цепи ис
точника питания достаточно боль
шая (Ld - оо), вентили идеальные
О, Гобр оо), инвертор имеет
(rпр
выходной трансформатор с индук
тивностью рассеяния L•. Коммута
ция тока осуществляется с по
мощью конденсаторов С1 + С6 •
Предположим, что в момент вре
0 н--ж�---r--r---..-...-мени t0 (рис. 8.25} открыты тирис
-1;
торы В1 , В6 и диоды вУ, Щ и ток
Рис. 8.25. Временнь�е диаграммы то протекает в фазах А и С. Коммути
ков и напряжений в трехфазном рующие конденсаторы заряжены до
мостовом инверторе тока с отсекаю- напряжений, полярность которых
щюш диодами
указана на рис. 8.24. Конденсаторы
С2 и С4 при этом разряжены. При
подаче управляющего импульса на тиристор В2 (момент времени t1)
последний открывается и создаются пути для разряда конденсаторов,
включающие нагрузку и цепь источника постоянного тока. Ток тири
стора В1 переходит в цепь конденсаторов С1 + С3 • Так как ток источ
ника питания /d не изменяется (Ld -,.. оо), через конденсатор С1 про" 2
/d, а через последовательно соединенные кондентекает ток, равныи 3
саторы С2 и С3 - ток, равный
f / При открывании тиристора В
d•
2
тиристор В1 закрывается и к нему прикладывается в запирающем на252
правлении напряжение конденсатора С1• Ток в фазе А не может из
мениться, так как этому препятствует индуктивность Ld, т. е. в проме
жуток времени t1 + t3 напряжение на конденсаторе С1 изменяется по
линейному закону. Как только напряжение на конденсаторе С1 до
стигнет величины линейного напряжения Иаь, начинается коммутация
тока с фазы А на фазу В. В течение времени tc = t2 - t1 к тиристору
В 1 приложено обратное напряжение, и он восстанавливает свои управляющие свойства. В течение времени ¾ = лt t3 - t2 ток в фазе А
уменьшается до нуля, а ток в фазе В возрастает до установившегося
значения, так что в любой момент времени на данном интервале сумма
const. В связи с тем, что на этом интервале от
токов ia + iь = ld
крыты диоды В? и В�. конденсатор продолжает дозаряжаться. В момент
времени t4 заканчивается коммутация тока с фазы А на фазу В. При этом
конденсатор С1 оказывается перезаряженным до напряжения Uс max,
конденсатор С2 заряжается до напряжения +Vc max, а конденсатор
С3 разряжается до нуля. До включения тиристора В3 разряду конден
саторов на нагрузку препятствуют отсекающие диоды ВУ + вg. Все
последующие циклы аналогичны рассмотренному, а порядок переклю
чения тиристоров В1 + В6 такой же, как и в выпрямителе, собранном
по схеме Ларионова.
Приведенная трехфазная схема с отсекающими диодами и.меет
ряд преимуществ по сравнению с другими трехфазными схемами:
простую схему управления, меньшее число тиристоров, в результате
чего они лучше используются, максимальное напряжение на тиристо
рах равно Ucmax • Благодаря этим преимуществам данная схема может
быть использована для регулирования скорости вращения асинхрон
ного двигателя.
Автономньrе инверторы тока с коммутацией
высшими rармониками
Выше были рассмотрены выпрямители и зависимые инверторы,
в контуры коммутации которых вводидись дополнительные напряже
ния для осуществления режима преобразования с генерированием
реактивной мощности в сеть переменного тока. Преобразователи та
кого типа были названы компенсационными. Дополнительные напря
жения, способствующие коммутации, создаются в компенсационных
преобразователях за счет периодического перезаряда конденсаторов
частью постоянного тока нагрузки и имеют в большинстве случаев
частоту, более высокую по сравнению с частотой преобразования.
Поэтому автономные инверторы, построенные на базе таких преобра
зователей, могут быть классифицированы как инверторы с коммута
цией высшими гармониками. Принципиально любой из компенсацион
ных преобразователей может быть использоваи в качестве автоиомноrо
инвертора тока.
Общим свойством всех автономных инверторов с коммутацией вь1с
шими гармониками является их способность работать на индуктивную
нагрузку. Нормальная коммутация тиристоров и создание условий
2бЗ
для восстановления их запирающих свойств обеспечиваются за счет
напряжений повышенной частоты, которые формируются на конден
саторах узла принудительной емкостной коммутации.
В качестве примера автономных инверторов данного класса рас
смотрим двухмостовой инвертор с двумя группами коммутирующих
конденсаторов (рис. 8.26), в котором может быть осуществлено также
регулирование процесса преобразования при помощи системы управ
ления самого инвертора.
Инвертор состоит из двух вентильных мостов, соединенных парал
лельно при помощи двухфазных уравнительных реакторов УР1 и УР2
J ,,.
5
:1 '
:,._----''---J___.____,
:
1
6
ш tJ.
1
,,
f./.'
Рис. 8.26. Двухмостовой автономный нн
вертор с коммутацией напряжениями
удвоенной частоты
f./.
2
61
1
2'
:
2n ,,_
Рис. 8.27. Форма токов и последо
вательность вступления в работу
вентилей двухмостовоrо автоном
. но rо инвертора при а = 30°
на стороне постоянного тока и последовательно с совмещением обмо
ток инверторного трансформатора на стороне переменного тока. Опе
режающие импульсы на управляющие электроды одноименных тирис
торов верхнего и нижнего мостов подаются со сдвигом на 180 электри
ческих градусов. Система управления должна допускать
смещение
во времени на электрический угол а (О < а < 180°) отпирающих им
пульсов четной группы вентилей по отношению к импульсам нечетной
группы. При таком управлении соединенные последовательно вентили
разных мостов в каждой фазе нагрузки (например, В1 и В�, В 3 и В6,
В 1 и В4, В3 и В6 и т. д.) отпираются не одновреме нно, а со сдвигом на
угол а, который будем называть углом регулирования.
На рис. 8.27 показана форма токов и последовательность вступле
ния в работу вентилей при а= 30 ° в предположении, что коммутация
мгновенная и входной ток инвертора идеально сглажен.
При а i= О токи iфн и it11_н (рис. 8.28), посылаемые в фазу нагрузки
соответственно вентилями В1 , В4 и В�, В�, в отличие от случая а = О
становятся неодинаковыми по форме, так как отрицательная полу
волна тока iфн и подожительная полуволна тока i:i,н сдвигаются в сто254
рону отставания на угол а (рис. 8.28, б, в). В каждом из токов iФн
и i;;,., появляются четные гармоники, которые, как будет показано,
замыкаются только через конденсаторы, создавая на них дополнительные напряжения, используемые для коммутации при ИН·
дуктивном характере на
грузки.
Представим
инвертор
сх: =а
при а = О состоящим как
бы из двух совмещенных
преобразователей, посыла
ющих в фазу нагрузки iфн.,_____
токи такие же по форме, Б)
как у преобразователя в це
лом, но уменьшенные по ве
личине вдвое (рис. 8.28, а).
При регулировании ток
ОДНОГО ИЗ НИХ (i") СДВИ·
rается по фазе относитель
но тока другого (i') на
угол а (рис. 8.28, г, д).
Складываясь, токи i' и i"
образуют суммарный ток
i (рис. 8.28, е), форма ко
торого меняется при изме
нении угла а. Одновре
менно при а
О появ
ляется ток ic" замыкаю
щийся через конденсаторы
(рис. 8.28, ж):
(8. 88)
Эквивалентная
схема
одной фазы автономного
инвертора при условии,
что соединение конденса
торов треугольником пре
образовано в звезду, пред
ставлена на рис. 8.29.
Частота
токов
Рис. 8.28. Временные диаграммы токов° и на
пряжений инвертора при а= 30
удвоенная по сравнению
с частотой преобразования.
Конденсаторы перезаряжаются токами iсл таким образом, что на
них создаются напряжения удвоенной частоты, способствующие
коммутации (см. рис. 8.28, з}. Поскольку коммутирующие напряже
ния иа конденсаторах пропорциональны току нагрузки, инвертор
обладает повышенной коммутационной устойчивостью при перегруз
ках. Однако при этом могут значительно возрастать напряжения не
только на конденсаторах, но и на других элементах инвертора. Для
\
255
ограничения этих напряжений необходимо принимать специальные
меры, в частности, можно использовать обратные выпрями'rеJ1И, воз
вращающие мощность источнику постоянного тока, когда напряже
ния превысят заданный уровень.
Гармонический состав выходного напряжения инвертора опреде
ляется током i (см. рис. 8.28, е), коmрый, как и при а = О, содержит
только нечетные, не кратные трем, гар
монию�.
Действующее значение основной гармо
JC
JG
ники преобразованного тока равно
а
JГi:\
1--lacos- :rt
2.
Рис. 8.29.
ЭквиваJ1ентная
схема одной фазы автоном
ного инвертора
(8.89)
Пренебрегая высшими rармоник�ми,
запишем уравнение баланса мощностеи на
стороне постоянного и переменного тока
инвертора:
(8.90)
2Иala = ЗИ Ф/ cos 'Рэкв ·
напряжение источника постоянного тока на входе
инвертора;
/ d - ВХОДНОЙ ток одного моста;
ИФ - действующее значение выходного напряжения ин
вертора;
СОS(J)экв - коэффициент мощности эквивалентной нагрузки ин
вертора (включающей потребитель и коммутирую
щие конденсаторы).
С учетом (8.89) получаем аналитическое выражение нагрузочной
характеристики идеального преобразователя:
U4
ИФ= 2Jt •
(8.91)
3
cos (j),кв cos
Здесь
Иа
ния таким образом, что его верхняя обкладка получает положительный
нотеициал. В следующий по.r�упериод включается тиристор B i и кон
денсатор С разряжается через цепь r"L2• Таким образом, через на
грузку протекает переменный ток. При этом последовательный ин
вертор может работать в двух режимах: 1) тиристор В1 выключается
раньше, чем включается тиристор В2 , т. е. имеется промежуток вре
мени, когда вентили не проводят ток; такой режим работы инвертора
называется прерывистым; 2) тиристор В1 выключается после включения
тиристора В2 • При этом в течение некоторого времени проводят ток
оба тиристора. Нормальная работа инвертора при этом возможна
только, если напряжение на дросселе в момент коммутации будет боль
ше напряжения источника пита
ния, т. е. uL > Ud . Если данное +
неравенство не будет выпол
няться, то при включении оче
редного тиристора раиее про
водивший ток тиристор не вы- иd
ключится и источник питания
+
с
окажется замкнутым накоротко.
Указанное неравенство должно
сохраняться в течение некото
а)
рого времени, достаточиоrо для
Б)
восстановления управляющих Рис. 8.30. Схемы последовательного инвертора:
свойств тиристора.
а - однотактная; 6 - двухтактная
Расчет цепи произведем опе
раторным методом. Когда тиристор В 1 открыт, а тиристор В 2 закрыт ( О � t �
уравнение
равновесия запишется в виде
f),
(8.92)
С1,
2
Из этого выражения следует, что изменением угла а можно регули
ровать в определенных пределах выходное напряжение инвертора
при заданном и неизменном напряжении источника постоянного тока
на входе инвертора.
Последовательные инверторы
Последовательные инверторы имеют последовательную резонанс
ную цепочку LC, с помощью которой обеспечивается коммутация тока
вентилей. Такие инверторы находят широкое применение в устрой
ствах, где требуется повышенная частота выходного напряжения
(2000 + 50 ООО гц).
На рис. 8.30, а приведена однотактная схема последовательного ин
вертора. Принцип ее работы закJ1ючается в следующем. При подаче
управляющего сигнала на тиристор В1 последний открывается и кон
денсатор С начинает заряжаться от источника постоянного напряже256
j
где L - индуктивность половины коммутирующего дросселя.
При нулевых начальных усJювиях уравнение (8.92) в операторной
форме имеет вид
(8.93)
Решая уравнение (8.93) относительно тока / (р), находим его изо
бражение:
(8.94)
При решении данного уравнения возможны три режима в зависи
мости от соотношения параметров цепи, так как корнями уравнения
rн
",f r�
1
являются р1,2 = - 2L + J1 ,ip - [с= - {j +
а) а > О - ,1периодический режим;
9
И. М. Ч11женко
v-а= - о+�'
257
б) а = О - предельный случай апериодического режима (гранич
ный режим);
в) а < О - периодический (колебательный) режим.
Оригинал тока находим по теореме разложения:
-?>1 ud -м
-61 ?>1
i (t) .!!.А
(8.95)
2�L е (е -е ) �L е sh �t '
так как sh � = ½ (еР - е-13).
Как было указано, напряжение на дросселе в момент коммутации
должно быть больше напряжения источника питания, что возможно
только при колебательном режиме. Поэтому практически работа по
следовательиоrо инвертора возможна то.r1ько 11ри колебательном ре
жиме и формула (8.95) нуждается в преобразовании. Введем обозначе
ние собственной круговой частоты контура:
r•
-. f 1
(8.96)
ОО= Jl LC- 4[2·
Тогда
(8.97)
� joo.
Учитывая, что sh jx = jsin х, перепишем уравнение (8.95) в сле
дующей форме:
ud е-бt si wt.
i (t) <uL
(8.98)
n
При начальных условиях, отличных от нуля, учитывая, что ток
нагрузки становится равным нулю до того как закончится полупериод,
т. е. l (О) = О, выражение (8.98) можно записать так:
U -U (О) - 01
i (t) = d wL с
е sin oot.
(8.99)
Напряжение на дросселе
и� (t}
L#t = [Ud - Ис (0)Je-01[ cos oot-¾ sin oot].
Напряжение на конденсаторе определяем из (8.92):
ис (i}= Ud-[Ud -Uc (0)Je-01[ cos oot
siп oot].
+{
(8.100)
(8.101)
Для второго полупериода, когда тиристор В2 открыт, а тиристор
В1 закрыт (-f � t � Т), токи и напряжения можно найти из (8.99),
(8.100) и (8.101):
т
t
2
2) sinoo
i(t)=- иc ( 1:)
(8.102}
e-o(
roL
(t-f),
UL(i)
258
Ис(f)е- ('- 2Т\![cosm(t-f)- �sinoo(t--f)), (8.103)
ис (t) = И (
с
11
f) е-o( -f) [cos m (t - f) + f sinm ( t - f)]. ,8.I 04)
i
Для случая, когда собственная круговая частота контура равна
рабочей частоте инвертора ( оо = �), т. е. когда ток в конце каждого
полупериода равен нулю, начальными условиями будут
f)
(8.105)
U c ( = -Uc (Т).
т
Подставдяя t = 2 в (8. 101) и t
Т в (8. 104), а затем объединив
их, получаем
(8.106)
где
1
=---т ;
61-е 2
Ис(1:)
= и)�+е-ь{) =И11В,
2
1-е
-ьI.
l+e 2
где В=---=
1-е
-бТ
1-е
-ЬТ
(8.107)
-б т·
2
При подстановке (8.106) и (8.107) в (8.99)-(8.104) получим значе
ния токов и напряжений в установившемся режиме.
т
Для O�t� 2
i (t) = uwf e-ot sin wt,
щ (t) = иdве-бi [cos mt-¾ sinootl,
Uc (t)= И11- иdве-01 [cos mt+¾ sinoot].
(8. 108)
(8.109)
(8.110)
(8.111)
(8.112)
(8. I 13)
В случае, ее.пи коэффициент связи между половинами катушки дрос
селя равен единице, напряжение между анодом и катодом тиристора
и,., (t) = U11 -2uL (t)= Ud [1-2Ве- 61 (cos mt-¾ sinmt)]. (8.114)
259
Время, необходимое тиристору для восстановления управляющих
свойств, можно определить из (8.114), приравнивая его нулю:
е-Мс ( cos ffitс - ыб sш
. ffitс). = 1 .
28
(8. ll 5)
Последовательный инвертор может работать в трех рабочих ре
жимах, опреде.пяемых соотношениями собственной круговой частоты
контура (ffi) и круговой частотой задающего
генератора (ffio= �). Выше мы рассмотрели.
t
режим, когда собственная круговая частота
контура равнялась круговой частоте задаю
щего генератора (ffi = ro0), - граничный ре
жим. В этом случае ток в конце каждого
полупериода равен нулю (рис. 8.31, а).
t При ro < ю0 ток в нагрузке в момент ком
мутации отличен от нуля (рис. 8.31, б) и на
пряжение на нагрузке имеет форму, близкую
к прямоугольной, - режим принудительной
коммутации. При ю > ю0 ток в нагрузке
t
прекращается раньше, чем происходит коммутация (рис. 8.31, в) - режим естественной
коммутации.
б)
Следует отметить, что применение ком
Рис. 8.31. Форма выход•
ного напряжения nосле мутирующих дроссе.т�ей в граничном режиме
довательного инuертора и режиме принудительной коммутации яв
при различных соотноше ляется обязате.т�ьным, так как без них
ниях собственной круго произойдет одновременное открытие двух
вой частоты инвертора и
частоты задающего гене• тиристоров, что приведет к опрокидыванию
инвертора. Применение коммутирующих дросратора
селей в режиме естественной коммутации
не обязательно, но желательно, потому что они уменьшают скорость
нарастания тока тиристора.
Внешнюю характеристику однофазного пос.т�едовательного инвер
тора рассмотрим для двух режимов работы инвертора:
1. Граничный режим (ю = ro0):
• (О t ,
иd б е-бt SIП
. (t) rн = �
Ин (t) = lн
в
(8.116)
Действующее значение выходного напряжения
и,.,,� {
1
1,!
где
½ ( и!(t) dl
о
D-
�o,ш,'Js Jf ,1, (I -,-"), (8.117)
V
w2+,52
-w2 .
2. Режим естественной коммутацив (ro > ю0).
260
Действующее значение выходного напряжения
(8.118)
где m=�.
Из (8.117) и (8.118) видно, что для поддержания выходного напря
жения при изменении сопротивления нагрузки необходимо изменять
частоту импу·льсов управления.
Рассмотренная схема однотактного последовательного инвертора
имеет ограниченное применение вследствие того, что от источника по
стоянного тока энергия в нагрузку поступает только в момент, когда
открыт тиристор В1, что обусловливает прерывистый характер вход
ного тока и значительное различие между его максимальным и сред
ним значениями.
Двухтактная схема последовательного инвертора (см. рис. 8.30, б)
имеет больше преимуществ. Работа схемы происходит подобно одно
тактной схеме, только в течение полупериода частоты задающего гене
ратора происходит как заряд одного из конденсаторов (например,
С2), так и разряд другого (С1). Каждый из конденсаторов С1 и С2
с
имеет емкость 2.
При расчете последовательного инвертора, работающего на ак
тивно-индуктивную нагрузку, можно использовать все приведенные
ранее зависимости с учетом того, что вместо индуктивности L следует
подставлять сумму Lн + L1 • При этом необходимо учитывать, что
собственная круговая частота (8.96) определяется суммарной индук
тивностью L = L1 + Lн , а напряжение на индуктивности L распреде•
ляется между L1 и L0 прямо пропорциона.т�ьно этим индуктивностям.
Напряжение между анодом и катодом тиристора определяется с уче
том напряжения только на индуктивности коммутирующего дросселя:
(J)
L
Иaк(t)=Vd-2uк(t)=Ud-2Ui(l) L +1
1
L
!1
.
(8.119)
Время, предоставляемое тиристору для восстановления управляю
щих свойств, находим из (8.119) с учетом (8.109):
е-6tc (cos ro tс
· ffit ) = Lн + L1 .
б sш
ro
с
2BL:i
(8.120)
Из (8.120) видно, что время tc уменьшается с уменьшением cos (J)н•
� , внешняя характеристика инвертора
с учетом того, что Zн=cos
-(j)н
при активно-индуктивной нагрузке может быть представлена в виде:
U ( )=И
н (р
Vm
н. гр COS Ч'н •
(8.121)
Последовательные инверторы могут выполняться также и по трех
фазным схе:-.1ам.
Преимуществом пос.1едовательноrо инвертора перед параллельным
является то, что его внешняя характеристика при cos (J)н = const
261
«жесткаю>, однако при малых нагрузках инвертор выпадает из ре•
жима. Для устранения этого недостатка параллельно нагрузке при•
соединяется конденсатор и последовательный инвертор превращается
в последовательно-параллельный (рис. 8.32, а). Такой инвертор об-
Б)
С/)
Рис. 8.32. Последовательно-параллельный инвертор:
а - двухтактный; б
двухтактный с выпрямителями обратного тока
ладает свойствами как последовате.т�ьного, так и паралле.т�ьиого ин
вертора: инвертор может работать при ма.т�ых токах нагрузки, при
возрастании тока нагрузки выходное напряжение изменяется незна
чительно, паралле.т�ьно включенный конденсатор улуч�ает форму вы
ходного напряжения, приближая ее к синусоидальнои.
Инверторы напряжения на тиристорах
+
Zн
а)
�.
5)
Рис. 8.33. Однофазный «ячейковый» последовательный
инвертор (а) и форма токов в вентилях (б)
Из выражений (8.108)-(8.113) видно, что при изменении частоты
задающего генератора, собственной круговой частоты контура и коэф
фициента мощности нагрузки изменяется выходное напряжение, а с
ростом тока нагрузки повышается напряжение на тиристорах, кон
денсаторах и дросселях схемы. Это является недостатком последова262
тельных и последовательно-параллельных инверторов. Для частич
ного устранения указанных недостатков может применяться устрой
ство «сброса» избыточного напря_жения с помощью обратных диодов
(рис. 8.32, 6).
Выпрямитель В применен ДJIЯ стабилизации выходного напряже
ния и при повышении напряжения инвертора (при «сбросах» нагрузки
или изменении коэффициента мощности нагрузки) возвращает часть
энергии обратно источнику постоянного тока. Диод В3 и дополнитель
ная обмотка на коммутирующем дросселе w служат для ограничения
переиапряжений на тиристорах при перегрузках инвертора. Выпря
митель В н диод В3 вю1ючаются автоматически при достижении напря
жением на обмотках трансформатора и дросселя определенной вели
чины. При нормальной работе инвертора устройства «сброса>> не ра
ботают с целью устранения лишних потерь мощности.
При повышенной частоте выходного напряжения находит приме
нение «ячейковая» схема последовательного инвертора (рис. 8.33, а).
Нагрузка инвертора однофазная. Тиристоры инвертора включаются
с частотой, меньшей выходной частоты, поэтому между включением и
выключением двух противофазных тиристоров имеется достаточно
времени для восстановления управляющих свойств отключенного ти
ристора (на рис. 8.33, 6 это время равно Т). «Ячейковый» последова
тельный инвертор может быть выполнен и с бестрансформаторным вы
ходом.
Как отмечалось в § 8.4, если коммутирующие индуктивности и ем
кости выбраны исходя только из условий коммутации тока вентилей,
то инверторы тока по своим свойствам приближаются к инверторам
напряжения, построенным на полностью управляемых вентилях.
Расчет инверторов напряжения, построенных на неполностью уп
равляемых вентилях (обычных тиристорах), значительно упрощается,
если рабочие и коммутационные процессы рассматривать раздельно.
Это возможно в том случае, если период коммутации по сравнению
с периодом выходной частоты очень мал. Так как время восстановле
ния управляющих свойств современных тиристоров незначительно,
такое предположение справедливо даже для сравнительно высоких
частот. Поэтому рабочие процессы расчитываются так же, как и для
инверторов, построенных на полностью управляем ых вентилях, для
которых необходимые соотношения были получены в § 8,7. Анализ
коммутационных процессов сводится к нахождению соотношений между
параметрами нагрузки, напряжением источника питания, величинами
коммутирующих индуктивностей и емкостей и временем восстановле
ния управляющих свойств тиристоров.
При анализе коммутационных процессов примем следующие допу
щения: ток нагрузки постоянен и равен l,ю в течение всего периода
коммутации (нагрузка активно-индуктивная и индуктивность на
грузки достаточно велика}; тиристоры, диоды и трансформатор идеаль
ные; источник постоянного тока об.�адает нулевым внутренним сопро
тивлением.
263
Однофазный инвертор напряжения с нулевым выводом
Принцип действия однофазного инвертора напряжения (рис. 8.34, а)
ничем не отличается от принцнnа действия однофазного инвертора
тока (см. рис. 8.18). Переменное напряжение в нагрузке возникает в ре
зультате работы тиристоров В 1 и В2 , которые поочередно подключают
полуобмотки (О- 1 и 0-2) выходного трансформатора Тр через дрос
сель L к источнику постоянного тока. Через обратные диоды в; и в;
6
Тр-
8)
1
!
е)
Рис. 8.34. Однофазный инвертор напряжения с нулевым
выводом:
1
а - принципиальная схема; б - контур коммутации: б - кон
тур возврата реактивной моще:остн; г - схема с а-втотрансфор
маторным возвратом реактивной мощности
.i
осуществляется возврат реактивной мощности в источник постоянного
тока. При включении очередного тиристора обе полуоб;\,!отки транс
форматора оказываются включенными через тиристоры В1 и В2 встре
ч-1ю по отношению к источнику питания и не оказывают сопротивле
ния току. Поэтому применение дросселя L является обязательным,
так как он предотвращает опрокидывание инвертора, а та�же препят
ствует быстрому нарастанию тока через коммутирующии конденса
тор С.
Предположим, что в момент времени t = О открыт тиристор В1
(рис. 8.35).
При этом напряжение на нагрузке равно+ Ud (коэффициент транс
формации трансформатора примем равным единице), конденсатор за264
ряжен до напряжения +2Ud. В момент времени t = 11 открывается
тиристор В2 (ток нагрузки при этом равен l но) и ток нагрузки из цепи
тиристора В1 переходит в цепь С - В 2 • Тиристор В1 запирается и к
нему приюшдывается напряжение в непроводящем направлении. Об
ратные диоды В� и в; не проводят ток, так как к первому приложено
обратное напряжение, равное2Ud, а на втором напряжение равно нулю.
В дальнейшем обратное напряжение на диоде В� уменьшается, а на
диоде в; увеличивается. Начи
ная с момента времени t1 , кон
денсатор перезаряжается (на
t
рис. 8.35 период коммутации не
ин L-��:::;::---1
пропорционально увеличен), что
ar--t-1 ,_, +""""-г"'--++-+-7"'::.......-+-
приводит к изменению напряже
t
ния на нагрузке. В момент вре- 0с �---.н-->-+
мени t2 напряжение на конден
саторе, нагрузке и тиристоре В1
становится равным нулю и изме
няет по.1ярность. При t = t3 напряжение на конденсаторе ста u81
новится равным-2Иd,на нагруз
ке -Ud, на тиристоре В1 +
+2Иd; на диоде в; напряжение
равно нулю, а ток через кон
денсатор скачком уменьшается
до нуля. Ток в полуобмотке
0-1 исчезает, а в полуобмотке ·ив,
0-2 становится равным -/но, i�1
и суммарные намагничивающие
а r----!Н--t-----+-+--+--"'-;-...,.
а ,--�'��
' _____,_,__.____,._
силы трансформатора остаются
теми же. Начиная с момента вре
т
мени t3, ток нагрузки замыкается
через обратный диод В 2 (рис. Рис. 8.35. Временнь1е диаграммы токс,в
8.34, в) и под действием встреч и напряжений в однофазном инверторе
напряжения
ного напряжения источника пи
тания начинает спадать. При
этом энергия, запасенная в индуктивности нагрузки, частично
возвращается в источник питания, а частично рассеивается в со
противлении нагрузки. Спадая до нуля и меняя знак, ток нагрузки
переходит в тиристор В2 , который в этот момент должен быть
открыт.
для данного интервала времени (рис. 8.34, 6) справедливы уравнения:
diL
Ud -�
(8.122)
2 =L dt •
�;11----н-'--"----�,_____
ic- i1 = lно,
ic+i1 ir,
(8.123)
(8.124)
Uc = Vc0-{ � icdt.
(8.125)
265
Решая уравнения (8.122) -(8.125) с учетом начальных условий
Исо = 2Ud , !Lo = fно при t = О (за начало отсчета принимаем время
t1 ), получаем
i (t)
(8.126)
_L_ = 2р S 111 (t)f + 2 COS (t)f -1,
/но
где r =
o 2 VLC;
2Ud
р = ---=се:: - относительное коммутационное сопротивление на1 но
Vt
грузки.
Относительное напряжение на конденсаторе равно
Uc(I)
(8.127)
2COS(i)t-�sin(i)f-l.
2Ud
Р
Время, предоставляемое тиристору для восстановления управляю
щих свойств, определяем из (8.127), подставляя ис = О при t = tc:
шtс = arcsin V Р
1+р2
- arcsin V Р 2
2 1+р
(8.128)
Ток коммутирующего дросселя L достигает максимума в момент
t3• Исследуя выражение (8.126) на экстремум, получаем
времени t
откуда
rot3 = arctg р,
(8.129)
Время полного перезаряда коммутирующего конденсатора опреде
ляем из (8.127), подставляя ис = -2Ud при t = 1:
(8.130)
ro,; arctg р.
Приведенная схема на идеальных элементах оказывается неработо
способной. Это объясняется тем, что в коммутационном периоде ток
в дросселе L несколько возрастает. В начале коммутации (время t1) ком
L / �о
мутирующая индуктивность обладает запасом энергии W 1 = -2 ,
L/2
т
а в конце коммутации (время t3) - Wз = � . Так как lLm > fно
[см. (8.129) J, то для того, чтобы схема была работоспособной, избыточ
W1 необходимо либо рассеивать в активном
W3
ную энергию Л W
сопротивлении, либо возвращать в источник постоянного тока. В про
тивном случае от коммутации к коммутации ток в дросселе будет возрас
тать, что приведет к уменьшению коммутационного сопротивления на
грузки:
266
При этом уменьшится время, в течение которого к выходящему
из работы тиристору приложено обратное напряжение. Такой процесс
будет продолжаться до тех пор, пока инвертор не опрокинется.
После того, как ток через конденсато р ic спадет до нуля, ток дрос
селя ii = lim начинает циркулировать в контуре L-+ В�-,. 82 -,. L
(при идеальных элементах он не затухает). Для гашения этого тока
в контур необходимо либо ввести активное сопротивление, либо от
давать его в источник питания, что позволит увеличить к. п. д. ин•
вертора. Возврат энергии, накопленной в коммутирующем дросселе
в период перезаряда конденсатора, может быть осуществлен через
обратные диоды, подключенные к отпайкам выходного трансформатора
(рис. 8.34, г). Таким образом, в контур L-+ В�-+ В 2 -+ L вводится
•
w;
nUd
противо-э. д. с., равная --. Оптимальныи коэффициент
1 -n , где п = W
1
трансформации п = О, 1 + 0,2 [4, 13, 201, причем большие значе
ния п следует брать при меньших напряжениях источника питания и
большей рабочей частоте.
Уравнения (8.122) -(8.127) справедливы и для схемы рис. 8.34, г,
так как в течение периода коммутации тока в тиристорах обратные
диоды, а следовательно, и устройства возврата не работают. Однако
время полного перезаряда конденсатора неск о.'!Ько возрастает.
Расчет коммутирующих элементов в L и С производится из усло
вия минимума реактивной энергии, запасаемой в дросселе L в длитель
ном режиме работы инвертора. При этом относительное коммутацион
ное сопротивление нагрузки р необходимо выбирать примерно равным
единице. Тогда
fcl�o
С= 1,7 m
(8.131)
Ud'
t U
L 0,42C d
(8.132)
5/�от •
где !�от - наибольшее значение тока нагрузки в момент коммутации,
приведенное к первичной полуобмотке трансформатора.
В связи с тем, что изменение напряжения источника питания и тока
нагрузки оказывает влияние на устойчивость коммутации в схеме
!см. выражение (8.128)], рассмотренный инвертор нецелесообразно
использова,ь для широкодиапазонного регулирования выходных па
раметров.
Инверторы напряжения с отсекающими диодами
Напряжение на коммутирующих конденсаторах инвертора
(рис. 8.36, а) примерно равно напряжению источника питания Ud.
В этой схеме коммутирующий конденсатор подключен параллельно
нагрузке только в моменты его перезаряда. При высоких частотах
(свыше 400 гц) влияние отсекающих диодов В 0 + В8 уменьшается.
Это связано с тем, что время перезаряда конденсаторов становится
соизмеримым с периодом переменного напряжения на выходе инвер·
тора . :Кроме того, при окончании коммутации тока коммутир ующий
267
дроссель L оказывается закороченным через вентили. Например, при
переводе тока с тиристоров В1 и В2 на тиристоры В8 и В 4 коммутирующие индуктивности будут закоR2
-рочены: верхняя индуктивность
закорачивается через вентили
В3 , В7 , Вз, а нижняя - через
вентили В4 , В4, В8 • Схема на
идеальных элементах оказыв; вается неработоспособной. Это
объясняется тем, что в коммута
в' ционном периоде ток в индук2 тивности L несколько возрас
тает. Так как после этого интер
вала индуктивность будет за
корочена вентилями, то к началу
следующей коммутации ток в ин
дуктивности не изменится. В сле
дующий период коммутации ток
в; опять несколько возрастает и
т. д., что приводит к беспрерыв
ному возрастанию тока в индук
тивности. А так как этот ток
определяется скоростью перезав; ряда конденсатора С, то при
большом токе времени для
управляющих
восстановления
свойств вентилей остается мало
и инвертор опрокидывается.
в'1
С увеличением рабочей ча
стоты инвертора возрастает ско
рость накопления электромаг
нитной энергии в индуктивно
стях, что приводит к увеличе
нию потерь, а следовательно,
и уменьшению к. п. д. инверто
ра. Улуч шить работу инвертора
можно за счет введения в схему
цепей, предотвращающих нако
пление электромагнитной энер
гии в индуктивности. Такие цепи
показаны на рис. 8.36, а пункВ)
тиром (резисторы R1, R2 и вен·
Рис. 8.36. Однофазные инверторы напря• тили В 9 , В 10).
жения с отсекающими диоJJ,ами
Увеличить к. п. д. инвертора
с отсекающими диодами можно,
если коммутирующую индуктивность L включить последовательно
с конденсатором С (рис. 8.36, 6). В этом случа е электромагнитная
энергия в индуктивности не накапливается, так как через индуктив
ность протекает переменный ток. Однако в такой схеме наблюдаются ·
268
большие скорости нарастания напряжения на тиристорах и повыше
ние напряжения на коммутирующих конденсаторах с ростом тока на
грузки.
Указанные недостатки отсутствуют в схеме рис. 8.36, в. В этой
схеме напряжение на коммутирующих конденсаторах и тиристорах
приблизитедьно равно Иd,
L
а на диодах ,;:::;:;2Ud.
+и----, +
Время, необходимое тиL
ристорам ддя восстановдения управляющих свойств,
с
опредеJiяется из рассмотре
+
ния контура коммутации,
который, например, для
L
с
схемы рис. 8.36, а при пе
реводе тока с тиристоров
В3 и В4 на тиристоры В 1 ud
5)
и В 2 может быть пред
ставлен рис. 8.37, а. Если
пренебречь падением на
пряжения на открытом вен
тиле и активным сопротив
коммутирующих
лением
индуктивностей, то комму
а)
тационный контур может
быть представлен эквива Рис. 8.37. Контур коммутации (а) и его экви
валентная схема (6)
лентной схемой рис. 8.37, 6.
Из рис. 8.37, 6 видно, что
конденсатор С заряжается током через индуктивность L и током
нагрузки. Считая, что за время коммутации ток нагрузки не изме
няется, запишем уравнения для контуров коммутации:
dl
Иd+ Исо = 2L d/
lc = fно+ lL,
+ 2\с � ic dt, 1
(8.133)
где
Исо - напряжение на конденсаторе в момент коммутации, равное
напряжению источника питания Ud ;
/но - ток в индуктивности до момента коммутации;
iL, ic - токи в индуктивности и емкости в процессе коммутации.
Чтобы определить время восстановления управляющей способ
ности вентилей, надо найти момент времени tc, когда напряжение на
конденсаторе станет равным нулю. После соответствующих математи
ческих выкладок получаем
(8.134)
Используя из.'юженную выше методику, можно рассчитать и трех
фазный инвертор.
269
Инверто ры напряжения с групповой коммутацией
На рис. 8.38, а, б представлена схема, в которой в качестве комму
тирующих элементов применены КОf;,денсаторы." Схема рис. �.38, а
называется схемой с двухступенчатои емкостнои коммутациеи. Она
широко используется в преобразователях частоты для регулируемых
электроприводов. Для коммутации рабочих тиристоров В1 + В6
применены вспомогательные (коммутирующие) тиристоры В1 + В12,
Благодаря вспомогательным тиристорам возможно выключение каж-
2. Время включенного состояния рабочих тиристоров меньше по
ловины периода выходной частоты:
,
t \
л=л.11--"' 1
Т;'
\
где t3 - время задержки импу,1ьса, подаваемого на рабочий тиристор.
Это время должно быть выбрано не меньше времени перезаряда
л.VLC).
конденсатора в ко,1ебательном контуре (t3
В связи с тем, что перезаряд конденсатора происходит через ин
дуктивности L, напряжение на конденсаторе превышает напряжение
источника питания. Так как в определенные моменты времени в схеме
создается короткозамкнутый контур коммутирующей индуктивности
[например, при выключении тиристора В1 создается короткозамкнутый
контур нижней коммутирующей индуктивности L (L - в;; - В2),
когда потенциал точки а становится ниже потенциала точки 61, то
при высоких частотах необходимо применение одного из видов энерго
поrлотителей. Это необходимо для того, чтобы не происходило на
копление электромагнитной энергии в контуре коммутации. В схеме
на рис. 8.38, а энерrопоrлотитель состоит из дополнительной об
мотки на коммутирующей индуктивности и диодов В13 , В14 • Такой энер
rопоrлотитель обеспечивает возврат энергии коммутирующ их индуктивностей в источник питания. Коэффициент трансформации п =
;:::::;
�t
Рис. 8.38. Иявертор напряжения с групповой комму
тацией:
а - принципиальная схема: 6 - контур коммутации
дого рабочего тиристора в отдельности в любой момент времени, по
этому схема с двухступенчатой емкостной коммутацией близка по
принципу действия к схеме, построенной на полностью управJiяемых
вентилях. Схема может работать при двух законах переключения ра
бочих тиристоров.
1. Время вю1юченноrо состояния рабочих тиристоров равно поло
вине периода выходной частоты (если пренебречь временем восстановле
ния управляющих свойств тиристора). При этом импульсы управления
подаются одновременно на один рабочий и один вспомогательный ти
ристор. Например, для того, чтобы выключить рабочий тиристор В1,
импульс управления подается на вспомогательный тиристор В7 и од
новременно на рабочий тиристор В2 . При этом тиристор В1 выклю
чается, а коммутирующий конденсатор С разряжается по контуру
-r L - В7 -+ С.
С-
в;
270
= � (где ЛИ - сумма падений напряжения на рабочем тиристоре
W2
и обратном диоде) получается большим. Так как в отдеJiьные моменты
времени на коммутирующей индуктивности может быть напряжение И/,
то всJiедствие бо,1ьшоrо коэффициента трансформации к диодам В 13
и В14 могут прикладываться значительные обратные напряжения.
Поэтому энерrопоrлотитель может быть применен для схем с относи
те.1JЬно низким напряжением питания (Ud ;:::::; 50 + 100 в) и когда время
вк.т,юченноrо состояния рабочих тиристоров меньше половины периода
выходной частоты.
Время, предоставляемое тиристору ДJIЯ восстановления управJiяю
щих свойств, опредеJiяется из рассмотрения процессов, происходящих
в контуре коммутации (рис. 8.38, 6), который образуется после запи
рания тиристора В1•
Уравнения для этого контура запишутся в виде:
ic = ir,
щ =L
d!L
Тt
,
-i о� icdt.
t
Uc = Иc0
(8.135)
Решения уравнений с учетом начаJ1ьных усJiовий: при t = О
Uc = Ис0 = 2Ud (1 + п), где n= (QJ1 - коэффициент трансформации
W2
271
между рабочей обмоткой коммутирующего дросселя и обмоткой воз•
врата; iL = 1 но; ic
О будут иметь общий вид:
i
i
l c. = L =2р(1 +п)sinюt+cosюt,
1но
но
(8.136)
ис =2 (J +п) cos юt- - siп wt,
(8.137)
и
1
d
где
\
=
=
оо VLc' Р
р
Ud
i
fно �(--•
При t = tc, uc = О
wtc = arctg 2р (1 + п).
Инверторы напряжения с коммутирующим устройством
для каждого рабочего тир истора (рис. 8.40, а)
Такие инверторы по своим свойствам наиболее близки к инверторам
на полностью управляемых вентилях. Особенностью схемы является
то, что каждый рабочий тиристор В1 + В6 имеет специальное коммути
рующее устройство, состоящие из индуктивности L1, конденсатора С,
тиристоров В7 + В12 и диодов В13 + В18•
Схема работает с,11едующим образом. Для выключения, например.
рабочего тиристора В1 включается тиристор В7, и под действием раз-
(8.138)
Так же как и в предыдущих схемах инверторов напряжения, в данной
схеме при снижении напряжения Иd и увеличении тока /но устой·
с
а)
Б)
Рис. 8.39. Инвертор напряжения с групповой коммутацией
и подзарядом коммутирующего конденсатора;
а - раэнесенноrо во времени с коммутацией; 6 - совмещенноrо во
времени с коммутацией
i'1
1
чивость коммутации падает. Однако здесь можно обеспечить незави
симость напряжения на коммутирующем конденсаторе от напряжения
питания путем:
а) подзаряда конденсатора или от посторонних источников (Uп)
через тиристоры подзаряда после окончания коммутации тока в основ•
ных тиристорах (рис. 8.39, а), или от источников (Ип), входящих не•
посредственно в контур коммутации (рис. 8.39, б);
б) применения в цепи возврата реактивной мощности коммутации
тиристоров с регулируемым моментом включения.
Приведенная схема инвертора находит применение в преобразова·
телях частоты с широтно-импульсным и амплитудным регулированием
выходного напряжения.
272
Рис. 8.40. Инверrор напряжения с коммутирующим устрой
ством для каждого рабочего тиристора:
а - принципиальная схема; 6
контур коммутации
рядного тока конденсатора С тиристор В 1 выключается. Ток нагрузки
переходит на тиристор В7 и конденсатор перезаряжается по контуру
С-+ В7 -+ В19 -+ L 2 -+ в; -+ С (рис. 8.40, 6). После того как конден
сатор зарядится до напряжеиия, равного напряжению источника пи
тания (полярность указана в скобках), тиристор В7 выключается, а
ток нагрузки переходит на диод В2, что обеспечивает обмен реактив
ной энергией между фазами А и В. Энергия, запасенная в дросселе
L2 в момент коммутации, возвращается через диоды В� и в; в источ
ник питания. Поэтому в данной схеме необходимость в энерrопоглоти
теле отпадает. Диоды В 19 + В 24 предотвращают разряд конденсаторов
на нагрузку. Записывая и решая систему уравнений для контура ком
мутации (рис. 8.40, б) с учетом начальных условий: при t = О
273
ис = Ис0 = Ud , iL = fно и считая, что коэффициент связи между полу
обмотками дросселя равен единице, получаем
Uc
=coswt- \ sin(j)t,
и
v�
d
р
(8.139)
1
Ud _ (L - индуктивность полуобмотки комгде ы = 1_;
р=
J 2LC
мутирующего дросселя) .
21110
Время, предоставляемое тиристору для восстановления управляю
щих свойств, определяется из (8.139) нз условия, что Uc = О при
t = tc:
(j)fc = arctg р.
(8.140)
:Как видно из рис. 8.40, а, после коммутации полярность на кон
денсаторе (в скобках) такова, что следующая коммутация не может
быть осуществлена. Изменение полярности на конденсаторе происхо
дит таким образом. При ВКJ1ючении рабочего тиристора В1 образуется
контур С - В1 - В 13 - L1. Так как активное сопротивление контура
мало, то происходит колебательный процесс, в результате котороr6
конденсатор перезаряжается (полярность без скобок). Напряжение,
до которого зарядится конденсатор, зависит от добротности контура
и приблизительно равно первоначаJ1ьному напряжению.
С помощью описанной схемы можно производить вык.'!ючение лю
боrо рабочего тиристора в любой момент времени, что позволяет ис
пользовать инвертор в преобразователях частоты с широтно-импульс
ным регулированием выходного напряжения. Однако для нормальной
работы схемы требуется предварительная подготовка ее к пуску, т. е.
вначале необходимо зарядить коммутирующие конденсаторы.
Инверторы напряжен}!я с коммутац}!еЙ по цепи питания
основного источника (рис. 8.41, а).
:Коммутация рабочих тиристоров в схеме производится с помощью
специального коммутирующего устройства, представJтяющеrо собой
своеобразный выключатель постоянного тока и состоящего из индук
тивностей L1 и L2 , тиристоров В5 + В8 и коммутирующего конденса
тора С. Схема работает следующим образом. Предположим, что вклю
чены рабочие тиристоры В 1 и 82 • Для выключения рабочего тиристора
В1 включаются тиристоры В, и В6 и конденсатор С начинает разря
В1 - В5 • После выключения тиристора
жаться по контуру В6 - в:�
В1 конденсатор начинает перезаряжаться от источника питания по
контуру L 1 - В 5 - С - В 6 (рис. 8.41, 6). Перезаряд коммутирую
щего конденсатора будет происходить от напряжения +Исо до напря
жения, превышающего -Ис 0 , так как в контур входит источник пита
ния и дроссель, обладающий перед началом коммутации энергией
1 io
L1
-2-,
которая переходит в конденсатор, т. е. имеет место процесс накопления энергии в контуре коммутации. Для устранения накОiмения
-,.
274
энергии в дроссеJ1ях L1 и L2 применяется устройство «сброса», состоя
щее из дополнительных обмоток w2 и вентилей В9 и В 10 • Устройство
«сброса» фиксирует напряжение на конденсаторе, отдавая избыточную
эне�:rию дросселя в источник постоянного тока. Напряжение на кон
денсаторе Ис0 всегда больше напряжения Ud , что необходимо учиты
вать при рассмотрении принципа работы устройства «сброса». При
перезаряде конденсатора до напряжения -И со ток в контуре коммута
ции поддерживается только за счет дросселя L 1 . Максимальное напря
жение на коммутирующем конденсаторе
1
Исо 1 = Ud (1 +п),
wi - коэффициент трансформации между рабочей и допол
rде п = W
2
нительной обмотками.
При открывании диода В9 (В10) напряжение на рабочей обмотке
дросселя L1 не может превысить значение Иr1п, а на конденсаторе
значение Иd (l + п) и ток iL переходит из рабочей обмотки в магнит
но-связанную с ней дополнительную обмотку (обмотку возврата).
При этом тиристоры В5 и В 6 выключаются. Т ок iL при выключении
тиристоров В5 и Ва под действием противо-э. д. с. источника питания
начинает спадать, замыкаясь через диод В9 •
Запишем уравнения, описывающие процесс коммутации, в соот
ветствии с рис. 8.41, б:
diL
Ud -U c= L--dt •
(8.141)
t
Uс = Исо-+, � icdt.
�
{)
Решение системы (8.141) с учетом начальных условий: при t = О
ис = Исо = Ud (l + п); ii = l,ю имеет вид:
-, = р (2
+ п) sin (i)f + cos (j)t,
и
1
и�= (2 +п) cosrot- Р sin (j)t- 1,
но
1
(8.142)
(8. I 43)
И
1
р=
!
VLC;
но J/
Время, предоставляемое тиристору для восстановления управляю
щих свойств, можно определить из (8.143), учитывая, что ис = О
при t = tc:
где Ы =
(j)fc = arcsiп
./гr·
с
_
Р
Р
V (2�п) +
2
з
- arcsiп
<2+п)
V
Р
(2�п) +i?
2
. (8.144)
275
Для выключения рабочего тиристора 82 -включаются тиристоры
В8 и В7, и процесс повторяется.
Для рассматриваемого типа инверторов характерным является мно
гократный заряд и разряд конденсатора С за один период (для одно
фазной схемы - четырехкратный, для трехфазной - шестикратный).
В связи с этим такие инверторы применяются на низких частотах.
Коммутирующий конденсатор С в данной схеме используется эффек 
тивно.
б}
Рис. 8.41. Инвертор напряжения с коммутацией
по цепи питания основного источника:
а - принципиальная схема; б - контур коммутации
В приведенной схеме инвертора напряжения коммутирующее уст
ройство используется для одновременной коммутации тока во всех
тиристорах анодной или катодной группы т-фазного инвертора.
Для повышения коммутационной устойчивости инвертора при
уменьшении напряжения источника питания и увеличении тока на
грузки в схеме, так же как и у инвертора с групповой коммутацией,
можно обеспечить независимость напряжения на коммутирующем кон
денсаторе от напряжения питания. Благодаря этому инвертор может
быть использован в преобразователе частоты с амплитудным регулиро
ванием выходного напряжения для питания rлубокореrулируемоrо
электропривода.
§ 8.9. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Преобразователи частоты разделяются на два типа:
1) преобразователи с промежуточным звеном постоянного тока;
2) преобразователи с непосредственной связью питающей сети
и цепи нагрузки.
276
Преобразователи частоты с nромежуточным звеном
постоянного тока
На рис. 8.42 представлена структурная схема преобразователя час•
В этом преобразователе переменное напряжение питающеи сети
выпрямляется с помощью управляемого выпрямителя В, фильтруется
LС-фильтром Ф и подается на автономный инвертор АИ. Функции
регулирования частоты выход
ного напряжения осуществляет
инвертор, а напряжения - вы
прямите.rть. Иногда обе функции
выполняет инвертор, а выпря
митель является неуправляемым.
Преобразователи частоты с
промежуточным звеном постоян
ного тока позволяют регулиро Рис. 8.42. Структурная схема преобразо
вать выходную частоту с по вателя частоты с промежуточным звеном
постоянног-о тока
мощью системы управления ин
вертора СУИ в широком диапа
зоне как вверх, так и вниз от частоты питающей сети. В качестве
автономного инвертора может быть использована одна из ранее рас
смотренных схем инверторов. Данный тип преобразователей частоты
проще, чем преобразователи с непосредственной связью.
Недостатком преобразователей частоты с промежуточным звеном
постоянного тока является двойное преобразование энергии, что при
водит к уменьшению к. п. д., а также увеличению установленной
мощности и веса преобразователя.
тоты с промежуточным звеном постоянного тока.
Преобразователи частоть1 с непосредственной связью
питающей сети 11 цепи нагрузки
Преобразователи частоты с непосредственной связью моr�т
естественной и искусственной коммутациеи.
выполняться с
На рис. 8.43 представлена .... ,,.,
схема непосредственного пре�;_:;;;;;::::::;:::::t::::::::;:::,!::= ft; и,
образователя частоты, осуще
�
преобразование
ствляющая
трехфазного тока с частотой f1
в однофазный ток с часто
л
той f2.
Преобразователь состоит
f2; U2
Рис. 8.43. Непосредственный преобразова из двух трехфазных схем вы
тель частоты трехq,азиого тока в однофаз прямления, первая из кото
ный по схеме с нулевым выводом
рых присоединена к фазам
трансформатора анодами (I),
а вторая - катодами (II). Работу схемы рассмотрим при следующих
допущениях; нагрузка активная, потери в вентилях и трансформаторе
отсутствуют. Положительный полупериод выходного напряжения
;c�I
277
формируется при поочередной подаче отпирающих импульсов на ти
р исторы группы 1 (В1 + В 3), отрицательный - при поочередной по
даче отпирающих импу,1ьсов на тиристоры группы II (В4 + В6)
(рис. 8.43). Открывая поочередно вентили групп I и 11, получим на
выходе переменное напряжение с частотой f2 (рис. 8.44, а). Выходное
напряжение на нагрузке
определяется соотношением
(см. § 5.4, 5.6).
И2=
t
JГz U1Ф sin __1t_
т1 cosa,
:rt
т1
б)
t
(8.145)
где m1 - число фаз пер
вичной сети;
а - угол регулиро
вания выпрями
теля.
Из рис. 8.44, а видно,
что частота выходного на
пряжения ниже, чем часто-·
та питающей сети /1 и что
Т2 = Т1 -t-n Т1
2
2
=Т1
1
+
iiiJ
т1
Рис. 8.44. Временные диаграммы выходного на
пряжения преобразователя по схеме рис. 8.43
при активной нагрузке:
Так как
2
т1 то
=�·
п
+
f1m1
,. (8.147)
Из (8.147) видно, что
частота f2 при (J)п = О за
висит от частоты первичной сети /1 , числа полуволн первичного
напряжения (п + 1) и числа фаз m1 первичной сети. Регулирова11ие
частоты f2 происходит дискретно. Для получения плавного регули
рования частоты данного преобразователя необходимо вводить паузу
между выключением и включением групп I и II тиристоров
(рис. 8.44, б). Пр и этом выходная частота [4, 54]
а - без пауз между полупериодами; б - с паузами
между полупернодами; в - прн активно-индуктивной
нагрузке с паузами между полупернодами
f2
=
2п+т
(8.148)
При работе преобразователя на активно-индуктивную нагрузку
энергия, накопленная в магнитном поле нагрузки, может быть воз
вращена обратно в первичную сеть. Для передачи энергии в первичную
278
ш
(8.146)
где п = О, 1, 2, 3 ...
13)
сеть тиристоры групп I и I I переводятся в инверторный режим: пер
вые - при отрицательном, .вторые - при положительном напряже
нии (рис. 8.44, в). Перевод групп из выпрямительного режима в ин
верторный осуществляется системой управления при увеличении угла
регулирования а до значений, больших 90 °.
Непосредственный преобразователь трехфазного тока с частотой
f1 в однофазный с частотой f2 может быть выполнен и по мостовой схеме
(рис. 8.45).
f,; "1
Преобразователь имеет две группы тиристоров: 1 (В1 + В6) и 11 (В7 + В12), включенных встречно-параллельно через уравнительные реакторы УР, предназначенные для
ограничения уравнительного тока во внутреннем контуре преобразователя. Уравнительный
ток возникает вследствие того, что при со
гласованном управлении обеими группами
тиристоров мгновенные зачения э. д. с. вы
прямителя и инвертора не равны между со
бой, хотя их средние значения равны.
При активной нагрузке в течение одного
полупериода выходной частоты открыты ти
ристоры группы 1, а в течение другого тиристоры группы II. При этом напряжение
на нагрузке в два раза больше, чем в схеме
рис. 8.43:
V2=
2V2и1ф siп .1:_
л
m1 cosa.
(8.149)
т1
f2; "1
Для получения многофазного непосред
ственного преобразователя частоты (рис. 8.46) Рис. 8.45. Непосредствен
необходимо взять m2 схем, приведенных на ный преобразователь ча
рис. 8.43, 8.45. При этом импу,Тiьсы упра стоты трехфазного тока
по мостовления соответствующих групп тиристоров в однофазный
вой схеме
2л
должны быть сдвинуты на угол .
т2
Недостатком рассмотренных схем непосредственных преобразова
телей частоты является низкий коэффициент мощности вследствие из
менения угла регулирования и несинусоидальная форма кривой
выходного напряжения, для улучшения которой должен быть приме
нен фильтр, увеличивающий установленную мощность всего преобра
зователя. Данный тип преобразователя применяется в тех случаях,
когда требуется низкая выходная частота напряжения (при f2 < f1),
т. е. когда преобразователи с промежуточным звеном постоянного
тока имеют значительные габариты.
Если изменять углы открытия тиристоров групп I и II (см. рис. 8.45)
по определенному закону с заданной частотой f2, то на выходе преобра
зователя можно получить напряжение, изменяющееся по любому за-
279
кону. Для получения кривой выходного напряжения, близкой к си
нусоидальной (рис. 8.47, а), yr.%1 регулирования в выпрямительном
а и инверторном � режимах должиы изменяться по арккосинусоидаль
ному закону [4, 40]:
а arc cos (v sin w2t),
(8.150)
И2т
где v -- И2m - амплитудное значение выходного напряжения;
lJ2mo'
Ито - наибольшее значеиие выходного напряжения,
соответствующее полностью открытым тирис
торам.
При v = 1 закон изменения углов регулирования а и � де'IЯ обеих
групп тиристоров должен быть линейным (рис. 8.47, б).
т
л
л
ной полувмны (угол а изменяется от О до -2 , а угол� - от п до 2).
При формировании отрицательной полуволиы выходного напряжения
группа I переходит в инверторный режим, а группа I 1 - в выпрями
тельный режим.
При арккосинусоидальном законе управления тиристорами кривая
фазного напряжения при достаточно больших значениях N = \ и m1
имеет синусоидальную форму:
U2 (i)=И1 m�sin �sinw2t.
л
т1
(8.151)
Кривая выходного напряжения со
держит основную гармонику с частотой f2
11
2____
т
т
2
G)
1
.....
:
lf:�
'{',
.-
..
� 'l
а)
-�
....
.
1 ·=�
....
,. �
": 1
1r ,
1 r::::
�
.1
:. • 11
1
..
1
;i'
r4i
) ..,
-�
... .....
�
1 ':::
r�__: J
..
1 -.....
1 ....
�
....
...
.
>о-
: :1
�il 111
·.�
�:: 1
Р .....
,.
1r;.... J
.....
.
.
...
1r· >
.
.
>-.
�-'1
: :1
... 1
f2; 1.12 1 Нагрузка
Б)
Рис. 8.46. Силовые схемы трехфазных непосредственных преобразовате
лей частоты:
а - трехфазная с нулевым выводом; б - трехфазная мостовая
Углы регулирования а и � групп I и II в течение первой половины
л
л
полупериода изменяются от 2- до О и от 2 до п, что соответствует работе группы I в выпрямительном режиме, а группы 11 - в инверторном ре
жиме. В течение первой половины полупериода формируется восходя
щая часть положительной полуволны выходного напряжения, в тече
ние второй половины полупериода - иисходящая часть положитель280
1С
Б)
ш2
Рис. 8.47. Формирование выходного напряже
ния при переменном угле регулирования не
посредственного преобразователя частоты:
а - кривая напряжения на одной нз групп тнрис1·0ров; б - закон изменения yrлов регулирования а и f}
Б)
Рис. 8.48. Однофазный непо
средственный преобразователь
частоты с искусственной ком
мутацией (а) и осциллограмма
выходноrо напряжения преобразователя (б)
и пульсирующее напряжение зубчатой формы, уменьшающееся с уве
личением частоты f1 относительно f2•
Такой способ получения синусоидального выходного напряжения
связан со значительным усложнением системы управления и уменьше
нием коэффициента мощности преобразователя. В однофазных преоб
разователях частоты коэффициент мощности значительно ниже, чем
в трехфазных (х = 0,7 - для однофазных и 'Xi ;::::; 0,83 - для трех
1) {40, 54]. Повысить
фазных преобразователей при v = 1 и cos <р2
коэффициент мощности можно с помощью компенсирующих конденса
торов, устанавливаемых на первичной стороне преобразователя.
На рис. 8.48, а представлена схема однсфазного непосредствен
ного преобразователя частоты с искусственной коммутацией. Преоб
разование первичной частоты f1 во вторичную частоту f2 осуществляется
с помощью автономного инвертора. Д,1я обеспечения работы инвер281
тора в положительный и отрицательный полупериоды питающего на
пряжения применено встречно-параллельное включение тиристоров
в каждом плече инвертора. Тиристоры инвертора выключаются с по
мощью коммутирующего конденсатора С. При положительном пи
тающем напряжении работают тиристоры В 2 и В 3, при отрицательном тиристоры В1 и В 4 .
Направление тока нагрузки в преобразователе не зависит от
полярности первичного напряжения и1. Выходное напряжение
(рис. 8.48, 6) преобразователя промодулировано синусоидальным на
пряжением с частотой питающей сети.
Благодаря принудительной коммутации в преобразователе вы
ходную частоту f2 можно получить не только меньше (как в преобразо
вателях с естественной коммутацией), но и больше частоты {1 •
Преобразование частоты {1 в частоту f2 может быть осуществлено
и при помощи инверторов с принудительной двухступенчатой комму
тацией. При этом инверторы в преобразователе включаются встречно
параллельно, т. е. один работает при положительном, а второй - при
отрицательном питающем напряжении.
Надежность работы преобразователя частоты с искусственной ком
мутацией достаточно высока. Например, при опрокидывании инвер
тора в обратный полупериод питающего напряжения открытая пара
тиристоров автоматически запирается, так как анодное напряжение
становится отрицательным.
ГЛАВА 9
РЕГУЛИРОВАНИЕ И СПОСОБЫ
УЛУЧШЕНИЯ КАЧЕСТВА ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ
АВТОНОМНЫХ ИНВЕРТОРОВ
§ 9.1. СПОСОБЫ РЕГУЛИРОВАНИЯ ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Регулирование выходного напряжения автономных инверторов
является одним из требований, предъявляемых к системе элек
тропитания. Выходное напряжение можно регулировать различ
ными методами: амплитудным, фазовым, широтно-импульсным.
Наиболее простым является
амплитудный метод регулирования,
в,
который может быть реализован
с помощью:
а) управляемого однофазного Ud
или трехфазного выпрямителя; регулируя напряжение, подаваемое
а)
на инвертор, достигают регулиро
вания напряжения на нагрузке;
б) однотактного тиристорного
ключа в цепи постоянного тока
(рис. 9.1, а); при этом первичный
источник питания нерегулируемый
(аккумуляторная батарея, неупра
вляемый выпрямитель); этот спо
соб имеет существенные недостатки:
ключ рассчитывается на полную
мощность нагрузки; установленная
мощность фильтра имеет большую
величину; на выходе инвертора,
б)
как правило,
устанавливается
Рис. 9.1. Реrулнрованне выходного
трансформатор;
напряжения инвертора с помощью:
в) вольтодобавочноrо устройт
п
r
ства (рис. 9 .1, б).
: 0� т;gкиа� °!� �олк:т�;�б:во�� о�оп;��й:
ства
Вольтодобавочное
устройство
представляет собой автономный инвертор, выполненный по одной из ранее приведенных схем. Напря
жение на вторичной обмотке трансформатора вольтодобавочноrо ин
вертора рассчитывают исходя из диапазона регулирования выходного
напряжения. Вольтодобавочное устройство может вкпючаться после
довательно или паралле.т:rьно основному инвертору. Последовате.т:rьное
вк.т:rючение позволяет повысить к. п. д. всего устройства и при мень
ших габаритах фильтра получить одни и те же пульсации, что и при
283
параллельном включении. Выходное напряжение вольтодобавочного
устройства можно регулировать с помощью или управляемого выпря•
мителя, включенного на выходе инвертора, ИJIИ однотактного ключа,
или по цепям управления воJiьтодобавочного инвертора. Установлен
ная мощность вольтодобавочного инвертора незначительна в случае
небольшого диапазона реrуJiирования выходного напряжения. Ам
плитудный метод регулирования может быть осуществлен также
изменением коэффициента трансформации выходного трансфор
матора. Недостатки данного метода регулирования рассмотрены
в§ 5.2.
Амплитудный метод регулирования выходного напряжения при
меняется, как для инверторов тока, так и для инверторов напряжения.
Из (8.84) видно, что для регулирования выходного напряжения
параллельного инвертора тока необходимо изменять угол �. т. е.
изменять угол сдвига фаз между током и напряжением на выходе
инвертора. Это может быть
осуществлено с помощью иидук·
тивности, включенной парал
лельно нагрузке с помощью
тири
встречно-параллельных
сторов В1 и В2 • Изменяя
угол регулирования тиристоров,
-Lв
�-!(},
+O!----r--.
+OS-.1-1""""'-+---·
+f71------------
а)
б)
Рис. 9.2. Регулирование выходного напряжения инвертора
с помощью геометрического суммирования напряжений (а)
и векторная диаграмма, поясняющая его работу (6)
Фазовый метод регулирования осуществJiяется с помощью:
а) дополнительного инвертора, выходные обмотки трансформатора
которого включены последовательно с обмотками трансформатора
основного инвертора (инвертор с геометрическим суммированием на
пряжений (рис. 9.2);
б) управляемых вентилей (тиристоров), включенных последова·
тельно с нагрузкой (рис. 9.3);
в) обратного управляемого выпрямителя (рис. 9.4). Принцип та
кого регулирования заключается в следующем. При колебаниях вы
ходного напряжения или при изменении нагрузки с помощью системы
автоматического регулирования изменяется угол регулирования об•
ратного выпрямителя, составленного из вентилей Вь + В8, что при•
водит к изменению потребляемой реактивной и активной мощности,
а следовательно, и к изменению напряжения на нагрузке. Индуктив
ности Lв в цепи выпрямителя играют роль фильтра. Применение трех
обмоточного трансформатора необязательно. Выпрямитель может под•
ключаться к отпайкам инверторного трансформатора;
r) введения в состав нагрузки дополнительной регулир1емой ин•
дуктивности Lp (рис. 9.5).
284
Рис. 9.3. Регулирование выходного на
пряжения с помощью управляемых вен
тилей, включенных последовательно с нагрузкой
�
Рис. 9.4. Регулирование выходного
напряжения с помощью обратного
управляемого выпрямителя
можно регулировать величину эквивалентной индуктивности, а сле
довательно, и величину угла �Фазовый метод регулирования выходного напряжения по схе
мам рис. 9.4 и 9.5 приемлем то.'IЬКО для инверторов тока.
При широтно-импульсном мето
де регулирования выходного напря
жения функции инвертирования и
регулирования совмещены в одной
силовой части. Такой метод регу
лирования выходного напряжения
в,
позволяет увеличить к. п. д., умень
шить габариты и вес всего устрой
ства. Сущность метода заключается
в том, что в процессе работы инвер Рис, 9.5. Регулирование выходного
тора можно изменять длительность напряжения с помощью регулируемой
индуктивности
включенного и выключенного со
стояний рабочих тиристоров (тран
зисторов) и тем самым изменять напряжение на выходе инвертора.
Широтно-импульсный метод регулирования применим только для
инверторов напряжения.
Рассмотрим данный метод подробно на примере однофазного и трех
фазного инверторов напряжения.
285
§ 9.2. ОДНОФАЗНЫЙ МОСТОВОЙ ИНВЕРТОР С ШИРОТНО
ИМПУ ЛЬСНЫМ РЕГУЛИРОВАНИЕМ ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ
На рис. 9.6, а и б представлены схема и временнЬiе диаграм
мы токов и напряжений в однофазном мостовом инверторе
с углом регулирования б.
td
Изображение эквивалентной
+ и--а..•--------э. д. с. и тока нагрузки соглас
в; но (8.1) имеет вид
в;
Ud
в2 Uн (Р) -p(l+e-"P} [1-е-p(:ri-0)] •
В'4(9.1)
U
[l-e-p,:ri-e,]
d
=
f н (P) p(l+e-:rlP)(r н+PLн)' (9·2 )
Используя методику, изло
женную в § 8.7, находим ориги
нал тока нагрузки на интервале
о� tt � л:
iн (tt)= i2 (б) i1 (tl-) =
= iпер ({})- iсв (б), (9.3)
где
сообразно определить при раз.�ичных значениях параметра цепи
нагрузки К н при изменении угла
опреде.,1яющеrо длительность
прямоуголыюrо импульса напряжения на нагрузке, в пределах от О
до максимального значения, равного л.
Цепь нагрузки:
Иср
л.
(9.8)
Ud = Л'
л,
Jd =
fcp;
Тr
286
(9.9)
л.-2а
-л-
(9.10)
(9.11)
Цепь источника постоянного напряжения:
l cp
10
е}fе-Ю·_е Кл _еК"+ 1
А
л + .\ Кл(l+ е К")
(9.12)
i = -il _!_{,,+ �(е ю._ 1)[2- i(е-ю+1) }.
]
fo
Ji л
К
2
i
1о
Мгновенное значение тока на
грузки на интервале О � '(} � л
е
- )e-K(t] =
iл(tt)=l0 [ 1- (1l+ -ке
+e K"
Б)
= /0 (1 - Be-Ktt], (9.6)
Рис. 9.6. Однофазный мостовой инвертор
где
с углом регулирования fl:
е К"+ Ю..
а - схема; б - временнЬ1е диаграммы токов
еп
8и напряжений
к
- 1+е
При нахождении оригинала тока, определяемого периодической
э. д. с. на интервале л � {} � л, отсчет времени необходимо сдвинуть
вправо на величину л.
Значение тока на втором интервале л � 1't � л
К _ е ке
.
п
(9. 7)
t6 (tt)= !,.те-кtt = /0 е
к" е-кtt,
1+е
где Iлт - значение тока iл (tt) при tt = л.
· Основные характеристики цепи нагрузки, цепи источника посто
янного напряжения, а также приборов, входящих в инвертор, целе·
=
v�,
=V2J_л {л-а- 2К (1 +1 е ") [2е +зе •- ... К
2
Кл
- ... _ {2еК0 _ е2 ке +4е К <л- 0 ))J .
}
Тиристоры В2 и В3 :
еКл - 1
1
fер
4i = 2л [л - а - К (1 + еК")] '
/
=
V
(9.14)
2Кл
1
1
еК (
- екп ...---+
2n {Л (J 2к(1+еКп)2{З 1t 1+ )•..---+ -еК0 ((4 +5еКп)- е К0 (3 +е- К ") +е К <-л+20 )]} .
}
la
(9.13)
(9.15)
(9.16)
(9.17)
Обратные диоды В� и В;:
(9.18 )
-Ia - Vг 2л а
/
\{
(9.19)
287
�
"
&';
"'
"'
i::Sc:;c::5' с::5' <::5'
Q:;0-.,C':C) f:'-.,_
""�
'->
(9.20)
�
"'
о
""�
11
�
"'
О)О")СС)�
!_ = -il _1_ {а -
Ц")
fp
<:5'c::,<:;ici ci
cr,
2К ( 1
1
+е
Юt)2
[(1- eKn)2+ ... -+
••. -+ + е- Kf1 (2 + 4еКп _ еК0) + (1 _ еК (8 -nJ)2]}.
V)
'->
(9.21)
Величина угла а (рис. 9.6, б) равна
l
а=к lnB.
""
<:::,
JI 2:t
(9.22)
Максимальное значение тока (в относительных единицах) во всех
тиристорах и обратных диодах
!!._' '!в!.
в; и В4
ud ud
ь'
(9.23)
00
ф
(:)0:J ta С'-. t.t::) Ц".) .;:t- � (;'-1 -:.. 1.::::)
..?'�--c,S � с:::;'с:5 с::5' c:::;-·<:S С::;;'�
u
6:
Максимальное значение тока
(в относительных единицах) в об
ратных диодах в.; и В�:
JO
н
C1::Jcc:t'>f'-,.
� t5c$1'$
"'
и
Коэффициент мощности на- Ud
грузки cos (!Jн связан с коэффи- 1, 0
циентом К зависимостью:
<.)
COS
(flи
(9.25)
50
90
120
150
а)
----...::?.l:..; 150°
л=во•
------:::.::
-----
0,5
°
?.=30
На рис. 9.7, 9.8, 9.9, 9.10
приведены кривые, построен
ные по полученным выражениям. :Кривые могут быть использованы при расчете инвер- о .__.,__.,__.,__..1.......,;.-....__._-"""_._-.1.,,--0,5
1,0 cas ср11
тора.
Гдубокое регулирование наБ)
пряжения при питании дина Р11с. 9.9. Завис11мости действующего и
мической актив,но-индуктнвной среднего значений напряжения на нагруз
характер11стика
нагрузки указанным способом ке (а) и регулировочная
инвертора (6)
нерационально, так как прн
таком регулировании возрастает содержание высших гармоник
в выходном напряжении. Это можно показать, если оригинал
10
И. М. Чиженко
289
функции Ин (р) (9.l) выразить в виде ряда Фурье:
Ин({})= 4�d
!
cosP!.
00
q=I, 3, 5 ...
q
2 .
SlD qu.
.Q.
(9.26)
На рис. 9.11 приведены зависимости амплитуды гармоиик выход
ного напряжения от угла регу.1Jирования 6.
Наличие столь значительного процента высших гармоник, даже при
исключении третьей гармоники, приводит к неудовлетворительному
использованию двигателя. Кроме и
т го, выходные фильтры п лучают
ся сложными.
Улучшить гармонический
со- о 1-'-.,_.._....L.J._,_..........,....г-ггтт,.-,п-,
о
став выходного напряжения можО
но,
о если кривую выходного на-- н
пряжения формировать из пакета
а)
импульсов (рис. 9.12), а регули- 11
рование ос е
енением
числа импульсов в пакете (рнс.
_
9.12, а) или ширины импульсов о ___
i,.
в пакете по синусоидальному за·
6).
9.12,СТВЛЯТЬ
кону (рис. ущ
ИЗМ
Hr
При этом кривая выходного
Б)
напряжения будет содержать вы- Рис. 9.12. Импульсное регулирование
выходного напряжения инвертора
сокочастотные гармоники, которые
легко отфильтровать. Однако система управления инвертором получается громоздкой, а высокая
частота переключений тиристоров приводит к увеличению комму
тационных потерь.
п п □ □ U U .,,
r пп
п
ппп пU UUU U
""ci
э:: с<:.
"
�O)�r--..'-t:) �
t:5�--c:SC::.�Q
о
�
с::,,
�
,,,
С::,,
с::,
c:r:,
""·
�
,..,
с:,
с::,
с:,
1
�
,..,
§ 9.3. ТРЕХФАЗНЫЙ МОСТОВОЙ ИНВЕРТОР С ШИРОТНО
ИМПУЛЬСНЫМ РЕГУЛИРОВАНИЕМ ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ
Процессы в трехфазной м стовой схеме инвертора при изменении
длительности включенного состояния рабочих вентилей и активно
индуктивной нагрузке очень сложны.
Это объясняется тем, что время,
о
в течение которого проводят ток как рабочие, так и обратные вентили,
зависит от характера нагрузки. Поэтому найти форму тока и напряже
ния на нагрузке в общем виде невозможно. Целесообразно определять
основные параметры схемы по интервалам [15,18]. С этой целью весь
диапазон. изменения нагрузки и угла регулирования 6 разбиваем на
отдельные интервалы, для которых и находим решения.
Методика нахождения решения заключается в следующем:
1. Задаемся интервалами, на которых рабочие вентили включены,
а также интервалами, в течение которых проводят ток обратные
диоды.
2. Определяем форму выходного напряжения.
3. Вычисляем изображение полученной периодической кривой.
291
4 Находим мгновенные значения тока на интервалах в виде эксrю
ненц.иальных зависимостей или за период действующего сигнала в ви�е
гармонического ряда.
5 Интегрируя токи на определенных интервалах, получае.м ередние
и действующие значения токов рабочих и обратных вентилеи.
Br
В5
85
а)
Ua
о
Ud
В1
В1;
83
Bz
В.з
В5
85
82
Следует отметить, что при ."л = :rt напряжение на выходе трех3
фазного мостового инвертора равно нулю. Зная форму напряжения
на нагрузке, можно определить среднее и действующее значение напря
жения на выходе инвертора путем интегрирования функцнй напря
жения на определенных интервалах.
Для интервала 2л �"л�л. интегрируя кривую рис. 9.13, 6 на
3
интервалах О+ (л - "л); (л - "л) + 2л ;
3
i\ = r.
r.
2J1
2:rt
5:rt
·
3 + ( -3 - л ) ,
получаем
(9.27)
Для интерваJ1а
интервалах
¾ � "л� 2;, интегрируя кривую рис. 9.13, в на
(2; - л) + -1; (:rt - "л) + 2; ; (�- л) + л, получаем
(9.28)
Аналогично можно найти форму напряжения, среднее и действу
ющее значения напряжения на нагрузке при соединении последней
в звезду.
Рассмотрим работу трехфазного мостового инвертора при активно
индуктивной нагрузке, соединенной в треугольник, когда обратные
вентили пропускают ток в течение временн, меньшего л , т. е. cr < :rt ,
3
3
а длительность открытого состояния рабочих вентилей изменяется
2л
,
В
,
•
в пределах
3,,;;;; /1,,,;;;; л. ременные диаграммы токов и напряжении
для этого случая приведены на рис. 9.14.
Находим изображение периодической кривой напряжения:
Рис. 9.13. Форма выходного напряжения в трех
фазном мостовом инверторе при активной нагрузке,
соединенной в треугольник, и различных значениях угла А:
а - ,_
1
't
= n;
:п
2n
6 - л. = Т; е - ,. = 2
для примера рассмотрим работу трехфазного мостового инвертора
при соединении нагрузки в треугольник. Разберем два случая:
а) нагрузка чисто активная; б) нагрузка активно-индуктивная. При
чисто активной нагрузке длительность протекания тока чере� обрат�ые
диоды равна нулю. Поэтому форму напряжения иа нагрузке наити
очень просто (рис. 9.13).
292
Используя ранее приведенную методику, можно определить
оригиналы внача.11е фазных, а затем и линейн
ых токов на интер
валах
O'� ,(}�cr; сr�t}�(л-"л); (л-"л)�t}�2
;: 2;,,;;;;t},,;;;;(2;+cr);
2
5; ·
( ; cr)�tt �(5; �л.
-
+
л ): (
л)�{}
293
нения токов и напряжений на нагрузке. Проведенный анализ схемы
позволяет сделать вывод о том, что при проектировании трехфазного
мостового инвертора с регулированием выходного напряжения путем
_2Кл
3 -2)
3 (е_ кп
где а=
2кл
2е-Кл_4е--3 е-Ю'_е-Ю.
Из рис. 9.14 видно, что линейный ток нагрузки ,:10 форме близок
к синусоидальному, поэтому значения напряжении и токов целе
сообразно иметь в виде гармонического ряда. Для этого оригинал
(9.29) находим за период действующего сигнала:
е
4
Uаь ('11)= �а
! D sin q{},
<Х)
(9.31)
Q=I
где
. л
3 q[ .
:rt
q + cos (5n
D = - - sш 3
6
q
SIП
-л
+ а2- q] •
2-) q cos а-+л
Мгновенное значение фазного тока
(9.32)
где
t qюLн
i:pq= arc g-r-·
н
Зная мгновенные значения токов и напряжений, можно определить
их действующие значения, полную и активную мощности нагрузки,
среднее и действующее значения токов через рабочие и обратные вен
тили.
Среднее значение тока через рабочие вентили
/ е =4 Vз Иа
р
л"
'1
D
sin [q (it+(j)q) - (])] sin (Л-(j)q).
1.,,
Vr"
)2
2
q
2
+(qюL
н
н
=!
(9.33)
q
Среднее значение тока через обратные вентили
D
siпq q:,qsin(q-2)�·
/ р =4 Vзua"'1
е
2
2
n2
1.,, V r"н +(qшL н)2
q=I
(9.34)
Приведенные соотношения справедливы, если cos (J)н > 0,53.
Задаваясь различными значениями времени проводимости рабочих
и обратных вентилей, а также cos <р,., можно выяснить характер изме294
изменения длительности открытого состояния рабочих вентилей
имеется ряд особенностей, которые необходимо учитывать:
l) если нагрузка удовлетворяет условию cos (J)н < 0,53, то напряже
�:е на выходе инвертора не будет регулироваться на всем интервале
з �Л�:л;
295
2) при изменении характера нагрузки изменяется форма выходного
напряжения;
3) имеется сильная зависимость амплитуд высших гармоник выход
ного напряжения от изменения угла регулирования и характера
нагрузки.
§ 9.4. ТРЕХФАЗНЫЙ ИНВЕРТОР, СОБРАННЫЙ
ИЗ ТРЕХ ОДНОФАЗНЫХ ИНВЕРТОРОВ
В отличие от трехфазного мостового инвертора в инверторе, собран
ном из трех однофазных мостовых инверторов, при изменении харак
тера нагрузки напряжение на выходе не изменяется ни по величине,
ни по гармоническому составу.
Рассмотрим инвертор рис. 8.17, у которого нагрузка соединена в тре
угольник. Форма линейного напряжения при различных углах регу
лирования показана на рис. 9.15. Среднее и деиствующее значения фаз0
Рис. 9.15. Форма линейного напряжения при различ
ных углах регулирования и соединении нагрузки
в треугольник
ноrо напряжения определяются выражениями (9.8) и (9.9). Среднее
значение линейного напряжения на нагрузке также изменяется при
изменении л:
4
Ил.ер
(9.35)
--rт;- = 3 '
2п
л
И
О�л��=23 .
п'
Ua
(9.36)
Для определения мгновенного, среднего и действующего значений
тока в фазе, рабочих и обратных вентилей следует пользоваться фор
мулами (9.6), (9.7), (9.10), (9.11), (9.14 + 9.22). При этом среднее зна
чение тока в цепи источника питания будет в три раза больше величины
тока, определенного по (9.12).
296
§ 9.5. СПОСОБЫ УЛУЧШЕНИЯ КАЧЕСТВА ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ
АВТОНОМНЫХ ИНВЕРТОРОВ
Основным недостатком инверторов напряжения является прямо
угольная форма выходного напряжения. В связи с этим вопросу
улучшения формы кривой напряжения уделяется большое внимание.
Снижение содержания высших гармоник в выходном напряжении
может осуществляться с помощью: а) электрических фильтров; б) век
торного синтезирования синусоиды; в) широтно-импульсной модуля
ции прямоугольного напряжения.
Получение синусоидального выходного напряжения
с помощью электрических фильтров
Это самый простой способ получения синусоидального выходного
напряжения. Электрические фильтры могут быть внутренние и внеш
ние. Внутренняя фильтрация может осуществляться в последователь
ных и параллельных инверторах тока. В последовательных инверторах
емкость и индуктивность, необходимые для коммутации, обеспечивают
также фильтрацию. Если мощность последовательного колебательного
контура велика относительно мощности нагрузки, а величина и харак
тер нагрузки изменяются незначите.ТJЬно, то форма кривой выходного
напряжения близка к синусоидальной. Последовательное соединение
коммутирующей емкости и индуктивности образует резонансный кон
тур, который имеет бо.JJьшое сопротивление для высших гармоник и
малое для основной.
Параллельный инвертор тока также осуществляет фильтрацию
внутри схемы. Если коммутирующая емкость велика, то вместе с реак
тором в цепи источника постоянного тока она может осуществлять
фильтрацию, обеспечивающую получение близкого к синусоиде выход
ного напряжения. В этом случае инвертор имеет относительцо большую
мощность колебательного контура.
В инверторах напряжения синусоидальность выходного напряже
ния обеспечивается с помощью внешних фильтров. На рис. 9.16 пред
ставлены принципиальные схемы электрических фильтров.
Параллельный элемент фильтра обычно увеличивает общий ток
нагрузки инвертора, последовательный элемент увеличивает потери
выходного щшряжения от тока нагрузки, проходящего через него.
Основным недостатоком простых LС-фильтров (рис. 9.16, а) является
падение напряжения на дросселе и повышенная нагрузка инвертора
за счет тока конденсатора. Резонансные контуры в последовательном
и параллельном элементах позволяют частично компенсировать ука
занные недостатки. Например, последовательный контур L1 С1
(рис. 9.16, 6), настроенный в резонанс на основную частоту, сводит
до минимума падение напряжений от тока основной частоты. Парал
лельный резонансный контур L2 C2 (рис. 9.16, в), представляющий
большое с опротивление для тока основной частоты и малое для токов
щ,�соких ча стот, позволяет уменьшит�,, дополнительную нагрузку
:т
на основной частоте. Исследования фильтров для однофазного инвер
тора показывают, что наилучшими фильтрующими свойствами обла
(
дают полосовые фильтры рис.
9.16, г), передающие в нагрузку первую
гармонику практически без ослабления н максимально ослабляющие
высшие гармоники. Оба звена фи,1ьтра настраиваются на первую гар
монику выходного напряжения.
Общим недостатком рассмотренных фильтров является большая
установленная мощность, а следоватепьно, габар_иты и вес, кот.?рые
возрастают при уменьшении коэффициента нминеиных �скажении Кн•
В случае, если требуется обеспечrпь более высокин коэффи;1,иент
фильтрации, применяются мноrозвенные фильтры. Двухзвенныи LC1,
Наличие фильтра сказывается на форме выходного напряжения,
которая зависит от величины и характера нагрузки . В инверторах
с регулируемой частотой необходимо перестраивать фильтры с изме
нением частоты выходного напряжения.
Векторный способ синтезирования синусоидального
выходного напряжения
Сущность векторного способа заключается в том, что выходное
напряжение преобразователя формируется из выходных напряжений
нескольких инверторов, имеющих соответствующую фазу и частоту,
причем выходы последних включены последовательно. При помощи
векторного синтезирования можно получить на выходе синусоидальное
напряжение с любой наперед заданной точностью при различных
вариантах схем выходных каскадов инверторов. Выбор того или дру
гого варианта схемы производится с учетом различных факторов, таких,
+0----,.---,.----�
Lz
1
б)
С2
С2
г,)
Lк
��
12.1
д)
а)
12.1
Рис. 9. 16. Схемы электрических фильтров
фильтр такой же установленной мощности, как и однозвенный, обла
дает гораздо большим коэффициентом фильтрации. Коэффициент
фильтрации возрастает с увеличением числа звеньев в фильтре. Однако
в подавляющем большинстве фильтров потребность в ослаблении гар
моник удовлетворяется не более чем двумя звеньями. При коэффициент�
фильтрации � 26 [20] предпочтительнее применять однозв:нныи
фильтр, при коэффициенте фильтрации � 26 - мноrозвенныи.
Исследования однозвенного фильтра с последовательным резонанс
ным контуром (рис. 9.16, д) показывает, что такая схема обеспечивает
удовлетворительную фи.тiьтрацию при относительно небольших габа
ритах фильтра. Форма напряжения на нагрузке тем ближ�к синусо-
ft:.
идальной, чем больше волновое сопротивление Р к =
Однако
с увеличением величины Р• растут активные потери в резонансном
контуре, определяемые в основном потерями в с:али дросселя фиJ1ьтра,
и внешняя характеристика становится «мягкою,.
298
А
Б)
в
Рис. 9.17. Схема получения синусоидального выходного
напряжения с помощью двух трехфазных инверт_оров,
состоящих из однофазных мостов (а); векторная диаграм
ма, показывающая порядок соединения вторичных обмоток трансформатора (6)
как вес, чнсло вентилей, удобство построения системы управления,
точность аппроксимации выходного напряжения. Вследствие отсутств
выходных фиJIЬТров вес и габариты установки снижаются, у.тJучшаю ия
тся
переходные процессы, уменьшается выходное сопроти
повы
шается симметрия трехфазного напряжения. Инверторывление,
с векторным
синтезированием наиболее удобно строить на запираемых тиристо
рах и
транзисторах. Выполнение инвертора на обычных тиристо
тельно усложняют схему и увеличивают вес и габарит рах значи
ы устройства.
К недостаткам подобных инверторов можно отнести усложнение
схемы управления.
Рассмотрим некоторые варианты получения
жения способом векторного синтезирования. синусоидального напря
1. По,1учеиие синусоидального выходного напряжения с помощью
двух трехфазных инверто
ров, состоящих из однофазных мостов
р( ис. 9.17, а) [20].
299
Инвертор / / - l l' имеет две выходные обмотки, и импульсы упра
в
° 
ления его сдвинуты по фазе относительно инвертора / - /' на 30 .
Порядок соединения вторичных обмоток трансформатора иллюстри
руется векторной диаграммой (рис. 9.17, 6). Временные диаграммы
выходного напряжения инверторов и напряжения на нагрузке пока
заны на рис. 9.18.
Тр2 включены по схеме «зигзаг». Форма выходного напряжения инвер
торов и напряжения на нагрузке (рис. 9.20) остается неизменной при
изменении величины и характера нагрузки.
Выходное напряжение преобразователя
1во·
+2siп � [зcsiп�q+dsiпiq]}sinqtt.
и;
и�:,
ма
l
во· 120·
1
фа
b
f
J
-uh"ol
1
l
с "'
Таблица 9.1
q
Для того чтобы в выходном напряжении отсутствовали 3-я и 5-я
гармоники, необходимо соблюдать следующее равенство:
(9.38)
При подстановке (9.38) в (9.37) получаем окончательное выражение
для выходного напряжения:
ИА(t})= 12а
п
'1 [sint}+ n(l2m-1){) +sin(l2m+I){)] (g.Зg)
'
l2m+I
12т-\
1m=I
si
где т = l, 2, 3....
Коэффициент нелинейных искажений выходного напряжения такого
преобразователя приблизительно равен 15%, действующее значение
ступенчатого напряжения и его первой гармоники отличаются примерно
на 1%.
2. Получение синусоидального выходного напряжения с помощью
дВух трехфазных мостовых инверторов.
На рис. 9.19 приведена схема инвертора, состоящая из двух трех·
фазных мостов (Ии1 , Ин2). Выходные обмотки трансформаторов Тр1 и
300
(9.40)
При выполнении условия (9.38), т. е. если с = 0,578 d, в выходном
напряжении преобразователя отсутствуют гармоники, кратные трем,
а также 5-я и 7-я гармоники, и коэффициент нелинейных искажений
приблизительно равен 15%.
Если регулировать напряжение питания второго инвертора (И н2),
с
то происходит изменение отношения d, что приводит к изменению
коэффициента нелинейных искажений. В табл. 9.1 приведен спектр
гармоник выходного линейного напряжения инвертора (в процентах)
с
при изменении отношения d.
;J.
Выходное напряжение преобразователя
"?, {ь11 (-l)qJ+2sin%qsin%ч(2acos%q+ь)} .
2 '1
ИА (t}) = .:.,_____________,____---"- SШ qt}. (9.37)
Q=J
q=I
360' ,J,
Рис. 9.18. Временнь1е диаграммы выход•
ноrо напряжения инверторов и напряже·
ния на нагрузке
:rt '-
Ua(t})=� � ¾{d[l-(-l)q]+
Спектр гармоник выходного линейного напряжения инвертора
(в про11ентах) при изменении отношения
�
Отно;енне 1---,-- --,----,-- -Н_о -ер_г :_р_мо нн
..,. _ к_и__,...
;; j
l J -:[
l 17
1
__ ___ _.,.--_
о
100 1 20
0, 3
100 1
0,5
100 1
0,2
0,4
0,.57 8
100 1
100
1 14,3 1
9,6 1
7,7
2,5
1, 431
0,951
91
,
1
7,7
0,42 1
о
I
100 1
1, 9 3 1
1,0
100 1
5, 36 1
1,2
l,4
100 1
100 1
100 /
о
1
1, 3 8 1
9, 1
91
,
9,1
1
77
,
1
7,
1
7
7, 7
3, 14 1
2, 2.s /
9,1
1
7, 7
7
5
91
,
1
77
,
1
s, 1 .s/
3, 84 1
1
.s, s2 \
9, 1
9,1
4,0
2,9 7 1 2,55 1
1
1
4, 35
1 1,7 9 1
7,7
1
1
1, 7
о
1
0,95 1
I
о
0,57 1
_
25
4, 0
1
1
23
1 4,35
5,9
9,1
2,6
5 ,3
1
77
,
4,92 1
0,7
0,8
9,1
1 9
1
7, 92 1
1. 3,62 1
100 1
5, 15 1
9, 1
1
4,35
о,:п 1 4,3 5
1
4,35
0,55 1 4,35
0,94 1
0, 83 1
2,06 1
1,85 1 4,35
4, 35
77
,
1,5 8 1 1,42 1
7,7
2,4 12,141 4,35
4,35
4,0
4,0
4,0
4,0
4,0
4,0
4,0
4,0
4,0
301
Из табл. 9.1 видно, что рассма триваемый способ регулирова ния
;\юЖет быть успешно использован на практике без заметного ухудшения
регу
параметров выходного напря жения. Последо вательное включение
о чую
б
а
р
еличить
в
у
читеJiьно
а
зн
во
з
ет
о
я
п
JJ
л я тора в цепи пит ания
ть габариты LС-фильтра
уменьши
и
а
элемент
о
ющеr
регуJiиру
оту
т
час
без существенного уменьшения к. п. д. преобразователя .. ; 0---1-+----1-+-3. По лучение выходного
синусоидального напря жения
ип
су:-.1:-шрованием прямо уго льных напряжений разJiичных
п
и,
и3
час тот.
7Рп Tp
J
то
ч
Эrо достигае т ся тем,
инверто р напря жения основ-_-_-_--_�# /
Тр�,
ной час тоты н а стороне перепояется
соедин
а
ок
т
о
г
о
менн
а)
се11едовательно с инверторами,
работающими на частотах 3f, Ивых1
u
5/ и т. д. и имеющими соответi
г,7
�
d � _"d
а1
ствую щую фазу и амплитуду
"
к,
а
т
жения,
я
выходног о напр
и.
_
_1
1
чтобы результирующее напря- и
жение было близко к сину0
�� .,
соидальному (рис. 9.21):
Вых г �гпJ��
----е
оидального выходного напряжения с по
Рис. 9. \9. Схема получения синус
мощью двух трехфазных мостовых инверторов
и
со
= 2Иd '\1 1 {7 [ l _ (- l )q] +
15л ."- q
Q=I
+ 4sini q(6 sin Toq cos¾'q +
+5siп�-q)}siпgtt.
Рис. 9.20. Временньrе диаграммы выходных напряжений
инверторов и напряжения на нагрузке
(9.41)
U
а
н
1
1
1
1
!!JJ..1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1
1 11
1 11
1 11
1 1I
1 1 1
1 : :
1' 1
11 1
11 1
11 1
11 1
i
r
1
!==filrh
,i N9-=i-AЦ=i
ВыхзL.
№i
1 :,
1
1 11
1
1
1
1
1
1
1
1
1
:
i :
:
I
I
t}
:
1
о t--'-J...J_-'-J.......J"--11--+-Н--++-i�+-I I
\ 1
1
i}
В табл. 9.2 приведены от
но шения амплитуд высших Рис. 9.21. Схема однофазного преобразова
гармоник к амплитуде перво й теля (а) и форма выходного напряжения при
гармоники (в про цен тах) для суммировании прямоугольных напряжений
различных частот (б)
рассматриваемой схемы и
однофазной мо стовой схемы.
Из табл. 9.2 видно что при векторном способе синтезирования выход
ного напряжения можно значительно уменьшить содержание гармоник
низкого порядка . Если до бавить в схеме еще один инверт ор, работающий на ча стоте 7/ и имею щий амплитуду напряжения И/, то в выхо дном
напряжении исчезнут гармоники 3, 5, 7, 9, 15, 21 и т . д.
Отсюда можно сделать вывод о том, ч то число исключенных гармо
ник зависит от числа последовательно включенных инверторов. Однако
установленная мощнос ть т акого преобразователя получается большой
и возникает необходимость в создании синхронной работы инверторов .
303
Табл и u а 9.2
Гармонический· состав выходноrо напряжения однофазных инверторов,
представленных на рис. 8.5, а и 9.21, а
Схемы инвертора
Схема рис. 8.5, а
l·
1
1
1
i
Номер гармоники
3
1
5
1
1
7
9
1
11
J 1,З
i 15
Этот способ дает возможность исключить две гармоники (напррмер,
3-ю и 5-ю, 5-ю и 7-ю).
Выходное напряжение
(9.42 )
17 i 19 1 21
001 33,3 \20,01 1 4,3 l ll, 1 19, 1 1 7, 7 1 б, 7 \ 5,9 \ 5,3 14,8б
Схема рис. 9.21, а 1 1 001 О I О 1 1 4,3 1 О 19,l\ 7, 7 \б,7 15,9 15,3 1 О
При векторном способе синтезирования выходного напряжения
имеется возможность работы преобразователя при изменении частоты
в широких пределах, а также возможность регулирования выходного
напряжения без существенного изменения гармонического состава
выходного напряжения.
Для исключения 3-й и 5-й гармоник необходимо ' чтобы выполнялись условия а1 = 23,62°, а а.2
33,30 ° .
Для исключения 5-й и 7-й гармоник необходимо, чтобы выполня-.
лись условия а1 = 16,25°, а а2
22,07° .
В табл. 9.3 приведены отношения амплитуд высших гармоник
к амплитуде первой rарманики (в процентах) для рассматриваемого
способа улучшения кривой выходного напряжения.
Таблиц а 9.3
Отношения амплитуд высших гармоник к амплитуде первой гармоники
(в процентах) при широтно-импулъсной модуляции
прямоугольного напряжения
Широтно-импульсная модуляция прямоуголыiого
выходного напряжения
Снизить содержание высших гармоник в выходном напряжении
инвертора можно путем использования импульсной модуляции прямо
угольного напряжения [20]. Точность отображения синусоидального
Ин
211:
о r--1-+--.ь�,----н-1=1+---+з=-=r=-, --t-t-г-,,.
T
"Т
зsо· - rx2
360�
Номер r·армоники
5
,
83 9
о
о
11
24,8
Рис. 9.22. Возможные формы выходного напряжения
с шнротно-и�шульсной модуляцией прямоугольного
напряжения однофазного мостового инвертора
сигнала зависит от вида модуляции, а также от того: одно-или
полярной яв;1яется модуляция.
•
..
В однофазном мостовом инверторе rармоничес15ии состав выходного·
напряжения можно улучщить путем двухполярнои ШИМ (рис. 9.22, а).·
304
3
0,б
Из сравнения табл. 9.3 и табл. 9.2 видно, что гармоники от 7-й
и выше имеют большую амплитуду, чем при прямоугольной форме
волны, однако высокая частота этих гармоник позволяет легко отфиль
тровать их.
Регулирование выходного напряжения можно осуществить, соеди
няя выходы двух инверторов последовательно, а импульсы управления
сдвигая относите.�ьно друг друга на угол в. При этом амплитуда выход
ного напряжения выражается как
U
= 4Ud l -2 cos q (23,62°) +2 cos q (33,30")
(9.43)
::Г·
н(q)m
Л r
J COS qб
q
Для первой_ гармоники получаем
Инщm = n (0,839] COS
б)
40,8
½.
(9.44)
На рис. 9.22, 6 показан способ формирования кривой
напряжения из однополярных импульсов, длительностьвыходного
которых
изменяется по синусоидальному закону.
Достоинством ШИМ является простота схемы
о каскада
инвертора (не требуется увеличения установленной силовог
мощност
и элемен
тов) и получение низких частот, включая нулевую.
К: недостаткам ШИ.М следует отнести сложнос
преобразователя и высокую частоту переключенийть цепей управления
зисторов, в результате чего снижаются энергетитиристоров и тран
ческие показатели
nреобра:ювателf{.
ГЛАВА 10
СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ
Система управления преобразовательного устройства предназна
чена для генерирования и формирования импульсов управления опре
деленной длительности и формы, распределения их по соответству
ющим фазам и изменения момента подачи этих импульсов на управля
ющие электроды вентилей преобразователя.
В преобразовательных устройствах находят применение полностью
управляемые вентили (транзисторы, зг.пираемые тиристоры) и непол
ностью управляемые вентили (тиратроны, экситроны, игнитроны,
тиристоры).
Неполностью управляемые вентили обладают так называемыми
тиратронными свойствами, т. е. не проводят ток при обратном напря
жении, а при прямом напряжении проводят ток только с подачей на
управляющий электрод необходимого для открывания вентиля сигнала.
При открывании вентиля управляющий сигнал не оказывает влияния
на состояние вентиля, и вентиль выключается только тогда, когда
его анодный ток становится равным нулю. Таким образом, в случае
применения вентиJ1ей с «тиратронными» свойствами действие управля
ющего эJrектрода сводится только к управлению моментом открывания
вентиля.
Указанные свойства управляемых вентиJ1ей используются для пре
образования переменного тока в регулируемый по величине постоянный
ток (выпрямители) и обратно (инверторы).
Зависимость необходимого для открывания вентиля потенциала
на управляюще'vl электроде от величины анодного напряжения, при- ,
ложенного к вентилю в проводящем направлении, называется пуско
вой характеристикой. В зависимости от многих факторов (влияние
температуры, технологический разброс параметров и т. д.) эта характе
ристика смещается, образуя область управляющего напряжения или "
пусковую зону. На рис. 10.1 показан примерный вид пусковых зон
для: а) тиратронов, б) экситронов, в) игнитронов, r) тиристоров.
Если пусковая зона прибора находится целиком в области поло•
жительных значений управляющего напряжения (игнитроны, тирис�
'торы), то для надежного запирания вентиля достаточен нулевой потен•
циал на управляющем электроде относительно катода (рис. 10.1, в, г).
Для тиратронов и экситронов пусковая зона охватывает и область
отрицательных значений управляющего напряжения (рис. 10.1, а, б).
В этих случаях для запирания вентиля при наличии анодного напря·
жения на управляющий электрод (сетку) необходимо подать отрица-.
тельное напряжение относительно катода U3 , абсолютная величина
которого должна быть заведомо бодьше максимально воз:-.южноГО:
отрицательного напряжения пусковой зоны.
306
По пусковой характеристике и кривой анодного напряжения можно
построить кривую зажигания, т. е. зависимость критического потен
циала от времени или фазового угла: (например, для тиратрона, экси
трона) (рис. 10.2, 6).
-ф· � -ф j
1� Jl''L
·U
y
D
а)
�Uy .. а
б)
а
8)
Uy
а
Uy
г)
Рис. 10.1. Пусковые зоны для:
а - тиратронов; б - экситронов; в - игнитронов; г - ти"
ристоров
В силу разброса пусковых характеристик следует иметь в виду
не линию, а область критических потенциалов. Для поJ1учения чет
кого отпирания необходимо, чтобы кривая управляющего напряжения
Иу на участках пересечения с областью екр имела возможно
большую
Б)
Рис. 10.2. Область критических потенциалов (б) для ти
ратронного выпрямителя (а)
крутизну. Угол а, соответствующий моменту отпирания
отсчитанныи·
от момента появления положительного напряжения на
аноде называют
у глом отпирания вентю1я, или углом
регулирования вентильного
прео6разователя.
307
.i
j
Различают несколько методов управления углом отпирания венти•
лей:
1) с помощью изменяемого по величине постоянного напряжения,
подаваемого на управляющий эдектрод;
2) с помощью изменения ампдитуды синусоидального напряжения,
подаваемого на управляющий эJ1ектрод;
3) с помощью смешанного регулирования синусоидальным и посто
янным напряжениями;
4) с помощью синусоидаль ного напряжен ия, фаза которого изменяется фазореrулятором;
5) импульсно-фа зовый.
Первые четыре способа применяются крайне редко вследствие ог ра
ниченного диа пазон а регулирования, нечеткости моментов отпира ния
вентилей, большой инерционности. В настоящее время ·наибольшее
распространение находит импульсно-фазовый метод управления, заклю
чающийся в том, что на управляющий электрод ка ждого управляемого
вентиля, входящего в вентильный преобразователь, периодически
с частотой питающего а нодного .напряжения (для выпрямителя)
подаются электрические импульсы, бла годаря чему в эти моменты
времени происходит отпирание вентилей.
Четкость момента отпирания достигается за счет того, что управ
ляющий импульс имеет высокую крутизну. Кроме того, управляющий
импульс может сдвиг аться по фазе относите.1ьно анодного напряжения,
подаваемого на вентиль.
§ 10.1. ТРЕБОВАНИЯ, ПРЕДЪЯВЛЯЕМЫЕ К СИСТЕМАМ УПРАВЛЕНИЯ
Требования, предъявляемые к системам упра вления вентильного
преобразова теля, определяются типом вентиля, примененного в пр�
образователе, режимом работы преобразователя (выпрямительн ыи,
инверторный, реверсивный, нереверсивный) и видом н агрузки, на
которую работает преобразователь.
Основными требованиями являются следующие:
1. Упра вляющий импульс должен иметь достаточную для надежного
отпирания вентиля амплитуду напряжения и тока (для тиратронов
40 + 150 в, 1 + 10 ма; для экситронов 250 + 350 в, 50 + 100 ма;
для игнитронов 500 + 800 в, 10 + 20 а; для тиристоров 10 + 20 в,
20 + 2000 ма).
2. Крутизна управдяющих импульсов. В полупроводниковых
системах управления крутизна переднего фронта импульса должн�·
выбираться равной 150 + 200 в и более на l электрическии
гра дус.
3. Широкий диапа зон регулирования, который определяется типом
преобразователя, режимом его работы и характером нагрузки. Напри- i
мер, для регулирования выходного напряжения трехфазного мосто· :
вого выпрямителя (см. гл. 5), ра бdтающего на активную _нагрузку,
в пределах от нуля до ма ксимального значения требуется изменение
угла регулирования от О до 120 ° . При работе н а индуктивную нагрузку
диапазон угла регулирования равен 90 ° . Если преобразователь должен
308
работать в инверторном режиме, то диапазон изменения угла регули
ров ания возрастает примерно до 170 °.
4. Симметрия импульсов управления по фазам. В резу.'lьтате
несимметрин импульсов управления вентили многофазного преобразо
вателя проводят ток разное время, в результате чего форма кривых
анодных токов и средние значения этих токов ста новятся неодина
ковыми. В кривых выпрямленного и инвертируемого напряжений
и токов появляется переменная составляющая, частота которой меньше
частоты основной гармон ики в m2 раз, что вызыва ет увеличение индук
тивности сгла живающего дросселя, а следовательно, его габаритов
и веса. Кроме того, неравенство средних значений токов вентилей
обусловливает появление в магнитной системе трансформатора вен •
тильноrо преобразователя нескомпенсированных намагничивающих
сил, что может вызвать увеличение мощности трансформатора (см.
§ 4. 1).
5. Длительность управляющег о импульса . Исходя из особенностей
ра боты сетки ионных вентилей желательно иметь управляющий сигнал
прямоугольной формы длительностью, равной времени протекания
2:rt
анодного тока вентиля, т. е. .
т2
Это связано с тем, - что при отрицательном н апряжении на сетке
относительно катода (в случае короткого управ.r�яющего сигнала) и
положительном анодном напряжении в цепи сетки протекает значи
тельный ионный ток, вызываемый зарядами пла змы. При этом сетка
подвергается ионной бомбардировке, что способствует ее распылению
и выходу вентиля из строя.
2:rt
Если управляющий сигнал имеет длительность больше т2 , то
увеличивается вероятность обратных зажиганий так как при этом
потенциал анода становится ниже потенциала с�ки.
Для тиристоров также может быть использова н импvльс длител
ь�
ностью
• Однако д.'!я уменьшения мощно
сти,
т
выделя
ющейс
я в управ, 2
ляющ�м р-п-переходе и мощи.ости системы управления, целесообразно
иметь возможно бо.т:rее узкии управляющий импульс.
Длите
это.:о импульса должна быть такой, чтобы за время его действ льность
ия анод
ныи ток тиристора достиг значения, превыша ющего
ток удержания,
иначе нормальная работа вентиль ного преобр
азователя окажется
вообще невозможной.
На пример, схема выпрямителя с уравнительным реактором может
работа ть как шестифазная и как трехфазная
(см. § 4.2). Поэтому дли
тельность управляющего импульса долж
°
один и тот же управляющий электрод на быть больше 30 или на
импульса, сдвинутые по фазе на 30 °, что должны быть поданы два
чивает работу выпря
мителя в трехфазном и шестифа зном р обеспе
ежимах.
В свя зи с тем, что в трехфазной мостовой схеме моменты
включен ил
вентилей катодной и анодной групп сдвинуты во времени на
одну
естую часть периода питающего напря
�ого
жения
4.1), пуск вентиль•
преобразователя и ра бота его в области (см.§
прерывистых токов, где
309
вентильный преобразователь включается как бы впервые (на нулевой
или при длительности управляющего
ток цепи нагрузки), возможны
импульса бодьше 60° , или при подаче на управляющий электрод
последовательно через 60° двух узких импульсов.
6. Быстродействие системы. Система управления не должна влиять
на быстродействие регулируемого вентильного преобразователя. Мини
мальное время реакции системы на управляющее воздействие должно
составлять в некоторых случаях тысячные доли секунды.
Импу.чьсно-фазовые системы управления могут быть разбиты
на следующие группы:
а) электромеханические (в настоящее время не применяются, поэ
тому их рассматривать не будем); б) электромагнитные, используемые
в основном для тиратронов; в) электронные, применяемые главным
образом для тиристоров.
§ 10,2. ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫЕ СИСТЕМЫ ИМПУЛЬСНО-ФАЗОВОГО УПРАВЛЕНИЯ
Системы с пик-трансформаторами и пик-генераторами
Принцип действия электромагнитных устройств, формирующих
импульсы, основан на явлении насыщения ферромагнитных матери•
алов. На рис. 10.3 показана
схема (а) и временнь1е диаграм
мы (6), характеризующие работу
пик-трансформатора.
В пик-трансформаторе стер
жень, на котором расположена
вторичная обмотка, выполняется
из материала с резко выраженным насыщением и имеет малое
а)
чения импульса нужной длительности приходится соединять последо
вательно несколько пик-трансформаторов со сдвинутыми относительно
друг друга пиками. Такое устройство называется пик-генератором.°
Этот многообмоточный аппарат, создающий пик шириной до 120
с крутым фронтом, собирается из шести пик-трансформаторов, снабжен
обмотками каждый.
ных двумя первичными и четырьмя вторичными
°
В течение периода импульс шириной 30 иидуктируется во вторичной
обмотке того пик-трансформатора, в котором поток проходит через нуль.
Последовательное включение вторичных обмоток разных° пик-транс
форматоров обеспечивает импульс °шириной 60, 90 или 120 .
Для поJrучения импульса в 120 включают последовательно четыре
обмотки (рис. 10.4).
Системы с пик-дросселями
Принципиальная схема получения импульса с помощью пик-дрос
се.rш и временные диаграммы показаны на рис. 10.5.
Пик-дроссель ПД, сердечник которого изготовляется из материала
с высокой магнитной проницаемостью и резко выраженным коленом
ЦL
в)
Б)
Рис. 10.3. Пик-трансформатор (а) и
его временные диаграммы (б)
Рис.
120
°
150
°
10.4. Управляющий им
пульс пик-генератора
поперечное сечение по сравнению с основным сердечником, выполнен
ным из обычной электротехнической стали.
При подаче на первичную обмотку пик-трансформатора сннусои·
дального напряжения u1 с его вторичной обмотки можно снимать напря
жение в виде импульсов е2 •
Пик-трансформаторы дают относительно узкие импульсы вторичного.
напряжения (30 + 40 электрических градусов), поэтому для полу310
б}
Рис. l0.5. Получение управляющего импульса с по
мощью пик-дросселя:
а - схема: б - крива я намагничивания сердечника; в - форм
ма управJiяющеrо имnульса
кривой намагничивания (рис. 10.5, 6) включается последовательно
с активным сопротивлением на синусоидальное напряжение. Пока
дроссель не насыщен, поток в нем изменяется, в результате возникает
э. д. с., которая уравновешивает напряжение питания. В цепи проте
кает незначительный ток намагничивания, поэтому напряжение на
активном сопротиваении близко к ну.Тiю, т. е.
Um sin tt
-w dФ
d{
dB
- wwS t}'
d
(10. 1)
31!
В момент насыщения сердечника дросселя цепь приобретает актив·
ный характер, и ток возрастает до величины, определяемой напряже
нием сети и сопротивлением нагрузки. Напряжение сети уравнове
шивается теперь падением напряжения на активном сопротивлении,
которое испо,1ьзуется в качестве отпирающего импульса (рис. 10,5. в).
Импульс создается как в положитеJJьном, так и в отрицательном полу
периодах, что используется в шестифазных схемах с нулевым выводом.
В некоторых случаях необходимо формировать _лишь один
отпирающий импульс. При этом формирующую ячеику це�есо
образно выполнять по схеме, изображеннои на
рис. 10.6.
При использовании в схеме формирующей
пд
ячейки полупроводниковых вентилей с очень
в
малым обратным током необходимо шунтиро
и
вать их сопротив.11ением, так как в противном
случае длительность импульса теоретически
приближается к полупериоду синусоиды, и кру
Рис. 10.б. Схема пик- тизна его резко падает. Это явление объясняется
дросселя с вентилем тем, что при малом обратном токе • вентиля
пик-дроссель во время отрРщательнои полу
волны напряжения не размагничивается или размаrничивае�ся час
тично, поэтому работа происходит на частичных циклах кривои намаг
ничивания. Кратность изыенения индуктивности пик-дросселя умень
шается, и в связи с этим уменьшается крутизна отпирающего
импульса. Крутизна переднего фронта импульса определяется также
качеством сердечника.
Параметры дросселя можно определить, проинтегрировав уравне
ние (l 0.1) с учетом того, что за время (л - т) магнитная индукция в сер- :
дечнике изменяется от -В. до +в.:
Ит (I +соsт)
\ wS \
2roB 5
-
Фазосдвигающие устройства
Изменение фазы напряжения, подаваемого° на сетку ионного
тиля, в ограниченном диапазоне (порядка 40 ) можно получить,
маrничивая постоянным током пик-трансформатор или пик-дроссель.
Уменьшение yr.rra регулирования связано с тем, что индукция в сер·
дечнике в этом сл учае будет изменяться от индукции подмаrничивания 1
В0 до индукции насыщения В5 , а следовательно, угол т будет увели·
чиваться.
•
В электромагнитных системах управления фазосдвигающее устрои
ство, как правило, одновременно является источником питания гене-,
ратора импульсов.
Индукционные и мостовые фазорегуJiяторы
В электромагнитных системах импульсно-фазового управления
широко применяются индукционные и мостовые фазосмещатели (фазо-,
регуляторы).
312
Индукционный фазореrулятор представляет собой заторможенный
асинхронный двигатель с фазным ротором. Сдвиг э. д. с., наводимых
в статоре и роторе вращающимся магнитным полем, зависит здесь
от yrJJoвoro сдвига статорной и роторной обмоток. Поворачивая ротор
(при помощи червячной передачи) по отношению к статору, осущест
вляют смещение напряжения на выходе по отношению к входному
напряжению.
Достоинством индукционного фазорегулятора является то, что он
обеспечивает любой угол в пределах 180 и более градусов, а также
дает возможность получать необходимые мощности управления вплоть
до самых больших. Недостатком индукционного фазорегулятора
ямяется ограниченная скорость действия в силу большой инерции
подвижных частей.
L:J
/12
I
R�
Б)
Iz w c
U2
RI2
1
t2]
'Р
8)
Рис. 10,7. Схемы мостовых фазорегуляторов (а, б, в) и векторная диаrрам•
ма (г) схемы (а) в режиме холостого хода
В системах управления широко используются мостовые фазо
регуляторы, Они выполняются преимущественно двух типов: активно
емкостные и активно-индуктивные (рис. 10.7).
В приведенных мостовых схемах в качестве регулируемого плеча
могут применяться активное сопротивление, конденсатор или дроссмь,
подмаrничиваемый током управления. При изменении величины сопро
тивления R. в схеме рис. IO.7, а изменяется и фаза напряжения иФ ,
поступающего на формирователь импульсов. Угол регулирования
для данной схемы при холостом ходе определяется из векторной диа
граммы рис. l0.7, г:
(10.3)
а= 2 arctg roR.C.
д,1я схем рис. 10.7, б, в угол регулирования при холостом ходе равен
roL
а 2 arctg R.
(l0.4)
Фазорегуляторы, в которых изменение параметров переменного
сопротивJJения достигается механическим путем, не применяются
в системах автоматического регулирования, так как они обладают
большой инерционностью. Это затруднение устраняется в случае
применения вместо активного сопротивления элек:тронных ламп °и
транзисторов. Диапазон изменения фазы составляет около 140 .
Рас ширение диапазона сдвига фазы может быть достигнуто различными
313
схемными решениями. Быстродействие таких фазорегуляторов состав
ляет 0,14 + 0,04 сек, мощность управления равна 60 + 400 вт (для
активно-индуктивных фазореrуляторов). Применение в системе управ.
ления транзисторов резко снижает мощность статического фазорегу
лятора и повышает его быстродействие.
Мостовые фазореrуляторы отличаются надежностью, простотой
испоJшения, возможностью получения большого диапазона изменения
угла регулирования. К их недостаткам следует отнести нестабильность
фазы управляющих импульсов при изменении величины и частоты
питающего напряжения и нагрузки фазосмещающего устройства,
нелинейность фазовой характеристики, невысокое быстродействие·.
Системы с импульсными насыщающимися трансформаторами (рис. 10.8, а)
Импульсный трансформатор ИТ имеет сердечник из материала
. с резко выраженным коленом кривой намагничивания (рис. 10.8, б).
Первичная обмотка ИТ включена последовательно с насыщающимся
дросселем Др1 на синусоида.1ьное на·пряжение. Дроссель Др2 препятДр,
и 3
+
¾
·1'
i
Е
о
µ,
В)
Б}
Рис. IU.8. Импульсный насыщающийся трансформатор:
а - схема соединения;
l
б � кривая
намагничивания
в - временнЬ1е диаrраммы
сердечника;
ствует протеканию переменной составляющей тока в цепи управления
под действием э. д. с., индуктируемой в обмотке Wy,
Принцип работы схемы заключается в следующем. Когда сердеч
ник ИТ насыщен, питающее напряжение прикладывается к дрос
селю Др1•
Перемагничивание сердечника ИТ происходит в моменты времени,
которые ог.ределяются равенством н. с. рабочей и управ,1яющей
обмоток:
314
Хдр
(10.6)
где Хдр - индуктивное сопротивление дросселя Др1•
Угол а (рис. 10.8, в) теоретически может изменяться в пределах
180°. Изменение угла а достигается путем изменения тока управления
iy от максимального положитель
ного до максимального отрицатель
ного значений.
Указанный диапазон изменения
фазы не может быть реализован
из-за уменьшения амплитуды им
пульса при изменении угла а,
а)
так как
(1 о. 7)
di
s
·11
ip (tt) = - Ит cos tt,
Для сохранения постоянства
амплитуды импульса, снимаемого
с выходной обмотки w., необхо
ит
а
Так как промежутки времени, когда сердечник ИТ не насыщен,
невелики, ток в рабочей обмотке практически определяется равенством
димо, чтобы dtр = const.
ин
Данное условие может быть вы
полнено, если импульсный транс
форматор питать током треуголь
ной формы, . что достигается путем
добавления в рабочую цепь схемы
5,
'/
рис. 10.8, а фильтра, состоящего
из дросселя ДрФ и конденсатора СФ Рис. 10.9. Формирователь напряжения
треугольной формы:
(рис. 10.9, а).
:Кривые намагничивания дроссеа - схема: 6 - временные диаграммы
лей ДрФ и Др1 подбираются таким
образом, чтобы форма тока в рабочей цепи искажалась практически
до треугольной. Это позволяет получить диапазон фазового регулиро
вания без изменения амплитуды импульса примерно до 150 °. Диа
пазона изменения фазы 180° получить не удается вследствие того, что
невозможно получить идеально треугольную форму тока (см. пунктир
на рис. 10.9, 6).
Системы с однополупериодными магнитными усилителями
Формирование импульса и его фазовое смещение в магнитных уси
лителях (МУ) можно получить, осуществляя управление МУ либо
на переменном, либо на постоянном токе.
На рис. 10.10, а представлена принципиальная схема однополупери
одноrо МУ, управляемого переменным током. В схему входят: Тр трехобмоточный однофазный трансформатор. Первичная обмотка транс315
форматора Тр питается от источника синусоидального напряжения,
а две вторичные обмотки соответственно питают синусоидалыtым
напряжением рабочую цепь и цепь управления. Маркировка витков
обмоток показана на рисунке. Для удобства анализа будем полагать,
что число витков всех обмоток одинаково; Др - дроссель насыщения.
Сердечник дросселя выполнен из магнитного материала, у которого
форма петли гистерезиса близка к прямоугольной; магнитно связанные
Urp
y
е = едр.у = Ет sin tt.
е
Rн
вторичных обмоток трансформатора, изменяется согласно синусои
дальной функции, представленной на рис. IO. IO, г. Это значит, что
в течение отрицательного полупериода внешнего синусоидального
напряжения в цепи управления протекает только ток намагничивания
дросселя и магнитная индукция в сердечнике дросселя изменяется
по точкам 1, 2, 3, 4, 5, 6, l петли гистерезиса. При этом э. д. с. е щ,. у,
индуктируемая потоком в обмотке W , уравновешивается э. д. с.
обмотки трансформатора:
Р.1/
i.y
а)
в
ф
Изменение потока в сердечнике дросселя, обусловJ1ивающее вели
чину амплитуды ·э. д. с. едр. у будет максимальным, так как оно пропор
ционально изменению магнитной индукции между точками 2 и 3, где
магнитная индукция максимальна (Bmax ) и соответствует режиму
насыщения. Изменение потока в сердечнике дросселя за время отри
цательной по.1Jуволны напряжения пропорционально площади, огра
ниченной кривой напряжения:
:rt
1
- � edtt.
ЛФ=-Ф
2 1 3 6 +Втах 1'
2'7 J' 6' 7' 1,2
е)
н
J' Ц' 5'
J ц 5
-Втах
i,
5)
В)
t'
(10.8)
Wу
О
(10.9)
В течение положительного полупериода внешнего напряжения
пропускает ток вентиль Вр в рабочей цепи. Это также будет ток намаг
ничивания дросселя. В течение положительного полупериода магнитная
индукция сердечника дросселя изменится на величину, определяемую
уровнем точек 5 и 6 кривой намагничивания, т. е. изменение магнитного
потока будет здесь таким же, как и в течение отрицательного полу
периода. Поэтому площадь, ограниченная кривой э. д. с. обмотки
дросселя Wp, должна быть равна площади, ограниченной кривой
э. д. с. обмотки W . В свою очередь эти площади приблизительно
равны площади, ограниченной за полупериод кривой э. д. с. вторичных
обмоток трансформатора е, если не учитывать падения напряжения
на резисторе R н за время положительного полупериода, обусловлен
ного током намагничивания дросселя.
Таким образом, при Ry = О, в рабочей обмотке не формируются
импульсы напряжения с крутым фронтом.
При Ry > О режим работы сердечника дросселя становится несим
метричным. В течение опреде.1Jенных интервалов времени сердечник
насыщается. К началу отрицательного полупериода внешнего напря
ж ения сердечник оказывается насыщенным (точка 1 на рис. IO. 10, 6).
Поэтому в начале этого полупернода едр. у = О и ток в цепи управления
y
Рис. 10.10. Одноnолуnериодный магнитный усилите.%:
схема соединения при управлении на переменном токе;
а
6 - кривая перемагничивания сер,;tечника дросселя насыщения;
в. г. д - временные диаграммы
обмотки дросселя Wp и Wy соответственно входят в рабочую цепь и цепь
управления; Вр , Ву - неуправляемые вентили рабочей цепи и цепи
управления. Вентили Вр и Ву включены таким образом, что если ток
в управляющей цепи протекает в течение отрицательного полvпериода
синусоидальног� напряжения, питающего магнитный усилитель МУ,
то ток в рабочеи цепи протекает в течение положительного полупери
ода; R и и R y - резисторы, входящие в рабочую цепь и цепь управления.
Принцип действия МУ рассмотрим, пренебрегая потерями в транс
форматоре, вентилях, дросселе, а также потоками рассеяния транс
форматора и дросселя.
Вначале рассмотрим режим при Ry = О, полагая, что при этом
магнитный поток сердечника дросселя, обусловленный напряжениями.
316
Ет · ,<>
SlП v·,
"R:
у
(10.10)
где Ет sin tt = е - э. д. с. вторичных обмоток трансфо.рматора.
С момента, соответствующего точке 2' кривой петли гистерезиса,
сердечник выходит из режима насыщения; начинается изменение
317
магнитного потока в сердечнике дросселя, поэтому �- д. с. транс�ор
матора в цепи управления уравновешивается суммои напряжении:
(10.11)
Так как петля гистерезиса близка по форме к прямоугольной, ток
в цепи управления по ве.1ичине будет почти неизменным и равным
· -"
Ет SlП
(10.12)
fy = R у • Uz,
,1
где '1'}2 - временной угол, соответствующий точке 2'.
Поэтому э. д. с. едр у на графике выразится частью синусоиды,
отсеченной горизонтальной линией, представляющей функцию R y fy
между точками 2' и З' (рис. 10. 10, в). Таким образом, площа�ь, ограни
ченная кривой э. д. с. едр. у в случае Ry > О будет меньшеи, чем при
Ry = О. Поэтому для рассматриваемого случая изменение магнит
ного потока ЛФ в сердечнике дросселя также будет меньше. Это при
водит к тому, что изменение магнитной индукции при выходе с7рдеч
ника дросселя из режима насыщения, соответствующ�го точке 2 кри
вой петли гистерезиса, должно быть меньшим. По этои причине режи;-1
изменения магнитной индукции закончится не в точке 3, а в точке З ,
которая соответствует меньшему изменению магнитной индукции.
С точки 3' опять наступает режим насыщения сердечника дросселя,
поэтому ток в цепи управ�ения начнет изменяться по синусоидаль
ному закону (участок 3, 4 на рис. 10.IО,_д).
В точке 4' заканчивается отрицательным полупериод синусоидаль
ного напряжения и наступает положительный полупериод. С этого
момента начинает пропускать ток вентиJJь Вр, но !ак как сердечник
дросселя насыщен, э. д. с. едр. Р = О, и ток в рабочеи цепи
. Ет . -"
(10.13)
u.
lp =
Rн Sl!J
В точке 5' заканчивается режим насыщения. Ток в рабочей цепи
к этому времени возрастает незначительно и по величине становится
почти неизменным и равным
f p =�:sin'l'}5 ,
(10.14)
где tt,5 - временном угол между точками 4' и 5'.
,
,
В течение интервала времени, определяемого точками 5 и 6 ,
суммой
ивается
уравновеш
цепи
э. д. с. трансформатора в рабочей
двух напряжений:
(10.15)
Изменение магнитного потока дросселя в этом инуерваре должно
быть таким же, как и в интервале между точками 2 и 3 . Поэтому
площадь, ограниченная кривой э. д. с. едр. р в интерва.�е между точ
ограниченном кривои едр. у
ками 5' и б' должна равняться площади,
3'
•
и
2
точками
между
в интервале
'
318
1
Так как R y ly > R,Jp , площадь, ограниченная кривой э. д. с. едр. Р
на участке 5', б', имеет форму, представленную на рис. l 0.10, в. Этот
режим длительностью а называют режимом возбуждения.
С точки б' снова наступает режим насыщения. Ток в рабочей
цепи резко возрастает, и на резисторе R п формируется импульс
напряжения с крутым фронтом. Режим насыщения длится до конца
положительного периода (точка 8' или !'), затем процессы повто•
ряются.
Длительность режима возбуждения а, а следовательно, и фаза им
пульса напряжения на резисторе Rи, могут изменяться за счет из�'ене
ния величины сопротивления в цепи управления Ry, Вместо рези(тора
можно ввести источник э. д. с., включенный встречно направлению
тока.
Так как импульс напряжения на резисторе можно формировать
в течение одного полупериода, магнитный усилитель получил название
однополупериодного.
Однополупериодный магнитный усилите,1ь можно выполнить с
управлением на постоянном токе. В этом случае цепь управ.11ения,
в которую входит лишь обмотка wy дросселя насыщения, питается
от источника постоянного напряжения. Рабочая цепь остается неизмен
ной, как и в случае управления на переменном токе.
Недостатком системы с однополупериодным МУ является относи
тельно небоJJьшой диапазон регулирования (порядка 110°) и умень
шение ДJIИтельности импульса при увеличении угла регулирования.
Поэтому эту систему целесообразно применять при неглубоком регули
ровании (до 60 °), когда д.11ите,1Ьность импу,1ьса оказывается достаточ
ной.
§ 10.З. ЭЛЕКТРОННЫЕ СИСТЕМЫ ИМПУЛЬСНО-ФАЗОВОГО УПРАВЛЕНИЯ
В настоящее время все более широкое применение находят электрон
ные (полупроводниковые) системы управ.�ения вентильными преобра
зователями, так как они обладают рядом преимуществ перед электро
магнитными системами (высокое быстродействие, надежность, малая
потребляемая мощность, малые габариты и вес и др.).
В зависимости от того, как вырабатываются управляющие импульсы
для каждого вентиля преобразователя - одним блоком или отдельными
блоками, - системы управления подразделяются на одно- и много
канальные; в зависимости от способа изменения фазы управляющего
импульса системы управления подразде.11яются . на горизонтальные,
вертикальные, дискретные и цифровые.
Горизонтальный метод управления
При горизонтальном методе управления формирование управля
ющего импульса осуществляется в момент перехода синусоидального
напряжения через нуль, а изменение его фазы обеспечивается изме
нением фазы синусоида,1ьного напряжения, т. е. смещением его по гори
зонтаJ1И.
319
,1
одного канала много
На рис. 10. l l, а приведена структурная схемагориз
онтальный метод
ей
ьзующ
испол
,
ления
канальной системы управ
следующем.
в
я
чаетс
заклю
управления. Принuип работы схемы
синусоидальное
ет
выда
Н
ГП
ия·
яжен
напр
о
енног
перем
Генератор
соотношении с
ом
фазов
ом
еленн
опред
в
напряжение, находящееся
ем вентиля
жени
напря
анодным
данного канала (рис. 10.11, 6).
Обычно при m2 > 3 в качестве пе
ременного напряжения берется на
в
пряжение соответствующей фазы
сети (для трехфазной° мостовой схе
мы сдвинутое на 90 относительно
анодного напряжения вентиля).
С выхода мостового фазовраща
тельноrо устройства МФУ сдвину
тое по фазе напряжение поступает
иа формирователь импульсов ФИ,
где в момент перехода синусоиды
через нуль формируется импульс
управ,1ения, который затем усили
вается усилителем мощности УМ.
Угол сдвига фаз регулируется из
менением напряжения задатчика И,.
Г П Н и МФУ образуют фазорегу
лирующее устройство ФРУ.
Горизонтальный метод управле•
ния не нашел широкого распро
Рис. !О.11. Структурная схема rори
странения, так как мостовые фазо
аонтальной системы управления (а) и вращатели критичны к форме и
:u.иаrрамма, поясняющая ее работу (6)
частоте подаваемого напряжения, .
мого активного сопротивления
ируе
регул
тве
а использование в качес
етрии формируемых им
ю
транзисторов приводит к нарушени симм устранен, если при
быть
т
може
таток
недос
й
пульсов. Последни
(транзистор) для всех
менять общее регулируемое сопротив.1ение
каналов.
Вертикальный метод управления
ирование управляющего
При вертикальном _методе управления форм
я на нелинейном эле
нени
срав
те
импульса производится в результа
пилообразного, тре
ого,
альн
соид
(сину
го
енно
перем
менте величин
эти напряжения
когда
нт,
моме
В
ий.
яжен
угольного) и постоянного напр
ит формиро
сход
прои
к,
зна
становятся равными и их разность изменяет
няя вели
изме
,
вать
лиро
регу
о
можн
льса
импу
вание импульса. Фазу
элемента·
ого
нейн
нели
стве
каче
В
чину постоянного напряжения.
р.
зисто
тран
т
обычно применяю
а простейшего устройства,
· На рис. 10.12, а представлена схемпо
вертикальному методу.
формирующего импульсы, построенная
тером. Время вклю·
эмит
м
общи
с
я
ител
усил
о
рног
Это схема транзисто
входного тока, er
я
стани
нара
изны
чения транзистора зависит от крут
320
величины и коэффиuиента усиления транзистора. Для уменьшения
времени включения применяют усилители с положительной обратной
связью или блокинг-rенераторы.
Входное напряжение транзистора Т в простейшем ст ойстве
определяется алгебраической суммой постоянного напряж�нiя и и
переменного напряжения и�. На участке Оа (рис. 10.12' 6) на б1зу
транзистора подается отрицатель'i'
'i'
ный потенциал, поэтому транзистор
Тр �
находится в проводящем состоянии
э. д. с. источника Ек приложен� -!<'--r'-":.'1"-,-,-f"""�Цк нагрузке Rн , выходное напряжение равно нулю.
иы
В точке а входное напряжение
в базовой цепи транзистора меняет +!0"'----'-----4...L--�.,,.
знак, транзистор закрывается.
а)
В результате э. д. с. коллекторной
цепи Ек прикладывается к перехо и
эмиттер. При этом
ду коллектор
та же э. д. с. прикладывается к
дифференцирующей uепочке RC,
в результате на резисторе R появ
ляется импульс напряжения. В точ
ке 6 транзистор открывается, э. д. с.
Ек снимается с дифференцирующей
uепочки, на резисторе R опять
возникает импульс напряжения.
Так формируются управляющие
имцульсы. Фаза этих импульсов
изменяется при изменении величи
ны постоянного напряжения Uy.
Импульсы, формируемые дан
ным устройством, подаются затем
на усилитель мощности системы
Рис. 10.12. Формироват�ь управляю
управления. Для обеспечения боль щего
импульса по вертикальному ме
шего диапазона регулирования фа
тоду:
зы управляющего импульса в каче- а - схема транзисторного усилителя с обстве переменного напряжения ИС· щим эмиттером; б - времеинЪ1е диаграммы
п ользуют напряжение треугольной
.
.
или пиJюобразной формы• . Одна из схем генератора
с выходным
напряжением треугольнои формы представлена на рис 10 13 а
Т еугольное нап�яжение (рис. 10.13, 6) формируется н� к�нд�н�
сf оре С, ко:орыи заряжается неизменным за подупериод по вели
чи:
ком t, определяемым активно-индуктивной нагрузкой выпрямит:л:�
На рис. 10.14, а представJiена схема ждущего блокинг-генератора
с насыщающимся сердечником, в котором используется метод верти
ка ноrо управления. В момент {to, когда переменное напряжение и .
ст��
с ав !М ПОСТОЯННОМУ напряжению Uy, транзистор начина�
ОТКр��В:� ::· ()�мотка Wo. с осуществляет положительную обратную
~
7
11
И. М. Чижеико
"
321
базового и
связь поэтому происходит лавинообразное нарастание
чивает
обеспе
�ыстрое
тока
ание
колл�кторного токов. Такое нараст
ием
деиств
под
ор
ормат
трансф
ьсный
Импул
стора.
транзи
е
переключени
гене
е
выход
на
и
вается
агничи
перем
,
И
к
напряжения, равного Ек
рматора
рируется импульс напряжения. Во время насыщения трансфо
Rк•
ора
резист
ем
ивлени
сопрот
ся
чивает
ограни
тoii.
коллекторный
В момент 1't 2 транзистор закрывается. Диод В 2 защищает тран-Ек
зистор от перенапряжения при
его выключении.
В связи с тем, что. в си
стеме управления, построен
ной по вертикальному методу,
I
9Тр
~и
_,..._.
fe
L
1,
1
Дискретный и цифровой методы управления
Частота пульсации выпрямленного напряжения выпрямителей
превышает частоту напряжения питающей сети в т2 раз. Необходимую
последовательность управляющих импульсов с данной частотой
можно выработать в автономном импульсном генераторе и затем рас
пределить импульсы по соответствующим вентилям. Это и будет
дискретная система управления (рис. 10.15) [53].
Задающий генератор ЗГ вырабатывает импу.%сы, которые рас
пределяются по фазам вентильного преобразователя ВП с помо
щью распределителя импульсов РИ. При· отсутствии отклонения
выходного напряжения ВП от напряжения заданного на входе уси
л�теля У, нет сигнала рассогласования, и ЗГ вырабатывает импульсы,
частота которых в m2 раз выше частоты питающей сети. Если сигнал
обратной связи отличен от задающего
lf,иФpo8oit кои
напряжения, то усиленный разностный
сигнал воздействует на фазу импуль
сов ЗГ таким образом, что выходное
а)
а)
о
i}
'Ек О
i
о
.,.
Б}
Рис. 10.13. Генератор с выходным
напряжением треугольной формы:
а - схема; б - времеинЬrе диаграммы
Б)
Рис. 10.14. Ждущий блокинг-геиератор
с насыщающимся сердеqником:
а - схема; 6 - временные диаграммы
ния перемен�
формирование импульса происходит в момент сравне
кривои ,
формы
ение
искаж
е
всяко
,
жений
напря
нного
постоя
и
наго
при
будет
ения)
напряж
нного
переме
тора
питающей сети (генера
а требует_
водить к ухудшению работы системы. Кроме того, систем
усилите-.
специальных устройств сравнения, т. е., по сути дела,
кач_,естве
в
ы
систем
работы
ения
у.тi.учш
лей постоянного тока. Для
или
разнои
пило,об
жение
напря
няют
приме
жения
напря
нного
переме
треугольной формы.
методу,
Системы управления, построенные по вертикальному
ение.
примен
ое
широк
т
находя
время
в настоящее
322
Рис. I0.15. Структурная схема дискретной си
стемы управления
Рис. 10.16. Структурная схема
преобразователя код - фаза
напряжение ВП возвращается к заданной величине. Фильтр Ф в цепи
обратнЬй связи служит для сглаживания выходного напряжения ВП
и выделения постоянной составляющей. Роль синхронизатора фазы
управляющих импульсов в дискретной системе управления выполняет
цепь обратной связи.
Если ВП является звеном общей системы автоматического регули
рования, то для обеспечения высокой точности и качества работы
можно перейти от систем с аналоговыми величинами к системам с вели
чинами, представленными ц ифровым кодом.
Цифровая система управ.r1ения вырабатывает в цифровой форме
код фазы управляющих импульсов и преобразует его в фазу импульсов.
Цифровые коды фазы управляющих импульсов хранятся в запоми
нающем устройстве цифровой системы управления ВП, откуда они
поступают на преобразователь цифрового кода фазы. Один из вариантов
такого преобразователя показан на рис. 10.16 [53].
Принцип работы схемы заключается в следующем. Цифровой код
фазы управляющих импульсов, поступающий от запоминающего
устройства, записывается в регистре Р. В момент времени, когда на
аноде сооrветствующего вентиля появляется по,1ожительное анодное
напряжение (а
О), открывается клIQчевая схема К по выходу «пуск»
323
ающие
и счетчик импульсов СИ начинает считать импульсы, впоступ
ке СИ
от генератора эталонной частоты ГЭЧ. Число импульсов всчетчи
ре Р.
регист
цифра
авлена
предст
м
которо
в
коде,
же
считается в том
Р,
ре
регист
в
нным
записа
,
При равенстве числа счетчика с числом
о
ительн
(относ
го
которо
фаза
ьс,
импул
выдает
СС
ения
схема совпад
нному
записа
числу,
ьна
ционал
пропор
момента времени а = О) будет
счет
в регистре Р, а следовательно, и числу импульсов, сосчитанных
КJiЮ
ает
закрыв
СС
ения
совпад
схемы
ьс
чиком СИ. Выходной импул
ащается. При
чевую схему К по входу «стоп», и счет импульсов прекрое
еиие,
этом счетчик импульсов СИ устанавливается в исходн подож
ия.
азован
преобр
и схема готова к следующему циклу
ре
Такой преобразователь код - фаза позволяет записывать в).регист
кодом
м
лельны
(парал
ывно
"
Р текущее значение фазы непрер
�:аидут
Несмотря на сложность цифровых систем управ.r1ения, они и точ
широкое применение в недалеком будущем благодаря высоко
работу
ности и быстродействию, что позволит качественно улучшить
ей.
п
е.
вентильных преобразоват
§ 10.4. СИСТЕМЫ УПРАВЛЕНИЯ АВТОНОМНЫМИ ИНВЕРТ
И ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ ЧАСТОТЫ
зг
J-:;vv1
ОРАМИ
с искус
Работа автономного инвертора и преобразователя частоты ления
управ
ой
систем
ляется
опреде
многом
во
тацией
:
комму
ственной
вентилеи
вырабатывающей управляющие импульсы на включение
с частотой, равной выходной частоте схемы.
BxalJ
Применение того или другого типа задающего генератора зависит
от диапазона изменения выходной частоты и ее стабильности. В насто
ящее время большое распространение получили задающие генераторы
на одиопереходных транзисторах.
Однопереходный транзистор (ОПТ) - это полупроводниковый при
бор с одним р-п-переходом и тремя электродами - эмиттером з базой
61 и базой 62 (рис. 10.18, а). Переход между базами 61 и 62 предс;ав.пяет
собой обычное линейное сопротивление.
Если напряжение и. между эмиттером и базой 61 достигает пикового
значения, определяемого равенством и, max = riu66 , где и66 - напря-
а)
'ф
Рис. 10.18. Задающий генератор 11а однопереходиом тран
зисторе (а), временнь1е диаграммы (б) и эмиттерные характеристики (t1)
.
К тиристорам ин6ертора
Рис. 10.17. Структур11ая схема системы управле•
ния трехфазного мостового инвентора с отсекаю
щими диодами
ого инвертора·.
Рассмотрим типовые системы управления параллельнсхема
системы.
турная
Струк
8.24).
рис.
(см.
и
диодам
и
ющим
с отсека
Ф,
ателя
миро
фо
ЗГ,
тора
генера
щего
J:!,
�
(рис. 10.17) состоит из задаю
У1 ..,.. fe•
распределителя импульсов РИ и выходных усилителем
емои, либо
Задающий генератор выполняется либо с нереrулиру
ьзов
испол
можно
ЗГ
�ть одно-,
с регулируемой частотой. В качестве
много•
ании,
колеб
ьных
оидал
синус
оры
иерат
LС-ге
илн
фазные RCы,
ератор
нг-rен
блоки
,
аторы
ивибр
мульт
фазные RС-генераторы,
евые генера•,
кварц
,
сторах
транзи
ных
ереход
одноп
на
торы
генера
торы.
324
жение между базами 62 и 61 , а ТJ - собственное отношение задержки,
являющееся определенным чис.rюм, то первоначально запертый переход
между эми-пером и базой 61 переключается в состояние с низким дина
мическим сопротивлением (порядка 5 + 20 ом). Поэтому схема
рис. 10.18, а, собранная на ОПТ, работает по существу как релакса
ционный генератор. Конденсатор С заряжается от питающего напря
жения И1 через резистор Rc , а разряжается через нагрузочный
резистор R1, на котором и формируется управляющий импульс
(рис. 10.18, б). При И, = И, min (это равенство опреде.пяется точкой
пересечения линии нагрузки эмиттера со статической эми-перной
Характеристикой, рис. 10.18, в), эмиттер перестает проводить ток,
конденсатор начинает подзаряжаться, и весь процесс повторяется
сначала. Однопереходиый транзистор температурно стабильный. Для
обеспечения точной температурной компенсации используется резис
тор R.2, Выбор величины сопротивления зависит от типа ОПТ ' но его
значение должно быть не меньше 100 ом.
325
1
Частота выходных импульсов f равна Т' где
1
(10.16)
Т =2,ЗRсС lg--'fj
1 -.
U,mэx
О
Обычно С = 0,01 + 0,5 мкф, И1 = (5 + 35) в, 1'J = u66 = , 5 +
+О,75.
Величину Rc выбирают из условия обеспечения генерации импуль
сов. Для этого линия нагрузки должна пересекать эмиттерную харак
теристику в левой, более крутой части, с тем, чтобы выполнялось
неравенство И, mi,1 > И. (рис. 10.18, в). Частоту переключения ОПТ
можно изменять с помощью регулирования величины сопротивле
ния Rc,
Формирователь Ф (см. рис. 10,17) формирует из сннусоидаJ1ьногяо
напряжения ЗГ прямоугольные импупьсы. В качестве формировател
испопьзуются различные типы
уси,1ителей-ограничителей. Если
в качестве ЗГ применяются ге
нераторы прямоугольных им
пульсов, то формирователь отсутствует.
Задающий генератор и фор- _
мирователь, как правипо, пред
ставляют собой одноканальную
систему. Для работы трехфаз
ного мостового инвертора трена
Рllс, 10.19. Распределитель импульсов
буется шесть одинаковых после
трех триггерах
довательностей импульсов, сдви
нутых между собой во времени на угол ;. Поэтому ЗГ_ выраба
го
тывает напряжение с частотой, превышающей частоту выходно
напряжения инвертора в 6 раз.
Распределитель импульсов РИ распределяет поступающие на него•
о
импульсы с частотой 6f по шести каналам, так что на выходе каждог
канала получаем частоту f, а сд�иг по фазе между каналами состав-
з·
ляет
_ В качестве распредеJштеля импульсов используются кольцевые
стор- .
пересчетные схемы, выполненные на триггерах, на феррит-транзи
торах,
транзис
ых
реходн
однопе
на
х,
ных или феррит-диодных ячейка
двух
на динисторах ипи тиристорах, на магнитных элементах, на
двух•.
на
,
вязями
с
стными
но-емко
реостат
с
тактных автогенераторах
.
тактных блокинг-rенераторах и т. п. Принцип деиствия всех пере
ю,
счетных схем одинаков и заключается в том, что они делят входну
частоту в число раз, равное чиспу каналов управления.
Рассмотрим работу распределителя импульсов, состоящего
триггеров 1, II, III (рис. 10.19).
Предположим, что в исходном состоянии (момент времени '6-о)
левые транзисторы (Т1 ) всех триггеров открыты (О), а правые (Т2)сов'
закрыты (З). При подаче на общий вход распределителя импуль
:Jt
326
отрицательного {положительного) импульса от формирователя импуль
сов (иФ) произойдет переброс триггера I из первого состояния во второе,
т. е. транзистор Т1 закроется, а транзистор Т2 откроется. Триггеры
II и III останутся в прежнем состоянии ввиду того, что смещение на
базе транзистора Т2 триггера I оказывается больше по абсолютной
вепичине, чем на других базах закрытых транзисторов триггеров II
и III. Это происходит потому, что база транзистора Т2 триггера I
соединена с коллектором закрытого транзистора Т2 триггера 111,
в то время как базы остальных транзисторов соединены с коллекторами
открытых транзисторов.
После переброса триггера I напряжение на коллекторе транзистора
Т2 упадет практически до нуля, а напряжение на колпекторе Т1 воз
растет до напряжения источника питания. При этом отрицательное
смещение на базе транзистора Т2 триггера II увеличится по абсолютной
величине по сравнению со всеми закрытыми транзисторами. Поэтому
I
о з
з
а
п
о з
а
о
3
(]
о 3
3
о
1'о
ш
иф vVvvVvVVV ,vvvv"
Uд
3
о
а
3 о
D 3
U
-
c
UA =:]
-Ив
·
Uc
1
1
'
1
1
1
1
r::
1
1
i
1
Uв
.
1
•
.,
"
.,
"
.,
1'
Б)
а)
Рис. 10.20. Таблица состояний триггеров распределителя им
пульсов пр11 подаче на его вход отпирающих импульсов (а)
и временные диаграммы напряжений на коллекторах отде,1ьных транзисторов триггеров распредел11теля импульсов (б)
следующий импульс перебросит триггер в противоположное состояние.
На рис. 10.20 приведены таблицы переброса триггеров (а) и времен
нь1е диаграммы напряжений (б) на коллекторах отде.1JЬных транзисторов
триггеров распреде.1ителя импульсов.
Из диаграммы видно, что выходные напряжения Ил, ив, Uc распре
делителя импульсов имеют прямоугольную форму и сдвинуты относи
теJiьно друг друга на 120 элект{Jических градусов, а напряжения -ил,
-ив, -uc сдвинуты по отношению к указанным выше напряжениям
соо тветственно на 180 электрических градусов.
Распределители импульсов с кольцевыми пересчетными схемами
позволяют создать многофазную систему импульсов и четко фиксиро
вать управляющие импульсы во времени.
Многофазную систему импульсов можно получить и при помощи
фазосдвиrающих цепей, в которых используются различные реактив
ные ЭJlементы. Однако в этом случае трудно обеспечить высокую сим
метри_ю управляющ их импульсов, а следовательно, и выходных напря
жении вентильного преобразователя. Кроме того, элементы фазосдви
rающих цепей нуждаются в индив1-щуальной настройке.
327
дное напряжение инвертора регулируется
в случае если выхособом
, в схему управления вводится широтно
широтно-импульсным спо
М).
импульсный моду лятор (ШИ
m1Jp11cmopaм
uнfJepmopa
, .. -,__:,-�- }К Вспомогательным
Рис. 10.21. Структурная схема системы управления одно
фазного мостового инвертора с шнротно-импульсным
регулированием выходного напряжения
На рис. 10.22, а привед ена одна из схем, которая позволяет полу
чить требу емую задержку импульсов управления относительно опор
ных импульсов си нхронизации.
Схема состоит из триггера и каскада временной заде ржки. Каскад
временной задержки содержит времязадающую цепь, состоящую
нз эмитте рного повто рите ля Т3 , накопительного к он денса тора С4,
а так же порогового элемента, в качестве к оторого используется одно
переходный транзистор ОПТ. С приходом запускающ его импульса
триггер изменяет состояние равновесия, и конденса тор С4 начинает
заряжаться коллекторным то ком транзистора Т3 • Если коэффици ент
усиления тра нзистора Т3 достаточно высок и Iк т, � Iа т,, а ес ли такж е
величины обратного тока эмитте рного перехода однопер еходного
транзистора и токов утечки в схеме маль1 и ими мож но прене бр ечь,
то выраж ение для напряж ения на конденса тор е С4 имеет вид
icf
в качестве примера рассмотрим структурную схему системы управ
ления од нофазного мост ов ого инвертора с mиротно-импульсным р егу
лировани ем выходного напряжения (рис. 10.21).
При таком р егулирова нии выходного напряж ения инвер тора
необходимо иметь две системы импульсов управления, сдвинутых
на гол 6; од ну д.11я рабочих тиристоров, а другую·-::- для вспомога
тел[ных. Относительный сдвиг импу льсов управления осуществляется
----------;;-----i�------,-"'fO+Eк
Uc =c4
.i
+ ИначRи9С4
+ Инач,
(10.17)
ic - коллекторный ток транзистора Т3 ;
Инач - начальное напряж ение на конденса тор е С4•
Включение ОПТ произойдет, когда напряжение на конденсатор е
С4 достигнет пикового напряжения Ипик (порог срабатывания):
где
Uc = ипик = ТJUм
н
+ R +ЕкR
R +R ,
бб
10
11
где и66 - межбазовое напряж ени е ;
ТJ - собственное отношение зад ержки ОПТ�
Ек - н апряжение источни ка питания.
Решая уравнения (10.17) и (10.18), можно определить время з ад ерж
ки выходного импульс а относительн о импульса синхронизации :
(1
И
1J
С
+
- нач) R94.
l=\ Uбб Rбб +R1o +R11
Е к R11
U вх
i
,1
'
Б)
на ОПТ (а) н временные
Рис. 10.22. Принципиальная схема ШИМ
у (6)
работ
ее
е
яющи
поясн
,
аммы
диагр
осдвигающе е устройство ..
с помощью ШИМ представляющего собой фаз лнено на управляемых
выпо
ь
т
бы
жет
о
м
Фазосдвигающее 'уст ройство
или магни тными связями
· мультивибраторах с реостатно- емкостными использующи,;' вертикаль:
рах,
о
рат
ене
г
а
н
ШJ. магнит ных уси лителях,
-;,
ения, на многоустоичивых фазо .
вл
упра
д
мето
ый
н
таль
он
риз
го
ный или
блокинг-генераторах, на
импу льсных элемент ах, на управля емых
др.
однопер еходных транзистор ах и
328
(10.18)
(10.19)
На рис. 10.22, б приведены врем еннь1 е диаграммы, поясняющие
работу схемы ШИМ на ОПТ. Преимущества применения данной сх емы
в преобразовательных устройствах заключаются в том, что она позво
ляет получат ь как короткие, так и продолжительные импульсы управ
ления, причем длительност ь импульсов пропо рциональна напряжению
управления.
В случае применения аналогичных схем управления для много
фазных пр еобразовате лей с распределителями импульсов, п остроенными
на кольцевых пересчетных схемах, одновременно с д елени ем час
тоты ЗГ в 6 раз происходит делени е yr/Ia регулирования, что сужает
диапазон изменения уг ла В, например, для т рехфазного мостового
и нвертора, до 60 элект рических градусов.
Чтобы не уменьшался диапазон изменения регулирования, необ
ходимо осущ ест влять фазо вый сдвиг па раметрическим путем с помощью
нели нейных и ли логич еских элементов.
r
ГЛАВА 11
УСТРОЙСТВА ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ РАДИОЭ
АППАРАТУРЫ
ЛЕКТРОННОЙ
ронных устрой ств
Нормальна я работа современных радиоэлект
ания. Источники
пит
о
лектр
э
м
о
чник
о
т
с
и
во многом определяется
иного из них
или
о
тог
р
о
электропитания весьма разнообразны; выбощность таких источников
(м
тью
ос
щн
о
м
й
о
яем
л
определяется потреб
вт), видом
от единиц ватт до 200 + 300
обычно находится в предела х
о устройства, а также усло 
нног
о
тр
элек
о
ради
о
г
о
ем
и характером пита
_виями его эксплуатации.
ры используются сети
Для питания радиоэлектронной аппарату
й частоты, сети посто 
о
нн
выше
о
п
и
й
о
переменного тока промышленн
редственные преобра 
ос
янного тока с различными напряжениями, неп
др.
и
ии
энерг
й
о
зователи световой и теплов
тропитания является
Наиб олее распространенным спосо бом элек
ка.
о
т
о
г
о
выпрямление переменн
тания состоит из транс• В о бщем случае источник электропио фильтра и стабилизащег
иваю
глаж
с
еля,
ямит
форматора, выпр
тора.
аппаратуры должны
Источники электропитания радиоэлектронной
обе спечивать:
без нарушения режима.
1) нормальную работу питаемого устройства
его работы;
стабильный ток
2) заданный посто янный или переменный
жение);
минимальных
3) максимальный к. п. д. и надежность при
тах и весе;
4) длительный срок службы.
тропитания могут при•
В качестве выпрямителя в источнике элек
трехфазного типа при
и
о
азног
дноф
о
меняться схемы выпрямителей
разлинной реакции нагрузки (см. гл. 3.4).
наибольшее распро ·
В маломощных источниках э лектропитания
остным фильтром.
емк
с
и
л
е
стра нение получили однофазные выпрямит
§ 11.1. СХЕМЫ ОДНОФАЗНОГО ПИТАНИSI
С АКТИВНО-ЕМКОСТНОЙ НАГРУЗКОЙ
Однополупериодный выпрямитель
его работы изображен
Схема выпрямителя и временные диаграммы амм произведено б
диагр
нных
време
ение
о
тр
ос
иа рис . 11.1, а, б. П
с учетом потерь в обм
учета индуктивности трансформатора La , но
(г.).
еля
ямит
выпр
ра
о
ат
ках трансформ
330
Рабо та выпрямителя в установившемся режиме ха акте из етс
двумя интервалами - интервалом заряда к о нденсатаР� (О�
• itу1) ия
• {}2 ) • В течение интервала
сатора ({}1 _,_
интервалом разряда конден
· о -,--. {}1 э • д • с. вторичнои• о бмотки трансформатора превышает э
к онденсатора ее, поэтому вентиль пропускает ток и конденсатор· ��:
заряжается, напряжение на конв
денсаторе и равное ему выпрям
ленное напряжение п овышаются
ДО Исо2•
Как только зарядный ток вен
тиля i2 стан�т равным нулю,-насту
пает второи интервал t, 1 + tr2 ,
в течение которого к онденсато р С
а)
разряжается иа нагрузку rd , при
е2 , ud 82
этом е2 < ее,
В течение интервала разряда
выпрямленное напряжение изме
няется по эксп оне.нциальному за
кону:
"'
Ud = Uc = Uсо2 е- (J)er d•
(11.1)
Ф орма кривой ud зависит от
величины постоянной времени цепи
разряда• = Crd . Чем больше ве
личина ., тем более «жесткая» кри
вая ud , а следовательно, тем боль
ше среднее значение выпрямлен
ного напряжения.
li"la
�
Разряд конденсатора прекра
тится в момент {} 2 , когда э. д. с . 82
�.'
ст анет равной э. д. с. ее. При этом
Б)
на конденсаторе будет остаточное
напряжение Ис01 • С этого момента Рис. 1 ! .1. Однофазный одноriолупе
рио.цныи выпрямитель при активноопять начнетс я подзаряд конден
емкостиой нагрузке:
сатора.
а - схема; б - временные диаграммы
Законо мерности изменения на
пряжения Ие = иd и тока i2 в те
чение интервала, когда конденсатор подзаряжается, определяются
из системы уравнений
е2 = Г a i2 + Uc,
_
(11.2)
Uc=Г4l d,
=
i2 ic+ id•
)
Ана.,штические выражения для 12 и Ис при решении системы уравнеиий (! 1.2) получаются громоздкими, п оэтому они мало прнго ны
11ля п
ическоrо использо вания. На практике расчет ведут упр оui'ениым �::;д0м, рассмотренным ниже.
331
При этом ве,'lичина е рассматривается как основной параметр вы
прямите.пей с активно-емкостной нагрузкой. Ее принято называть
уг.пом отсечки. Удвоенное значение уг.па отсечки опреде.пяет время,
в течение которого протекает ток в вентиле при заряде конденсатора.
Однофазный однопо.пупериодный выпрямите.пь при акти�но-емкост•
ной нагрузке имеет такие же недостатки, как и при активнои нагрузке,
поэтому применяется редко.
Однофазный мостовой выпрямитель
В мостовой схеме (рис. 11. 2, а) по.пный цикл заряда конденсатора
происходит за половину периода питающего напряжения. В резу.пьтате
кривая выпрям.пенноrо напряжения по.пучается более сглаженной.
·]1
Ud
о
· Ud
L1 ,
се
.........
y,d
I
d
е2
i2
а)
Ud
J
6)
а
1
1
1
1
t' L\
i}
j
,,а 1 1,
f\
'' п
, .:,�1 /\
�.
(11.3)
=
где е2
Е2т cos {} и ее = Ud
Е2т cos В опреде.пяются согласно рис.
11.2, fJ, а r = ,. + 2rпр •
Ток нагрузки
+в
+е
2
.
1 d = fп � id dft 2л \.) Е2 ( cos ft-cos В) d{} = 2Е;,_т (sш В - В cos 6).
-0
-е
(11.4)
_!:!__в' получим
Подставляя в (l l .4) значение Е2т= cos
\}
(В .
d
ld= 2U (tg 0- 6)= 2Ud А )
nr
nr
tJ.
f\
/\ "
5)
Рис. 1 J .2. Однофазный мостовой выпрямитель при актищю
емкостной нагрузке (ra + О, La = О, С= оо):
а - схема выпрямителя; 6 - :вре.меннЬlе диаграммы; в - вспомо�
rате.льные временнЬlе диаграммы для определения угла отсечки
Применим упрощенную методику анализа, вполне пригодную для
инженерных расчетов, полагая, что величина емкости фильтра беско
нечно.велика. При таком допущении пульсации в выпрямленном напря
жении отстутствуют, напряжение на конденсаторе остается неизмен"'
ным, равным Ud. Такой режим ничем не отличается от режима работы
выпрямителя на противо-э. д. с. (например, зарядка аккумулятора).'
332.
е2-ес
7
4
;
.,
l d = -, -,
e2,Ud
+·t!i.
.,...-
Расчет основных параметров выпрямителя произведем, учитывая
сопротивление '• и сопротивление венти.пей в прямом направлении
fпр, полагая, что L 8 = О.
Временнь1е диаграммы для рассматриваемого режима приведены
на рис. l 1.2, б.
Пульсирующий ток id, подходящий к фильтру, при принятых допу
щениях распределится по пар�лле.пьным ветвям следующим образом:
переменная составляющая проидет через конденсатор, представляющий
бесконечно малое сопротивление для всех гармоник тока, а постоянная
составляющая - через нагрузку rd. Таким образом, ток нагрузки
будет посто�!fным по величине, равным среднему значению пульсирую
щего тока td.
В период заряда конденсатора (-В � {} � + е) ток в вентиле
(l l .5)
Величина А (В ) в (l 1.5) является функцией угла отсечки:
А (е)= tg в - в.
(! 1 .6)
Численное значение функции А (в) может быть определено из
выражения
(1 I. 7)
где величина rd обычно известна, а r выбирается ориентировочно, в зави
симости от мощности трансформатора и типа вентилей выпрямителя.
Таким образом, ориентировочно подсчитав значение функции
А (0), затем по выражению (! 1.6), которое может быть представлено
в виде графика рис. 11.3, а, определяют угол отсечки в.
Все основные электрические параметры схемы могут быть выра
жены как функции угла отсечки, либо ве.пичины А (6). Не давая вы
воды, представим эти функции.
Максимальное значение тока в вентиле
где
(11.8)
cosб)
· B)= n(lF(
sinб-бcosв·
(11.9)
333
Действующее значение тока вторичной обмотки трансформатора
(11. lО)
где
- V n 10 (1 +o.s cos 2в)-о,1s sin 2eJ ·
D {В )=
sin е - в cos е
(ll.ll)
Действующее значение э. д. с. вторичной обмотки
где
V2
(11.13)
В (В)= 2 cos в·
Функции F (6), D (6) и В (6) представлены графически на рис.
11.3, 6, 8.
Полная мощность вторичной обмотки трансформатора
2
в (6)D (6) Pd. (11.14)
S2= E2l2= � UdldB (B)D (0)=
v:-
°
Мощность S2 максимальна при е = 37 , поэтому с ледует выби°
угла "v = 35" + 45 ,
значении
при
выпрямителя
работы
режим
рать
что соответствует А (6) = 0,1 +0,2 .
Полная мощность вторичной обмотки и типовая мощность трансфор•
матора равны друг другу.
Коэффициент пудьсаций выпрямленного напряжения
гармонике при конечном, но достаточно большом значении
конденсатора
Н (В)
r (ом) С (.11кф)'
где
2,106 cos6sinmпB-m 0 cosmп 6sinB
н
'
(В )= m ощ •
(тп -1) cos6
п
представден графически н� рис. 11.�, г при различной кратности пуль
саций т0 (для однофазнои мостовои схемы тп = 2).
Выражение (11.15) позволяет также по заданному коэффициенту
пульсаций Кп(l) определить необходимую величину емкости конден-.
сатора.
Внешняя характеристика выпрямитедя определяется уравнениями:
(ll.17)
Ua=E2m cos6,
2 2
/ d = Е т (sin 6 - 6 COS 6).
:nr
В относитедьных единицах это будет функция
cos е=f (siп 9 -6 cos 9),
представленная графически на рис. 11.3, д.
Внешняя характеристика крутопадающая, поэтому не рекоменду
ется использовать выпрямитель для питания потребителей с переменно
334
т---
..,��
50
(11.12)
Е2 = иdв (6),
нагрузкой, так как напряжение на выходе выпрямителя будет изме
няться п о величине.
Рассмотренная методика анализа выпрямителей пригодна, если
Для более мощных выпрямителей, при
=
необ
:i. 3 + 4.
:i. < 3,
е-�е-
Ц{)
1....
30
20
9
8
5
а
ц
а,1 D,2 JJ,J О,'+ D,5 А (О}
1,5
1)
....
1�
а
cosfJ
о,в
,�
а
8001-+-+-f-J,l'-!-.,'-!--!-+-l-1-+-1
6ао 1-4--+-�,,,_
t±В:��
д)
0,2 о,ч а,6 а,в 1,0
в
0,8
1,5
а, 1
С,,1--
a.s
С-1--
0,5
0,4
,,а
е)
1
1
1
!- С-'-- ip,75•
!- </'•ч.54+
,�V,.,
, V
к
",., �•15•
1,
'
,,.
J 1 ....
D, J a о,а2 0,04 Dдб о,ае sinEJ-licoslJ 0• 5 о
�
б)
1 о оа 1-J--1-J--1--J-.1'--1--1-"Ц...�-1
а,1 0,2 а,з о,ч о,5 A(oJ
1\.1
о,з а,ч о,5 А (0)
а,1 0,2
Н(О) �------�
1
1-+-¼-+-+-+-+-+-+-+R"(0)
'
1-1?
-
б
10
а)
1,
7
...
J
F
0,1 0,2 O,J а,11 о,5 А(!!}
�
Рис. 11.3. Графические зависимости к инжеиерному рас•
чету одиофазиоrо мостового выпрямителя при активноемкостной нагрузке для определения:
а - угла отсечки в; б - максималыюго значения тока в вен«
тиле; в - действующего значения тока и э. д. с. вторичной об�
мотки трансформатора; а - коэффициента пульсаций 1'Ыпрям•
ленного напряжения по основной гарм онике; д - внешней ха
рактеристики в относительных единицах; е - действующих
значений э. д. с. вторичной обм отки трансформа тора с учетом
иидуктивности La
ходимо учитывать влияние индуктивности рассеяния L.. Индуктив
ность L. нужно учитывать и для выпрямителей малой мощ ности при
повышенных частотах питающего напряжения.
335
Индуктивность L. способствует увеличению длительности _зарядн ого
тока ко нденсатора, что вызывает изменение формы кривон выпрям
лен ного напряжения ' а следовательно, и среднего значения выпрямленЕ2
функция В (6) = ud изм еняется.
н оrо напряже ния . В результате
я
На рис. 11.3, е приведено семейство фун кций В (О), построенных дл
х
и
друг
я
ени
н
Изме
различ ных зн ачений угла 'ljJ, равного arctg
функций с учетом величины L. отн осительно малы, и их можно не учи
тывать при расчете.
ro;•.
Выпрямители с умножением напряжения
Схемы выпрями телей с умножением н апряже ния, или просто ум но
жители напряжени я, позволяют получить удвоенное, утроенное и т. д.
н апряже ние по срав не нию с н аяжением одн ополуп ери одного
пр
82
выпря мителя. Такие выпрями те]1
ли при меняются для питания
высоковольтных
маломощ ных
устройств, потребля ющих незна
чительный ток (несколько миллиампер): рентгеновски е трубки ,
а ноды высоковольтных электрон
й)
н олучевых трубок и др.
в
Принцип работы ум ножите
лей напряжения основан на ис
пользовании нескольки х ·кон 
денсаторов, каждый из которых
заряжается от одн ой и той же
и трансформатора через
обмотк
i,
соответствующий ве нти ль. По
отношению к нагрузке ко нденсаторы оказываются включенными
последовательно, и их напряжения суммируются.
Сх емы ум ножения можно ис- ·
пользовать и с бестра нсформа- .
тор ным включен ием в сеть пере- .
менного тока.
Различают симметрич ные и ·
iJ.
несимметричные схемы ум ножеБ)
ния н апряжения .
Рис. 11.4. Симметричный удвоитель наСимметричная схема удвоепряже11ия:
ния напряже ния (рис. 11.4, а)
а - схема; б - временные диаграммы
состоит из двух однополупе- риодных выпря мит елей. Конденсатор С1 заряжается через ве нтиль.
В во время первой полуволны э. д. с. е2 , а конденсатор С2 - через
в:нтиль В2 во время второй полуволны э. д. с. е2• При равен стве
336
емкостей конденсаторов С1 и С2 напряже ние на нагрузке при
холостом ходе равно удвоенному значению напряже ния на конден 
саторе. В реальных условиях (при нагрузке) в связи с тем, что заряд
одного ко нде нсатора сопровож дается одновременным разрядом другого
через сопротив,'Iение нагрузки , это напряжение несколько меньше.
С целью получе ния меньшей разницы в выпрямленном напряжении при
холостом ходе _и нагрузке стремятся удовлетворить неравенствам
rd C1 >, Т и rd C2 >, Т, где Т - период питающего н апряже ни я.
Пульсации выпрямленного напряжения (рис. 11.4, 6) и меют удвоен
ную частоту по отнош ению к частоте питающего н апряже ния. При
холостом ходе среднее значен ие выпрямле нного напряжения
(11.19)
Расчет такого выпрямителя можно произв ести по упрощенной
методике, рассмотре нной выше; в этом случае расчетное напряжение
необходи мо брать вдвое меньше напряжеС1
ния н а
нагрузке,
величины функций
-е+
В (В), D (9), F ( 6 ) определять при тп = l,
а величину функции Н ( е) - при тп = 2.
в/'
t1 02
Максимальн ое з начение обратного напряжения на- вентиле в симметри ч ной схеме
'--,---1,1--,,--41
удвоен ия напря жения равно сред нему з начению выпрямленного напряжен ия.
L-�r:::::>----1 +
В несимметричной схеме удво ения напряжен ия (рис. 11.5) два однополупериод- Рис. 11.5. Несимметричный
ных выпрямителя питаются от разных по
удвоитель напряжения
величине напряжений.
В первый полупериод заряжаетс я конденсатор С1 через вентиль В1
под действием э. д. с. е2 • Во второй полупериод - конденсатор С2
ч ерез вентиль В2 под действием суммы э. д. с. е2 и ес1 , совпадающих
по направлению. В результат е напряжение на ко нденсаторе С2 при
холостом ходе оказЬiвается в два раза выше, чем на конденсаторе С1,
что нужно учитывать при выборе конденсаторов. Обратные напряжения
на вентиля х при холостом ходе достигают значения удвоенн ой ампитуды
э. д. с. трансфорщ�тора. Частота пульсаций выпрямленного напряже
ния равна частоте напряжения питающей сети .
Так как один из выводов обмотки трансформатора ,соединен с отри
цательным полюсом нагрузки , то возможно его заземление, что явля
ется положительным свойством схемы.
Дальнейшим развитием неси мметричного удвоителя напряжения
явл яетс я схема умножения напряжения (рис.· 1 I .6), в которой добав
лены ц епочки из вентилей и ко нденсаторов В3
С3 , В4 - С4 и т. д.
Здесь на ко нде нсаторе С1 при холостом ходе напряже ние равно
Е2т, а на всех последующих конденсаторах 2Е2т. Данная схема ум но
жает напр яжение источ ника в несколько раз. Это несимметрич ная
схема умноже ния напряжения второго рода.
На рис. 11. 7 представлена неси мметричная схема умн ожения напря
жения первого рода.
и]I
337
- ----------------....,,,, ,f
Огличцтельной особенностью схемы является то, что умноженное
в р раз напряжение снимается с одного конденсатора Ср . Схема может
использоваться также в качестве делителя напряжения, так как дает
набор выпрямленных напряжений при холостом ходе от Е2т до рЕ2т.
в результате насыщения сердечника дросселя постоянной составляющей
вьшуямленного тока индуктивность его уменьшается и фильтрующие
своиства фильтра ухудшаются. Вредное вJiияние на питаемую радио
электронную аппаратуру оказывают магнитные поля рассеяния дрос
селя, выполняемого с воздушным зазором.
Ламповые _:1 полупроводниковые фильтры не содержат <;rлаживаю
щих дросселеи и поэтому не имеют перечисленных недостатков.
В связи с тем, что транзисторные фильтры находят более широкое
применение, чем ламповые, рассмотрим только их работу.
Рис. 11.6. Несимметричный умиожнтель напряже•
ний второго рода
а)
Нужно учитывать, что при нагрузке выходное напряжение в умно
жителе снижается.
Внешняя характеристика умножителя крутопадающая. Чтобы
получить пологую внешнюю характеристику, рекомендуется выпол-
Rэ
·:;,;;.-----15,
1-#-:�..,...--152
U___,.,r.---103
,,,,,,.'-----15�
б)
':t
r6
Idб
t
--
1 ; 1dк = Id
Б
R5
к
rd
ud
8)
Рис. 11.8. Транзисторный фильтр с нагрузкой в коллекторной цепи:
Рис. 11.7. Несимметричный умножитель напряжения пер
вого рода
нять неравенство С1 > С2 > С3 > ... > Ср, т. е. выбирать
конденсатора из условия
S2C, = coпst,
величина
порядковый номер конденсатора в схеме, а С,
где s
его емкости.
Данное условие обеспечивает одинаковую энергию, накапливаемую
во время работы схемы каждым из конденсаторов.
L-
§ 11.2. ЭЛЕКТРОННЫЕ СГЛАЖИВАЮЩИЕ ФИЛЬТРЫ
LС-фильтры просты и надежны в эксплуатации, однако их вес и
габариты при питании радиоэлектронной аппаратуры могут сущест
венно сказываться на общем весе и габаритах выпрямительного устрой-'
ства, а также питаемой аппаратуры. Это объясняется тем, что габариты
дросселя фильтра с ростом тока нагрузки резко возрастают. При этом,
338
а - принципиальная схема с фиксированным смещением напр яжения на ба
зе
транзист ора; б - эквивалентная схе ма по переменной сос авляющей; в _ кол"
лекторные харак теристики транзист ора; г - эквивалентная тсх�:м
а по постоянной
составl!яющей
К?ллекторная характеристика транзистора (рис. l 1.8, в) подобна
кривои намагничивания ферромагнитного сердечника дросселя. По
этому транзистор может выполнять роль дросселя фильтра.
Транзисторные фильтры применяются при токах нагрузки до
нескольких ампер и напряжениях, определяемых десятками вольт.
Схемы транзисторных фильтров различают в зависимости от спо
соба подключения нагрузки. Это схемы с потребителем, включенным
последовательно в цепь коллектора или эмиттера, либо параллельно
транзистору.
Включение нагрузки в коллекторную цепь транзистора с общей
6аза�. без э;rементов Сб, Rб, R, (рис. 11.8, а) вызывает усиление
пульсации, к орое учитывается в цепи нагрузки
в виде э. д. с. arк f,, сов
�
nадающеи по фазе с входным напряжением.
Включение в схему резистора R. позволяет значительн
э. д. с. arкf, в коллекторной цепи, а включение элементоо снизить
в С6 -R6
ослабляет переменную составляющую пульсаций
на входе транзистора.
339
На рис. 11.8, а, б представлена принципиальная схема фильтра
с фиксированным смещением напряжения и ее эквивалентная схема
по переменной составляющей.
Приведя эквивалентную схему к пассивному Т-образному четырех
полюснику, можно определить ток, а затем и амплитуду напряжения
на нагрузке, после чего вычислить коэффициент фильтрации.
Коэффициент фильтрации при учете допущеиий
Rб;JРГб, Гк;JРГб, Rб;?Хсб, Гк;?Хсб, Rб;?Zd
определяется выражением
КФ = �!': • R,+r,+(1-a) (r 6 -jxcб) .
zd R.+r,+rб-jхсб ( 1 + ; )
;
(11.21)
Коэффициент передачи напряжения со входа на выход при допуще
нии, что r, = О, r6 = О, определится из эквивалентной схемы по посто
янной составляющей (рис. 11.8, г):
(I 1.22)
Полагая, что обратный ток коллектора равен нулю, выражение
(11.22) можно преобразовать:
a0 d
(ll .23)
"""'R.+(I ао)Rб'
где а0 - статический коэффициент усиления в схеме с общей базой.
Коэффициент сглаживания фильтра после некоторых упрощений
имеет вид
(11.24)
1v
>
тi
вых
тивление нагрузки значительно
больше выходного сопротивле
ния фильтра.
При больших нагрузках вы
ходное сопротивление фильтра
становится соизмеримым с со-
а)
r
Емкость конденсатора фильтрующей входной цепочки определяется
из выражения
(11.25)
где а - динамический коэффициент усиления.
Сопротивление резистора входной фильтрующей цепочки
- ао(Иdк+Иd)
(I I .26)
Rб - (1 - О:о) / dк '
. где Иdк=3Иdкmin+Kп(1)ud.
В рассматриваемой схеме необходимое смещение напряжения на
базе обеспечивается постоянной составляющей выпрямленного напря
жения, не зависящей от режима работы коллекторной цепи, поэтому
ее называют схемой с фиксированным смещением. Данная схема може;
колебаниях температуры окружающеи
работать только при небольших
°
среды (порядка + 10 + + 20 С). Требуется индивидуальная �астрой
ка режима для каждого транзистора, используемого в этои схеме.
340
На рис. 1I .9 представлена схема фильтра с автоматическим смеще
нием напряжения на базе транзистора, которое автоматически изменя
ется при изменении режима работы коллекторной цепи.
Эта схема устойчиво работает при изменении температуры окружа•
ющей среды в широком диапазоне. Она мало чувствительна к изменению
нагрузки и не требует индивидуальной настройки при замене транзи
стора. Но максимальный коэффициент сгJ1аживания данной схемы
почти в два раза меньше, чем в схеме с фнкснрованным смещением
напряжения.
т
Фильтры с потребителем в
коллекторной цепи применяют
при малых нагрузках, когда
1
, т. е. когда сопроrd
ос
Рис. lJ.9. Принuиnиальная схема
транзис11орноrо фильтра - с щпо
матическим смещением напряже
ния и нагрузкой в коллекторной
цепи
Б)
Рис. 11.10. Траизисторный фильтр
с иагрузкой в эмиттерной цепи:
а - принципиальная схема с автоматичес
ким смещением напряжения на базе тран�
зистора; б _:. эквивалентная схема no пере менной составл яющей.
противлением нагрузки и, следовательно, оказывает влияние на ре
жим работы потребителя.
Для уменьшения выходного сопротивления транзисторный фильтр
целесообразно составлять на основе эмиттерного повторителя, с вклю•
чением потребителя в эмиттерную цепь (рис. ll .10, а). В результате
выходное сопротивление фильтра становится минимальным, при
этом коэффициент усиления по напряжению практически равен
единице. Поэтому в таких схемах нет необходимости ослаблять
действие э. д. с, в коллекторной цепи, вносимой эмитrерным то
ком (аrк /3).
В схеме рис. 11.10, а имеет место автоматическое смещение постоян
ной составляющей напряжения, подаваемого на базу транзистора.
Поэтому фильтр может устойчиво работать при изменении темпера
туры окружающей среды. Схема не требует индивидуальной настройки
при замене транзистора.
341
Из эквивалентной схемы (рис. 11.1 О, б) следует, что переменная
составляющая входного напряжения проходит через Г-образный RС'к R б , r6
О, С = С6 • Напряжение, отфильфильтр, у которого R
'к + R б
троваиное этим фильтром, передается из цепи базы в цепь нагрузки без
усиления. Ток в цепи базы меньше тока в эмиттерной цепи в
раз. Поэтому выходное сопротивление такого фильтра (при
r3 = О) больше сопротивления конденсатора С6 в (1 - а.) раз.
=
=
т
т
а)
6)
Рис. 11.11. Транзисторные фильтры с улучшенным коЭФ
фициентом сглаживания:
а - с дросселем во входной цепочке; 6 - с двухзвеииой филь,
rrрующей цепочкой на входе; в - с составным транзистором;
г - мноrозвенный фильтр
Приведем основные расчетные соотношения для фильтра, определя- .
емые нз эквивалентных схем по переменной и постоянной составляю·
щим тока.
О)
Коэффициент фильтрации (при r6
rк R б
КФ (Rб+rк) Хсб'
=
=
Выходное сопротивление фильтра с учетом величин r6 и r,.
Zвых =r,+(l-a)r5-j(I -a)Xcб•
6
Следовательно, емкость С6 действует точно так же, как емкость -с
1 а,
1
подключенная параллельно потребителю. Величина l-a примерно
равна 30 + 70, поэтому шунтирование нагрузки конденсатором дает
тот же эффект, если величина емкости этого конденсатора будет поряд
ка тысяч микрофарад.
Коэффициент сглаживания рассматриваемого фильтра ниже, чем
фильтра с нагрузкой в коллекторной цепи. Коэффициент сглаживания
можно увеj1ичить, если в схему последовательно с резистором R6
ввести дроссель L (рис. 11.11, а), либо применить двухзвенную филь
трующую цепочку на входе (рис.
+ 121-----+--·-----<,,.__,
11.11, бj, либо использовать составной
транзистор (рис. 11.11, в), либо уве
ли чить число звеньев (рис. 11.11, г).
Транзистор в схеме рис. 11.12
и'd
действует подобно электронной лампе
при параллельном подключении на
грузки. Автоматическое смещение
постоянного напряжения на базе Рис. 11.12. При11ципиальиая схема
с нагрузкой, включенной
транзистора производится с помощью фильтра
параллельно транзистору
резистора R6 • Переменная составляю
щая тока в базе изменяется с по·
мощью элементов Rб1, С6 • Усиливаясь, эта составляющая вызывает
переменное напряжение на резисторе R, которое оказывается в про
тивофазе с входным переменным напряжением. В результате пере
менная составляющая напряжения на нагрузке ослабляется.
Коэффициент фильтра,ции схемы
_в_ _!_
= ra+(l-ao) R5'
ф-
= Х б(Rб+rк) ra+Rб(l-ao)'
cr,
rd
с
Сопротивление резистора входной фильтрующей цепочки
U
dк
R 6 = l , (1-а
d
342
о)'
1-�,____::_
R б1
(11.32)
1 а
-
Коэффициент сглаживания
(11.33)
rd
Коэффициент сглаживания фильтра
•
rк R б
К
J__)
К _ 1+Е'б.+ 1-а( 'к + R o
Коэффициент передачи напряжения
'л,
(11.31)
Выходное сопротивление
(11.34)
.особенности работы этого фипьтра такие же, как и лампового.
деиствие транзистора аналогично действию эквивалентной емкости
в RС-фильтре. Для схемы не опасны короткие замыкания потре
бителя.
343
§ 11.З. ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ И КОМПЕНСАЦИОННЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ
НАПРЯЖЕНИЯ И ТОКА
Многие электротехнические и радиэлектроиные устройства пита
ются от источников, выходное напряжение или ток которых должны
оставаться почти неизменными при изменении дестабилизирующих
факторов в широких преде,чах.
В роли дестабилизирующих факторов могут быть колебания напря
жения питающей сети, изменение частоты питающего напряжения,
величины нагрузки, температуры и влажности окружающей среды и др.
и
й
,,/
/
I
,.,
_,,,.
U =canst
и
,,-
/
I = canst
о ,,,,
.,.,,,
б)
а)
Рис. 11. 13. Вольтамперные характеристики:
а - параметрического
стабилизатора
I
напряжения:
6 - параметрического стабилизатора тока
Различные устройства допускают различную нестабильность пита
ющего напряжения (ЛиUвых • 100%). Так, например, для электронного
вых
микроскопа эта величина не должна превышать 0,005%, для радиовещательных станций 2 + 3% и т. д.
Устройства, автоматически поддерживающие неизменным напря0 ,
жеиие или ток на стороне потребителя электрической энергии с требуе
мой точностью при изменении дестаби
лизирующих факторов, называют стаби
rd лизаторами напряжения или тока.
Стабилизаторы делят иа две груп
пы - параметрические и компенсацион
ные.
Параметрическими стабилизаторами
Рис. 11.14. Структурная схема называют стабилизаторы с нелинейными
компенсационного стабилизато элементами, такими, как барретеры,
ра напряжения
стабилитроны, термисторы, дроссели и
др., параметры которых с изменением
тока или напряжения изменяются таким образом, что ток или напря·
жение иа потребителе остаются почти неизменными по величине.
Нелинейные элементы, применяемые в параметрических стабили•
заторах напряжения, имеют вольтампериую характеристику, удовлет·
воряющую условию И = const (рис. 11.13, а), а в стабилизаторах
тока - условию I � const (рис. 11.13, 6).
В компенсационных стабилизаторах (рис. 11.14) предусматрива•
ется наJiичие измерительного элемента 3, в котором происходит сравне--:
нне стабилизируемой величины с эталонной и вырабатывается сигнал.
344
рассогласования, и промежуточного устройства 2, в котором сиrнал
расс<:гласования преобразуется, усиливается и поступает на регулиру
ющии элемент 1, изменяя его состояние таким образом, чтобы поддержи
вать стабилизируемую величину напряжения или тока с требуемой
точностью. Регулирующий элемент l l\1()Жет работать либо в непрерыв
ном, либо в импу.1ьсном режиме. В компенсационных стабилизаторах
может обеспечиваться стабилизация при суммарном воздействии деста
билизирующих факторов. В компенсационных стабилизаторах в каче
стве регулирующего элемента испо.r1ьзуются управляемые нелинейные
элементы (транзисторы, тиристоры, электронные лампы и т. д.).
Основными параметрами стабилизатора
являются коэффициент стабилизации и вы- Uеых
Uвых тах ______
ходное сопротивление.
В общем виде под коэффициентом ста
билизации следует понимать отношение
относитедьноrо изменения дестабилизирую
щей величины к вызванному ею относи
тельному изменению стабилизируемой ве
личины. Например, коэффициент стабили
Uв
о'-'-----'--'-_:;::х
зации тока по входному напряжению
Uox min
Uвх.ном Uux тах
(11.35)
Рис. 11.15. Зависимость
Различают интегральный и дифферен Ивых = f (И х) стабилизато
в определ!Jется
циальный коэффициенты стабилизации. ра, по которой
Интегральный коэффициент определяет интегральный коэффициент
стабилизации
стабиJiнзацию в заданном диапазоне изме
нения дестабилизирующей величины, дифференциальный
в бесконечно малом диапазоне, который сводится
к точке. Обычно дестабилизирующие факторы изменяются в широких
пределах, поэтому практическое значение имеет интегральный коэф
фициент стабилизации. Так, например, интегральный (усредненный)
коэффициент стабилизации напряжения по входному иапряженню при
заданной зависимости Ивы;: � f (И.х) и !fЗВестных величинах Ивх. иом,
Ивх max, Ивх min (рис. 11.lь) оnредеJiится выражением
(11.36)
где ЛИ., - изменение напряжения на входе, определяемое из гра
фика И.ых = f (И.,);
Лн◊м_ Ивых.иом
и.х.ном - коэффициент передачи напряжения при номинальном
режиме.
Выходным сопротив,1ением~ стабиJiизатора называют отношение
изменения напряжения на выходе стабилизатора к вызвавшему его из
менению тока нагрузки при постоянном входном напряжении, а также
при неизменных других дестабилизирующих факторах:
(I 1.37)
345
зки выходное
Знак «минус» показывает, что с ростом тока нагру
рот.
наобо
и
напряжение уменьшается,
чения систем электропитания и специфики
в зависимости от назнаам
предъявляются СJiедующие требования:
изатор
нх работы к стабил
1) обеспечение высокого к. п. д.;
•
напряжения
2) обеспечение минимальных пульсации выходного
(тока);
3) высокое быстродействие;
ы;
4) малая чувствительность к изменениям температур
ии;
5) обеспечение высокого коэффициента стабилизац
еиия (тока),.
6) возможность плавной регулирщши выходного напря�
7) обеспечение минимальных габаритов и веса.
Параметрические стабилизаторы
стабили
. Параметрические стабилизаторы являются _простейшими
в них
нтов
элеме
еиных
нелин
тве
качес
В
и.
зирующими устройствам
могут использоваться теплозависимые .
сопротивления - бареттеры и терми
+ O)--r::::J-1г.--0'-. + i 1
сторы, кремниевые и газоразрядные ·
стаби.1штроны, а для больших мощностей - дроссели с ферромагнитным .
сердечником.
Кремниевые стабилитроны имеют.
вольтамперную характеристику, по-.
а)
казаниую на рис. 11.16, 6. Для ста
билизации напряжения используется
участок характеристики, расположен•
lc тах
ный за точкой пробоя (точка а). Если
20
величина обратного тока превыша�
значение /с rnax, то электрическии
пробой перера�тает в необратимый:
!О
тепловой пробои диода. На рис. 11.16, а
представдена схема стабидизатора на
а
Uпр_,8 0,7t;
пряжения с кремниевым стабиди•
Иоар, 6
10
5
троиом.
0
Кремниевым стабидитронам при
сущ, как и всякому подупроводнико-.
вому прибору, недостаток - зависи
5)
мость параметров от температур .
й среды.
Рис. 11.16. Параметрический ста окружающе
Зависимость напряжения стабиди
билизатор напряжения с кремние
вым стабилитроном:
зации от температуры принято оцеии�
вать температурным коэффициенте
вольта _ схема aстабилизатора; б
амперная x g;a')J;J;;;;�;; кремниевого
напряжения (ТКН), который предста�
вляет собой отношение изменения на.
вшему его изменению температур .
вызва
к
е
итрон
пряжения на стабил
при постоянном токе стабидизации /с:
(11.3
= ��.
,..
о
ткн
346
Знак температурного коэффициента стабилизации кремниевого
стабидитрона зависит от величины напряжения стабилизации. На рис.
11.17, а представлена такая зависимость ддя стабил:итрона Д814А.
При обратном включении ТКН этого стабилитрона отрицателен, если
обратное напряжение превышает величину 5.5 в. При прямом вклю
чении ТК:Н положитеден. Разные знаки ТКН дают возможность, соеди
няя последовательно и встречно несколько различных по типу стаби
дитронов, осуществдять температурную компенсацию их напряжения.
На рис. 11.17, 6 показана схема стабилизатора с кремниевым стабили
троном и термокомпенсирующими диодами. Резистор rт позводяет
изменять вмичину дополнительного тока, протекающего через ком
пенсирующую цепочку B r , что дает возможность изменять в небмьТКН, мо/граil
9
б
ч
l"d
USx
ибых
2
-2
а)
/(} 11 Иобр, б
б)
Рис. 11.17. Температурная компенсация напряжения крем
ниевых стабилитронов:
а - .зависимость температурного коэффициента стабилизации ста•
бялитрона от напряжения; б - схема стаб:ил:изато-ра с термоком
пенсирующими диодами
ШИ!( предел:ах ТКН этой цепочки и уменьшает ее динамическое сопро
тивление.
Интегральный ксэффициент стабилизатора в предподоженни, что
участок аб вольтамперной характеристики линейный (см. рис. 11.16, 6),
опредедяется после несложных вычислений выражением
1 +( _!_ +-1_) rб
к = 1+(-+,\ \ •
)
1Гd
ll
rст
Гд
Учитывая, что обычно >, 1 +�,
Гd
Г
упростить:
r6
д
rd
(11.39)
r5
выражение
(11.39)
можно
(11.40)
Из (11.40) следует, что чем меиьше значение rд и больше r6 , тем
лучше стабидизирует схема. Коэффициент стабилизации кремниевых
стабилизаторов напряжения ко,'Iеблется в пределах 20 + 40.
Параметрический стабилизатор на кремниевом стабидитроне обда
дает фил:ьтрующими свойствами, что видио из выражения (11.40),
347
Недостатком феррорезонансных стабилизаторов является искаже
ние выходного напряжения и зависимость этого. напряжения от частоты
питающей сети.
аналогичного выражению коэффициента сглаживания
RС•фильтра, у которого емкость конденсатора
1
Сэкв
=--.
mnWГд
г--,
) 'W'к 1
ен•
м того, что внутр
Выходное сопротивление стабил изатора с учето
,
нее соп.ротивление источника мало
11вх
ULлцн
>
',
Если цепочку из двух кремниевых
встречно, подк,1ючить параллел ьно нагру
вать переменное напряжение
(рис. 11.18).
Простейший электромаг
ни тный стабил изатор (рис.
11. 19, а) содержи т нелиней- .
ный элемент в виде дросселя
с насыщеииым ферромагнит
ным сердечником и линей
ный элемент в виде дросселя
с воздушным зазором. Для·
б)
а)
шения коэффициента ста
Рис. 11.18. Схема стабnлизатора переменно• повы
нагрузки
го напряжения с кремниевыми стабилитро• билизации в цепь
нами (а) и его временные диаграммы напря- рекомендуют включать ком-'
жения (б)
пеисационную обмотку Wк.
линейного дросселя. В ре:'
И1. ас равио Ин
и
зультате напряжение на нагрузке будет
щения
насы
ток
учас
и
Ек
тки
обмо
ой
ионн
енсац
комп
.
с.
э.
д
и
л
Ес
Ек.
щенным сердечником
вольтамперной характеристики дросселя с насы
ими равные углы
яющ
л
в
соста
ыми,
прям
иа графике характеризуется
const.
=
U,,
то
по отношению к оси абсцисс (рис. 11. 19, 6),мал ого диапазона стабили
ости,
мощн
та
Из-за низкого коэффициен
ий электромагнитны
зации, больших габаритов дросселей простейш
.
редко
ся
еняет
стабилизатор прим
нансные стабилизатор
Практическое применение нашли феррорезоявле
ния ферр<:Трезонанс
ежат
л
ых
котор
ты
рабо
е
основ
в
напряжения,
напряжений и токов.
ерные характерис .
На рис. 11.20, а, б представлены схемы и вольтамп
орезонансны
ферр
ым
е.пьи
лл
пара
с
ра
изато
л
тики идеал ьного стаби
.
тике
прак
на
я
щимс
контуром, как более часто применяю
ющимс
сыща
нена
и
ся
щим
щаю
насы
с
я
л
се
дрос
два
В схему входят
сердечниками.
инейного дросселя с э. д. С
Подключение дополнительной обмотки лльтам
периой характеристик
во
ой
д
выхо
ток
�
ек позволяет получить учас
.
тока
оси
стабилизатора, почти параллельныи сных стабилизаторовО, 5 + 0,8
Коэффициент мощности феррорезонан
зации 10 + 15.
к. п. д. 0,75 + 0,90, коэффициент стабили
348
с
11 вых
и"нас
стабилитронов, вкл юченных
зке, то можно стабилизирО·
1
> ек 11
Ивы
zd
Zd
а)
а)
{f
а
1
Рис. 11.19. Простейший электромаг
нитный стабилизатор наnряжения:
Б)
Рис. 11.20. Феррорезонансный стабилиза
тор напряжения:
характеристики
а - схема соединения; б - вольтам:периые ха
рактеристики
а - схема соединения; б - вольтамnерные
Для уменьшения вл ияния частоты последовательно с нагрузкой
nодключают параллельный резонансный контур L к Ск (рис. 11.21).
К онтур L кС к настраивается в ре
зонанс на частоту f0, бол ее высокую,
Рис. 11 .21. Феррорезонансный
стабилизатор с дополнительным
резонансным контуром
Рис. 11.22. Феррорезонансный
стабилизатор с улуqшенной:
формой выходного напряжения
Чем рабочая частота стабил изатора. Поэтому ·сопроти вление резонанс·
нога конту ра Z к при соответствующем выборе параметров последнего
с изм енением частоты питающей сети может изменяться таким образом
qто напряжение на нагрузке (при Z = const) окажется неизменным�
,i
349
ил и
С целью улучшения формы кривой выходного иапряжеиия стаб и ,
чкам
о
п
е
ц
ми
нансны
о
з
е
р
руют
и
затора нагрузку или дроссель шунт
5-ю).
настроенными на резонанс высши х гармоник (обычно 3-ю и. 11.22)
ис
р
ля
(
оссе
др
я
ос
г
е
ющ
насыща
нтур
о
к
Введение фильтров в
позволяет использовать конд енсато ры р езонансных цепочек и в качеств е
ем кост и фе ррорезо нансноrо с табили затора.
Действительно, если цепочка L3C3 настроена в резонанс на 3-ю гар

м он ику, а цепочка L 0C0 - на 5-ю, то для основной г армоники экви
тер.
валентное сопротивл ение обеих цепоч ек носит емко стной хараксои
•
Выходное напряжение такого стаб илизатора практически сину
дально.
- Компенсационные стабилизаторь1
с регулирующим элементом непрерывного действия
Рассмотренные схемы параметрических стабилизаторов относятся
к разомкнутым системам автомат ического регулировани я.
Комп енсационные стабили затор ы выполняются с отрицательной
собой замкнутые си
обратной связью и поэтому представляют
с темы автоматцческоrо реrулир оваиия.
В начале своего развития компенса
ционные с табилизаторы выполнялись на
электронных лампах, а впоследствии на транзисторах.
Транзисторные стабилизатор ы, как
правило, используют при относительно
нагрузки,
напряжениях
невысок их
огда ламповые стабилизаторы с таио-/
к
а)
вятся практически неприменимы из-за
большого падения напряжения на регу
лирующем элементе.
Схемы транзисторных и ламповых
стаб илизаторов напряжения аналогичны..
uвых rd Однако транзисторные стабилизаторы
имеют более высокие к. п. д. и с пособнь�
ь при больших токах нагрузки.
работат
+0----------0---'
Для управления транзистором н еоб-:
ходимы сравнительно невысок ие напря•,
Б)
жения порядка О,l + 0,3 в. Это дает воз··
Рис. 11.23. Компеисациою1ый можность осуществить простейший тран-,
на
атор
транзисторный стабилиз
напр51жени
изатор
пряжения без усилительного зисторный стаби.'!
физ и ческо
без
па
и
т
енто
г
о
нн
эквивал
ио
ац
его
с
н
е
и
мп
ко
элемента (а)
ная схема (б)
реал изации измерительного и усили
тельного элементов (рис. 11.23, а).
ста�
Такой стаб илизатор состоит из двух частей: параметрического
ение И0п, и р ег у,
напряж
ое
порн
о
о
г
е
здающ
со
,
В
,
билизатора R6
1
и фуикци .
лирующего транзистора Т1, которы й совмещает в себе м ент
ов ис
е
эл
ных
ритель
е
зм
и
е
ств
е
кач
В
нта.
е
элем
о
о
г
тельн
и
ил
ус
и r
нагрузк
ние
е
вл
и
прот
со
база,
е
р
тт
и
эмм
д
о
пользуются р-п-перех
и кремниевый стабилитрон В1•
350
Пр и нормальном режиме, когда отсутствует д естабнлизацня режим
раб ты реrулирующеrо траизистора Т1 выбирается таким образо� чтобы
он � ыл не полностью от кр ыт напряжением см ещения эмиттер...:._ база
т
обычно сос тавляет ве лич ину поряд ка 0,3 в. Выходное напря:
�е :Jеоепри
этом практическ и равняется оп орному напряжению Иоп•
Еели, по каким-либо причинам, выходное напряжение изменится то
соответственно изменится и напряжение смещ ения эмиттер _ б;за
что привед ет к изменен ию сопротивления регулирующего транзистор�
так м образом, _чтобы выходное напряжение «стало» неизменным.
� аксимальны
и ток нагрузки стабилизатора опреде ляе тся мини
мально д опустимым током стабилитрона. Это объясняется тем что
через бал':.астное со пр_о тивл ен ие д олжен про текать приблизит�'IЬНО
осто
ыи ток, равныи сумме токов базы транзис тора и стаб и.1итр оиа
;оэтоянн
му с увеличением нагрузки ток базы растет, а ток стабилитрон�
уменьшается, и, если этот ток
станет меньше минимально д о
пуст имого, стабилизация нару•
шится.
Аналогично
мин имальный
ток нагрузки определяется мак
симально допустимым током ста
билитрона. Таким образом,
ldir!ax
Jdmin
-+Icтmin =-+Zстmак•
1\
11
Е сли /а rnin = О, то
(l l .43)
Рис. 11.24. Схема компенсационного
транзисторного стабилизатора напряже
ния с усилителем в цепи обратной связи
la = �(/cтrnax-fcтrniп), (11.44)
т. е. максимальный ток наг рузки зависит от коэффициента у силен ия
реr улирующего транзистора � и максимально допустимого изменения
рабочеrо тока стабилитрона.
С целью увеличения коэффициента �. а сл едовательно и величины
1 d rnax, рекомендуется включать составной транзистор.
Эквивалентная схема рассматриваемого стабилизатора показана
на рис. I I .23, 6: в н ей стабилитрон представлен динамическ им сопро./
тивлением rд .
Из расчета этой схемы к оэффициент стабилизации и выхо дное
сапротивленне по лучаются приближенно равными :
Гк
.• Uвых
Ku�
(11.45)
rд+rб+r,(f\+1) Uвх ,
R;c=(rб+rд)(l-a)+rэ•
(11.46)
К:.оэффнци ент стабилизации просте йшего траизисториоr о стабили
затора им еет величину тако го же порядка, ка к и параметр
ический
стаб лизатор с кр емниевым стабилитроном.
Jа р ис.
11.24 представлена схема компе ац нного транзистор
ноrо стабилизатора напряжения с уси лителемнсв цио
епи обратно й связи
отлнчающая ся бодее высоким коэффи циентом стабилизации .
35]
в этой схеме напряжение на резисторе R2 делителя напряжения R1R"
сравнивается с опорным (эталонным) напряжением стабилитрона В.
Сигнал рассогласования усиливается усилителем на транзисторе Т
и поступает на базу регулирующего транзистора Т1, изменяя его сопро:
тивление.
Коэффициент стаби.тшзацин рассматриваемого стабилизатора определим исходя из общего его выражения:
_ dИвх , Ивых = dИвх "л,.
(11 .47)
Ки - dИ
Ивх
dИв ых
вых
Если ток базы Т62 транзистора Т2 значительно меньше тока дели
теля напряжения, а ток базы /61 регулирующего транзистора Т1 меньше
тока /кг, то для статического режима справедливо уравнение
Иоn -+- Иэб2 = R1 �R2 Ивы х = сrИвы х•
(11.48)
Основные параметры стабил изатора (К,, , R;c) тем лучше, чем больше
коэффициент усиления усилителя, который определяется приближ
енно
как �2 = Rк , где � 2
коэффиц
иент
усилени
я
транзис
тора
Т2, R вх 2 R ВХ2
его входное сопротивление, определяемое выражением:
Rвх 2= Гэ2+rб2(l -а2),
(11.57)
Таким образом, для увеличения коэффициента стабилизации ста
билизатора необходимо выбирать транзисторы усилительного каскада
с высоким коэффициентом � и относительно большими сопротивлениями
нагрузки Rк·В рассмотренной схеме сопротивление Rк является общим для
коллекторной цепи транзистора Т2 н базовой цепи транзистора Т .
1
R5
Из (11.48) следует, что
(11.49)
Иэб2 =сrИв ых - И оn •
Напряжение на нагрузочном резисторе Rк усилителя постоянного
тока
(11.50)
Uя Rкl=И вх -Ивых -Гэ l d .
к
Таким образом, коэффициент усиления УПТ по напряжению с учетом
выражений (11.48), (11.49), (11.50) будет равен
URк = Ивх-Ивых-rэ l б
(11.51)
КУ2 = U 952
(JUвых -Иоrт
Из (11.51), учитывая, что Ky 2cr >> 1, получим
r,Ia
Иоп
Ивх
(11.52)
Ивых =Ky 2(J +
Ky2cr·
Продифференцировав выражение выходного напряжения по переменconst, Иоrт = const, получим
ному напряжению Ивх, полагая la
Ивх
(] 1.53)
.
ddИвых = Ky2cr
После подстановки (11.53) в (11.47) коэффициент стабилизации
выразится следующим образом:
(ll .54)
Ки = Ку2сrл.
Продифференцировав выражение (11.52) по переменному току la,
полагая Ивх = const, Иоп = const, получим значение выходного
сопротивления:
(11.55)
cr -
с учетом внутреннего сопротивления Гв источника напряжения на
входе
352
(11 .56)
+ 0- ----......-�...._t___J
Рис. 11.25. Схема компенсациоииоrо
транзисторного стабилизатора на
пряжения с дополнительным источ
ником питания усилительного каскада
-'-
Рис. 11.26. Схема компенсационного
транзисторного стабилизатора напряже
ния с положительной обратной связью
по току нагрузки
В результате в стабилизаторе существует положительная обратн
ая
связь по входному напряжению, ухудшающая коэффициент стабили
зации. Для устранения влияния этой связи вводится отрицательная
обрат ная связь по входному иапряженню непосредственно иа базу тран
зистора Т2 с помощью переменного резистора Rп (показан на рис. 11.24
пунктиром). Величина необходимого сопротивления устанавливается
путем регулирования. Приближенно она равна
Rп = R1cr(Ky2-l ).
(11.58)
С целью значительного повышения коэффициента стабилизации при
меняют питание транзистора усилительного каскада от отдель
ного
стабилизированного источника (рис. 11.25).
Д:1я уменьшения выходного сопротивления стабилизатора приме
няют схемы с дополнительной положительной обратной связью
по
току нагрузки (рис. 11.26).
В этом случае выходное сопротивление пропорционал
нию между эмиттером и базой транзистора Т, которое в ьно напряже
свою
зависит от сопротивления резистора R3• Таким образом, изменя очередь
я сопро12
И. М. Чиженко
353
тивленне р езистора Rз м ожн о изменит:ь выходное сопротивление nр ак
тически до нуля (и даже сделать его отрицательным).
Стабилизаторы тока анал огичны р ассмотренным стаби лизатор ам
напря жения, разница заключаетс я л ишь в том, что вместо резистора
яжение н а р ези сторе R 2
R1 став итс я н агрузка ra, В этом с лучае напр
будет пропорцио нал ь но т оку н агрузки, поэтому в стабилизаторе будет
осуществляться стабилизаци я тока.
Компе нсационные стабилизаторы
с регулирующим элементом импульсного действия
При р аботе р егулирующего тр анзистор а компенсаци онного стаби
лизатора в непрерывном режим е на нем выделяет ся значительная
е радиа•
ав ь
о
м ощ ность, что прив одит к необходимости ст ит гром здки
торы. К. п. д. таких стаби лизаторов получается низк им.
Мощ ность, выделяем ая на регулирующем транзи сторе, умень
шается, е сли он р аботает в к люче вом реж име. Стабилизаторы так ого
типа получили название импульсных. Регулир ующие транзис торы
н ты .
в импульсных стабилизаторах работают как переключающие элеме
Наиболее распр остранены два типа импульсных стабилиза т оров :
стаби лизаторы с широтно-импульсной модул яцией и релейные стабилизаторы ( с та би лиз атор ы с двух
13_9
пози ционным регул ир ованием).
На рис. 11.27 . приведена
структурна я схема с табилизато
ра с широ тно-нмпульсной м оду•"
ляцне й.
Принцип работы схемы за
к лю чается в следующем. Вы ·
прямле нное напр яжение через
Рис. 11.27. Структурная схема стабили- фил ьтр или непос ред ственно
затора с широтио-импульсн ой модуляцией с выпрям ителя подается йа регул ирующий элемент РЭ, а за·
тем через фильтр Ф, на выход с табилизатора. В ыходное напря
.'
жение стабилизатора Ивых сравнивается с опорным напр яже
на вход у�
ае
о
п
тся
ЛИ
д
а
и
л
зности
р
м
гна
зате
с
Иоn,
а
ннем
Усиленный сигнал поступает на·
лителя постоянного тока УПТ.
,
с
азующее сигнал пос тоянного
у
преобр
в
о
т
ой
МУ
т
л
р
щ
е
е
ус
мод ирую
тока в импульсы с определ енной длительностью. Длительность им пуль
сов изменяется пропорционально с игналу разности м еж ду спор ны
н
с в
с
и измеряемым напряж еинями. С м одулирующего устрой те а иге аел
ериодич ски п р •,
п
который
е
щий
э
ле
м
у
нт
РЭ,
регулир
с
ю
а
ет
на
по туп
ключается. Ср еднее значение напряж ения на выходе РЭ зависит
соотношения между врем енем tи, когда он находится в от1,рt ытом состоя-'·
в
нии, и д лительностью периода Т: U ер = vИвх: где V = -'J} - ск аж�
ность импульсов.
При изменении напряжения н а выходе стабилизатора изменяете
сигнал пос тоянного тока , а следовательно, и соотношение меж ду пау
354
аой и импульсом. В р ез;льтат с
почти воз вр ащаетс я к первонеа ре днее значение вьtходноrо напря же ния
Напр яжение разнос ти МО'" чальном у зна чению.
•
,,,,ет быть прео
но в и мп л сы
с итель нои д ли тель нос
отноу
ти разJiнчными м ето абр азова
д ми, н а�рнмер, прнь пом ощи
модуля_тора на базе автогене т
а о а с ма
гни тнои связью п о дв Х·
тактнои нес имметричной схемеР Р
, управляемых рел аксационных г е� раторов и др.
е
На рис. 11.28' а приведе
на схема импульсно о
г стабилизатор а с двухпозицио нным 1:еrуJшр ованием.
Принцип деиств ия схемы за к
ется в леду щем
тор Т открыт, кон е
ю
. Когда транзисс
д нсатор С ;:�
v
только нс:tпряже ние на ои енса Р жается через резистор R.б· ,,ак
к
него уров ня U1 (рис J 1 28 дб) потор·е вС достигнет определенного верхо
зистор . онденсатор С начинаер го ый модул�тор ПМ закроет тра нт
отдавать свои зар яд в н агрузку
.
Га ,
тк
· · , ,
т
+ro------L.J
а)
Рис. 11.28. Импульсный
ным регулированием (а) с:��:е�знатор с двухпо зицион
и
ного напряжения а( диаrрамма выход' б)
всл ед с твие чего н
апряжен ие н
ижается ак только он
ра вным нижнем порого во
у
Клятор отк о станетзи стор Т и конденсатор С смну в:н::�I�ю И2 , мо.ду
роет тра
о а начнет
заряж аться ' т. е. ци л пов нряется.
к
то
Таким образом, выходное н ап
ние ста
в предела х от И
�илизатора коJ1еб.1ется
1 до И2 , а частота J:;:
а
: �1Ь R,5, ra, С и разнос тью напр яжени f!tнии определяется величиИ
не должны быть оче
ь малыми во избежан1ие-в И2, Значения
переключения транзисторан
ысоко й частоты
.
С
Поскольку регулирующим ф т м
время f он и мал
о чувствител ьнь�: �� !: ключевых с хем ах является
нени пи,ар а
ю
метров транзисторов На ядеиствию темпер атуры и к изм е
ключевом у режиму свойственны·н ор ду с описанным и д остои нствами
:енение. К недостаткам от носятс:� ;;�:ки, огр аничивающие его приапр яж ени я в рез
,
ультате чего необхо нмыльшие пу ль саци и выходного
гром оздкие сглаж ива щ
д
фильтры ; б) недостаточ ноебыстродейств
ю ие
ие (сказыва ся
ли затора л ишь через полп
ет р еакция стабн
да)·
ерио
)
в
пло ие п ар аметры при
дин миче к ю импул сн ) н
работе на
� еоб осдиум о (
ь ую аrрузк х
х
сть применения crлажУ·
ива их фильтров п в
к тому, что в кон!У обратной я
ющ
ри одит
св зи оказываю
Р
т ся ВКJ1юченным
и реактив12*
355
постоянными времени . Наличие таких инер
ные элементы с большимиет значительные фазовые сдвиги в цепи обрат
а
ызыв
ционных звеньев в
у стабилизатора неустойчивой. Вследствие
ной связи, что делает схем
обратной связи во избежание самовозбужде
этого усиление в цепн высоким. Таким образом, ввиду низкого уси
быть
ния схемы не может
лизации импульсных стабилизаторов в прин
ления коэффициент стаби шим.
ципе не может быть боль тока при коммутации регулирующе го эле
Из-за резк их отсечек
ных процессов импульсный стабилизатор
мента и возможных переход
ом
высокочастотных помех. Эту особенность
очник
может являтьс я ист
конструиров ании импульсных стабилиза
необходимо учитывать при
ы
чн
х.
ното
торов, особенно силь евому режи
му особенности делают стабилизато
Свойственные ключ
е
ты наиболее перспективными в случаях, гд
ры с таким режимому рабо треб вания высокой экономичности и надеж
на первое место выст паютмалои? чувствительности к колебаниям темпе
ности, малых габаритов и это относится к разнообразным пор тативным'
едь
р атуры. В первую очер
иям, предназначенным д.т1я работы в сложных
и переносным конструкц
я
х.
Кроме того, такие стабилизаторы могут
климатических услови
я для питания нагрузок типа накала радиоламп,
с у спехом применяутьс саци
и и выходному сопротивлению имеют второль
где требования к п
степенное значение.
кая точность стабилизации
Если же от стабилизатора требуется высо
ют решающей роли, то
ие
игра
риты
.
и
габа
д.
и быстродействие, а к. пльзов
режим стабилизации.
ный
ать непрерыв
предпочтительнее испо
Различие между ними заключа т
в том, что преобразователи
п остоянного напряжения в пос тоянн��: ержат
вателя
ток и трансформатора схему выпрямл дия и сглпомимо преры
аживающий фильтр
н
,
,
е°
tреобразователи по
г
стоянно о
жения м
ся �о стабилизацией выходного н::;�: ения и огут выполнять�
без стабилизации.
• сновными схемами преобразоват .
леи постоянного напряжения являютс�
однотактные, двухтактные мостовые и
полумостовые.
'
•
иВых
В зависимости от величины преобразуемой мощности преобразователи могут
G
'!.t.11(
выполняться с у,силителем мощности и
Тр
без усилителя мощности.
+
•
В соответствии с тремя возможными Р
ис. 11.29. Однотактный Р
схемами включения транзистора каждая
преобразователZ :::
из упомянутых выше схем может быть зисторный пря
жения
выпоJiн ена с транзисторами включенны'
ми по схеме с Oб щим эмиттеро
м Oо�щим коллектором и общей баз ой
Наиболее широко в п еоб '
ателях постоянног
применяется схема вк.1юче!r1я т�:�� торов с общим эм о напряж ени�
того, что корпус большинства т анз� сторо соединен иттером. В сил
с коллекторо
из конструктивных соображениf иногда отда
н ют пре
i'.i
с общим коллектором. Схема нключеиия транзисторовдпочтение схема �
общей
с
базой
в
преобразователях постоянного напряжения применяется редко.
I
РАЗОВАТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ
§ 11.4. ТРАНЗИСТОРНЫЕ ПРЕОБ
ных устройств, а также
Для питания автономных радиэлектрон
вижущихся объектов,.
само
иво
д
ропр
элект
д обычно используются
таких устройств, как в автоматики и других
различног о рода средст итания в виде аккумуляторов электрич�кой
первичные источники п ники, преобразующие постоянное напряже
энергии и вторичные источ
р гие иды напряжения.
ние аккумуляторов и двукачесвтве вторичных ·источников электропита
я
врем
ящее
насто
В
водниковые преобразователи, которые благо•'
ния используют полупровам вытеснили вибрационные, электромашин-.
даря своим преимущест
ормеры), а также преобразователи на элекные преобразователи (умфра
х.
рибо
тронных и ионных п й преоб
разователь состоит из прерывателя по•
Полупроводниковы
орматора, при помощи которых получают
стоянного тока и транесф
уемой величины. Сердечник трансформа
nеремеиное напряжени треб из,материала с прямоугольной петлей
лняют
выпо
ло,
тора, как прави
гистерезиса.
..
ного напряжения различают:
В зависимости от вида выход
ения в пере•
напряж
я
нного
о
пост
атели
разов
преоб
е
а) транзисторны
мениое напряжение; еобразователи постоянного напряжения
б) транзисторные пр
яжение другой величины.
величины в постоянное напр
356
Dr--t--1---
Б)
Рис. l l .30. Двухтактный тра и то н и• ре
с р ы п образователь
напряжения (а); временнь1е д :заrрамм
ы изменения потока
в магнитопроводе трансфор матора и выходн
ого напряжения (6)
.
На рис. 11.29, 11.30 1132 1133
изображены основные с емы
.
Преобразователей
х
напря�ени� ' с
ог
тока
ростейш ей из них
л
. е), ся схема однотактного
•
ноr
р о преобразователя (рис
f f ;g т которая представляет соб
т;�ои
:�::т�
о
релакса
тор . сПэлектромагнитной
0братной связ
ью.
эн В режиме насыщения транзистора происходит транс
3 ергии в нагрузку
формация
и накопление в магнитном поле ранс орматора
ф
т
а время пребывания транзистора ее
в режиме отсечки энергия магнитного.
357
й схеме преоб
поля трансформатора передается нагрузке. В однотактно
ника транс
сердеч
ваиие
rничи
подма
янное
посто
разователя существует
. Поэтому
ателя
разов
преоб
д.
п.
форматора, что значительно сиижает к.
лишь для
уется
польз
и
неиие
приме
ое
иченн
огран
имеет
такая схема
преобразования мощности не более l + 2 вт. е и мостовые схемы
Наиболее широко распространены двухтактны
, которые будут
преобразователей напряжения (рис. 11.30 и рис. 11.32)
но.
подроб
более
рассмотрены
Двухтактный преобразователь напр яжения
разователя
Прн подключении двухтактного транзисторного преоб
жения вслед
напр яжения (рис. 11.30, а) к источнику постоянного напря
протекающий по
ствие неидентичности параметров транзисторов ток,
ток, протека
шать
превы
будет
одной из обмоток коллекторных цепей,
большего
ием
действ
под
ьтате
резул
В
е.
бмотк
полуо
ющий по второй
в сердеч
а
поток
тного
магни
по величине тока произойдет изменение
е э. д. с..
влени
я
по.
ет
вызов
а
поток
ение
измен
Это
ора.
нике трансформат
дет
приве
что
х,
базовы
на
и
числе
на обмотках трансформатора, в том
тию
закры
и
током
емым
я
авл
неупр
нм
ббльш
с
стора
к открытию транзи
тех пор, пока
с меньшим током. Процесс протекает лавинообразно до й - ие закро
друго
а
ся,
откроет
не
стью
полно
сторов
один из транзи
первичного
ется. После открытия транзистора почти все напряжениепоJiуобмотке
ой
кторн
колле
к
м
женны
прило
вается
оказы
источника
а в сердеч-:
трансформатора и дальнейшее изменение магнитного поток
имые во
навод
с.,
д.
э.
м
приче
,
закону
ному
линей
по
ходит
ннке проис
6).
11.30,
(рис.
туде
ампли
по
всех обмотках, неизменны
а насы- ·
Регенерация схемы происходит вследствие выхода нз режим
нике.
сердеч
в
ии
индукц
ении
достиж
При
стора.
щения открытого транзи
резкое увмн
ходит
проис
ения,
насыщ
ции
индук
к
ой
близк
ины,
велич
транзистор
чение намагничивающего тока, который и выводит открытый
коллекто�ной
из режима насыщеиия. Уменьшеиие напряжения на ности наводи
полуобмотке трансформатора вызывает изменеиие поляр
того тран• ·
мых в обмотках трансформатора э. д. с. К базе ранее открызакрытого
ранее
базе
к
а
,
сигнал
ающий
запир
я
етс
знстора прикладыва
регенерирует;:
транзистора - открывающий сигнал. В результате схема питания ко
жения
напря
го
женно
прило
ием
действ
под
В дальнейшем
тиый поток·
второй коллекторной полуобмотке трансформатора маrниения одного�
насыщ
а
поток
ины
велич
от
яется
измен
нике
в сердеч
ожного иа-.
направления до величины потока насыщения противополения схема
насыщ
а
поток
ины
велич
ении
достиж
При
правления.
сс . повто-·
вновь регенерирует. В дальнейшем описанный проце
ряетс я .
действи:
Изменение магнитного потока в сердечнике происходит под
е. Согласно
ем напряжения, приложенного к коллекторной обмотк
закону электромагнитной индукции можно записать:
358
где Иd, ЛИзк, ЛUR - соответственио напряжение первичного �сточ
ннка, падеиия напряжени я на открытом тран
зисторе и на активном сопротивленнн полу
обмотки Wк ,
Время перемагничивания сердечника от потока насыщения +Фs
до потока насыщения - Фs равно полупериоду генерации схемы:
!__
.
+Фs
2·
dt.
wl( � dФ=(Иd-ЛИэк-ЛИя)�
,
-Ф
О
s
(11.60)
1
Т
Представив 2 как 2f' пос.че интегрирования и преобразования для
частоты генерации схемы получим
f = Иd-ЛИ3 к-ЛИR
4SB 5wкk3
(11.61)
где S - площадь сечения магнитопровода сердечника;
Bs - индукция насыщения материала магнитопровода тра_нсформа�
тора;
kз - коэффициент заполнения магнитопровода.
В инженерных расчетах величинами ЛИзк н ЛUR пренебрегают
ввиду их малости.
Из формулы для частоты генерации схемы можно получить основное
расчетное соотношение для чнс.,1а витков коллекторной полуобмотки
трансформатора преобразователя:
Ud
Wк = 4fSB skз . 10 .
4
(11.62)
В двухтактной схеме транзисторного преобразователя постоянного
напряжения напряжение на коллекторе запертого транзистора равио
удвоенному напряжению питания. Поэ:гому такие схемы используются
пр и сравнительно малых напряжениях источников питания
Из (11.62) видно, что частота преобразователя изменяется ·с измене
нием напря жения источника питания. В некоторых случаях для пита
иия синхронных двигателей и нагрузок, критичных к определенному
диапазону частот, прибегают к стабилизации частоты преобразователей
Известны четыре схемных решения стабилизации частоты преобра:
зевания :
1. Стабилизация частоты при помощи стабилизации напряжения
питающего преобразователь или его задающую часть.
Как было показано, частота генерации преобразователя прямо
��опорциональна напряжению источиика питания. Прн неизменных
раметрах элементов схемы стабильность частоты определяется ста
бильностью напряжения, Схемные решения по этому методу обеспечи
вают стабильность частоты + (2 + З) % .
2. Стаби.r�изация частоты при помощи стабилизации напряжения
прикладываемого к первичной обмотке насыщающегося частото-зада:
IOЩero трансформатора.
359
; i
ухтактного двухтрансформа
На рис. 11.31 изо бражена схема довбразователя стабилизируется
торного преобразователя. Част ота прено включенных ст абилитронов .
с помощью двух встречно-последователь огич но стабилиза ция может
Анал
быть осуществлена и в мостовойд
схеме преобразователя. Эт от мето
обеспечивает стабильность частоты
+(1 +2)%.
3. Стабилизация частоты при по
мощи частотозависимых цепей. ется
Сущность метода заключа
что схема преобразователя
том,
лизации в
Рис. 11.31. Схема стаби
бразо включает цепь, содержащую резо
частоты траизисторноrо прео
ции нансный контур или RС-цепочку, ко
лиза
стаби
щи
помо
при
вателя
к
ого
ваем
лады
прик
ия,
деляют частоту гене
яжен
напр
матора торые и опре метод дает стабиль
перв·ичной обмотке трансфор
Этот
ции.
а
р
обратной связи
ность частоты + (0,1 + 0,8)%.
ронизации сигналами генератора
синх
ты
о
4. Стабилизация част
стабильной ч астоты.
ильной частоты подается на
Сигнал синхронизации генератора стабна отдельную обмотку транс
либо
базы переключающих транзисторов од может дать наиболее высоку1?
форматора преобразователя. Этот мет
качест ве генератора стабильнои
точность стабилизации, так как в рцевый генерат ор.
частоты может быть применен ква
Мостовые и nолумостовые преобраз
ователи напряжения
пряжения и ее временные
Схема мостового преобразов ателя на
б.
а,
2,
11.3
диаграммы приведены на рис.
Ит,
и
•т
:
h
Т2, T3D '-
__..п_
___,......__,
\_
Ивых
0
+1?1-lt----..____.,___.......,
[
д,
h�
гс,J
J
Б)
а)
атель напряжения (а) и его временные
Рве. 11.32. Мостовой преобразов
диаграммы (б)
а
отекает аналогич но про цесс
Процесс генера ции мостовой схемы прся в том, что последовательн.
чает
в двухтактной ·схеме. Отличие заклю
включены два транзистор
с первичной обмоткой трансформатора
.3/30
�остовые преобразователи могут работать от источника питания
с большим напряжением, чем дв ухтактные. Это объясняется тем, что
к транзист?рам мостовых преобразователей в запертом состоянии
прикладыв ается напряжение, рав ное напряжению источника пи
та ния.
Мосто�ые схемы являются основными при преобразовании больших
мощностеи. К: их недостаткам следует отнести в двое большее по срав 
нению с двухтактными схема ми число
транзисторов .
преобразователи
Полумостовые
м=i-+-r: 7i
С1
образуются заменой двух транзисторов мостовой схемы емкостным дели'/JJк
телем (рис. 11.33, а). Емкость конденсатора должна быть достаточно
большой и выбираться из условия до
пустимой величины спада напряжения за полупериод ге нерации.
с2
При наличии в источнике питания
JD--------<1----.....1
+
используют
точки
средней
да
во
вы
полумостовую схему, изображенную
а)
на рис. 11.33, б.
•��::....:��r;::,
Преобразователи постоянного
напряжения с усилителем мощности
т,
+
Преобразователи постоянного на
пряжения с усилителем мощности
применяются при величине преобра
....
зуемой мощности с выше 20 вт.
Функционально такая схема со
Tz
+
стоит из·задающеrо rеиератор а и уси
лителя мощности. Задающий генера
б}
тор обычно выполняется по одной из
схем, рассмотренных в предыдущих Рис. 11.33. Полумостовые преобразователи напряжения:
параграфах этой главы. Мощность задающего генератора должна быть ДО· а - с емкостным делителем, б - при
статочной для управления транзи- питании от ист�::ит�� выводом среди
сторами усилителя мощности.
Усилители мощности выполняются либо по двухтактным
(рис. 11.34, а), либо по мостовым (рис. 11.34, б) схемам и отли
чаются от описан ных схем преобраз ователей только тем, что
базовые обмотки их размещены на трансформаторе задающего гене
ратора.
Транзист оры в усилителях мощности включены обычно по
схеме с общим эмиттером. Однако в некоторых случаях находят
применение и схемы включения с общей базой и общим коллек
тором .
Разновидностью схем преобразователей напряжения с усилителем
мощности являются двухтрансформаторные схемы (рис. -11.35).
361
т
!1
о дновреме нно к ак д ля
Транзисторы преобразователя используяются
ости. Трансформатор
щн
о
м
тел
я усили
и опре
з ад ающего генератора , так ис дл
м
ь
в област н ас ыщения
Тр1 маломощный, раб отает перех�;о нсформатор Tpz работает при
а
ния .
·
д еляет частоту преобразова ыщ
чнике намота ны
ения . на его серде
индукциях ииже индукции иас
.
вых одные обмотки
ва телей по ср авнению
Двухтр ансформ ато рные схемы преоб .зо15% выше.
п. д. на
с обыч}iымн схемами имеют к.
нf�
1!1:· ;
ле м мощн ости, в котором транзисторы вкл юче ны по схеме с общей
ба зой, пред ста вляе т собой и деальный преобр азователь _источни ка
напряжения в источник тока.
В преобразо&ателях напряже ния
с усилителе м мощности перегрузка
ил и к ороткое замык а ние обуслов
лив ают выделение н а тр анзисто
рах большой мощности, что приво•
дит к выходу их из �троя. Поэтому
в этих сх ем ах сле дует пред усмат
ривать защиту от перегрузок.
Uвмх
Ивщ
!�
1--------А
а)
1-------.
, t:
/ '!�
'(11
ОБ
,j
а)
,,
аз
О '----------
1
Рис. 11.35. Двухтраисформаториая
схема преобразователя напряжения
с усилителем мощности
Рис. 11.36. Нагрузочные характе
ристики преобраэовате.nей напря
жения без усилителя мощности (а)
и с усилителем мощности (б)
Усилители мощности, собранные по полумос'Говым схемам, приме
няются редко.
Б)
и мостовая (б) схемы усирис. 11.34. Двухтактнаяей(а)мощн
ости
лител
\'
l;
•
нин без усилителя мощност.
Схемы преобразователеи напряжеer
зек и коротких за мыканий.
х арактеризуются само;ащит�: �:г;fзо,iи�я харак теристика преобра.
На рис. 11.36, а и зо раже
па зоне номиналь
ля мо ности в диа
�
зователя напряже ни я без усилите
�
б
ователя близка
з
р
а
о
а
п
т
и
с
р
те
l
ной выходной мощности харак
А транзисторь1 выхо.
ия В т чк е
� срыв генерации. При сняти
характеристике источник а напряж��
ди
ис
дят нз режима насыщения и про
н агрузки схема легко возбужд ает�я.хар актеристику имеют преобр
Несколько другую нагрузочиr
ры
м м ощности. При пе регрузке еот
а
аб
р
зова тели напряжения с усилител
и
ност
щ
о
м
я
ы силител
т
гене р ации ие происх wит, т parlз�i og из�бражеиы нагрузочные хара}(,
в активном режиме. а рис. но�т; с т анзистор а ми, включе нными
теристики для усили теля мощ еи• б а з�й Пр еобразователь с у силит
р м и Oбщ
б
схеме с о щим эмитте о
.,
362
'
'
.
'
Схемы выпрямления транзисторных преобразователей
напряжения
В нестабнлизированных и стабилизированных преобраз ователя х
постоянного напряжения, где регулир ование величины вых одног о
напряжения осуществляется методом изменения амплитуды, напряже 
ние переменного тока на вторичной обмотке трансформатора имеет
прямо угольную форму (на рис . l 1 .37, в изобр ажена пунктиро м).
Длительность фронта полуволны этого напряжения намного меи ьше
мительности полупериода .
В преобразова телях, где регулирование величины выходно го нап ря
жения осуществляется метод ом изменения формы, напря жение пере
менного тока н а вторичной обмотке имеет фо рму прямо угольн иков
с паузой на нуле (на рис. 11.37, в изобр ажена сплошной линией).
Регулирование в ыходного напряжения в этом случае осуществляется
изменением длительности пауз ы (угла q>) при неизменной длительности
n о,1упериод а . Когда q> = О, п ауза на нуле отсутствует, выхо дное
Напряжение в обоих случаях и меет од инаковую форму.
Более общим случаем явля ется выпрямление напряже н ия прямо
угольной формы с паузой на нуле .
363
1
В преобразователях постоянного напряжения одного уровня в нап
ряжение другого уровня выпрямление переменного напряжени я осу:
ществляется либо по однополупериодной, либо по дврполупе�иоднои
схеме с нулевой точкой, либо по двухполупериодном мостовом схеме
_.
Для вывода основных соотношении
8 !:,.
схем выпрямления сделаем следующие
Jls
r:-
ДОПl)�:;:�еюrое напряжение имее:; пряrd
моугольную форму с регулируемом пау
.
зой на нуле, дл ительность фронтов в коа)
торой по сравнению с длительностью
полупер иода пренебрежимо мала;
2) прямое сопротивление вентилем
Ud равно нулю;
3) обратное сопротивление вентилей
бесконечно велико;
4) активное сопротивление и инду к
б)
ивность рассеяния обмото к трансфор
т
и
матора пренебрежимо малы;
в)
5) все элементы схем симметричны;
6) активное сопротивление обмот ки
дросселя ф ильтра равно нулю, а ве,'Iи 
чина индуктивности дросселя бесконеч
но велика.
Варианты однополупериодной схемы
выпрямления при работе на а ктивную
и индуктивную нагруз ки изображены
на рис. 11.37, а, б. Для поддержания
тока в нагрузке в интервалы пауз пере:
менного напряжения при инду кт ивном
реакции ф ильтра в схему включают об
ратный д иод Д2, так как иначе. схема
неработоспособна. Временнь1е диаграм
Рис. 11.37. Одноnолуnериодные мы
схем представлены на
р ис.
схемы выпрямления при работе 11.37, в, г, д, е. При активной нагрузке·
на активную (а) и индуктив
ную (б) нагрузки и их времен- форма тока повторяет форму напряже
ния, а его амплитудное значение опре
ньiе диаграммы (в, г, д, е)
деляется общим сопротивлением цепи
(рис. 11.37, г). Обратное напряжение на вентиле равно амплитудному
значению входного напряжения.
При индуктивной нагруз ке формы то ка и обратного напряжения на
вентиле В1 такие же, как и при а ктивной нагрузке. В промежут ки вре•
мени, когда венти.'Iъ В1 не провод ит ток, цепь нагруз ки замы кается
через вентиль В2 •
Среднее значение тока нагрузки при активном ее хара ктере
Ud
(11.63)
36i
·)
В течение непроводящего полупериода
обратное напряжение, опреде,1яемое из к вентилю В приложено
выражения, аналогичного
(11.63):
(11.64)
Действующее значение тока через венти
В с учетом того, что ток
через него протекает в течение времени л ль
- (J),
l a =l m
ул�rр.
(11.65)
При работе схемы на индуктивную нагруз
(рис. 11.37, д) повторяет форму напряжения, ку ток через вентиль В1
чение равно току нагруз ки l 1 rn I , поэтомуи его амплитудное зна
среднее значение тока
вентиля В1 определится из выраженd ия
a
(11.66)
В течение пауз через обратный вентиль В буде
т протекать ток, ам
2
пл итудное значение которого равно току, проте
кающему в нагрузке
(рис. 11.37, е), поэтому среднее значение тока
через вентиль В2:
I•Щ = dл
I
l d dt =
iл [ f I dt I / dt] = l :}/. (11, 67)
о
о
Действующее значение тока через вентиль
В
d
dл
d
,t
I.2 = ld
V
2
(11.68)
Лitrp·
Выпрямленное напряжение представляет
собой пульсирующую
кривую. Количественно вели
чина пульсац ии оценивается коэффициен
том пульсации:
(11.69)
Подставив в (11.69) значение максимальной
величины напряжения
(11.64), получаем
(11.70)
При работе двухполупериодной схемы выпр
ямления (рис. I l .38, а)
на активную нагрузку форма тока
через каждый вентиль повторяет
форму напряжения источника в течение проводящ
его полупер иода
(рис. 11.38, 6).
При работе схемы на инду ктивную нагруз
к
фу� кции обратных диодов. Ток нагрузки замыку вентил и выполняют
ается по цепи, состоя
l
d
щем из двух параллельных ветвей, каждая
вентиль и полуобмоткутрансформатора. С из которых включает в себя
учетом допущения о симмет
ричности схемы ток через кажды
й вентиль в интервалы пауз перемен365
а зом , ампли1уда rока, nр оте·
иоrо напряжения рав ен 0,5 /d• Таким обр
, в), в интервале О + <р равна
ка ющеrо через вентиль В1 (рис. 11.38
и
5
0, / d, в интервале <р + л - ld
t,
1
5
d•
/
0,
<р)
+
(л
+
л
интервале
13
::;

_...цi......,t-J"v-v--....,_=.!В интервале (л + <р) + 2л к в ентие
апряж
н
ое
н
т
а
обр
о
ен
лож
и
лю В1 пр
алогич
с
Ud ние. То.к вентиля В2 имеет а нсд
но винут
ную форму (рис. 11.38, г),
по фазе на по,1пер иода.
Действующее значение тока вто
а)
ричной обмотки трансформатора за
в исит от характера нагрузк и: Ток воа
трансформатор
вторичной обмотке
и
и имеет
а ет в те же и нтервалы
ек
прот
б)
в е нтили .
з
чере
ток
и
о
чт
я,
и
чен
а
н
з
те же
При работе однофазной мостов ой
схемы выпрямления на индук ти вную
нагрузку (р ис. 11.39, а) в интервалы
пауз питающего напряжения через
вентили протека ет ток нагрузк и ,
который раз ветвляется п о двум парал
лельным ветвям , состоящим из двух
п оследовательно включенны х в енти
лей. Так им образом, в интервалы
ы
па уз через каждый в ентиль схема,
ок 0, 5 /
т
ет
а
тек
о
пр
я
и
лен
прям
вы
ная схе а в интервале проводящей полувол
Рис. 11.38, Двухполупериод
е
еннь1
врем
ее
и
(а)
ния
ямле
ма выпр
ны - ток /d, в интервале непро во
диаграммы (6, в, г)
дящей полуволны ток через в ентиль
ммы напряжени я и токов через вен
а
гр
иа
д
рав ен нулю. Временнь1е
, б, в, г.
изображены на рис. 11.39
тили мосто�ой схемы выпрямления
i,
а)
,....,,_;;;;;�c..J"'I
ld
..:;...::
U
Основные расчетны е соотношения рассмотренны х схем сведены
в табл. 11.1 и 11.2.
Т а б JI и ц а 11. 1
Расчетные соотношения схем выпрям"•ения при работе на активную нагрузку
П
Схема выпрямления
ы
араметр
Обратное напряжение на
ве11тиле, Иобр
1
Среднее значение тока вен-
1
значение то=...= каДействующее
вентиля, I
1
ТИЛЯ, / а,ср
о:
a
А�шлитудиое значение тока вентиля, l.,,m
1
о.
о
nериододноnолупернод-1 двухполу
полупернод�
ная с нулевым 1 дnух
ная, мостовая
ная
выводом
_
2л
Ia
Л-(Р.
fd-v
-
Ud
1
л
1
1
1
=
основной гармони== киЧастота
пульсаций, fп ш
,
0,5/d
Коэффициент пульсаций,
о:
>,
t:: Кп
л:q,
-л:
-
!
0,5/d
4
2
V
2 (/ rp)
i4v li4v
f
-rр
л
2 (л: rp)
2 ( : rp) 1
л
,у
-л
л:
л:
/
ld
d
rр
л1 л-rр
Действующее значение то2n
ка вторичной обмотки, /2 1 Jdv -rр 1 / d
о
л:
Действующее значение то2
"'о. ка первичной обмотки, /1
л:
л-q,
п
1 п
...
л:
_л_Ud
v
2л:
I
л:-rр 1 d
2л
Л-rр Id
Число вентилей в схеме, т \
!
2л-U
-:rр a
Jd
i4y·
л л: q, 1 п
2f
2(itл: (j))
1
v л:
2f
л
л
n
(j)
(j)
2 л:- rp)
JТ
Табл и ц а 112
Расчетные соотношения схем выпрямления при работе на сг,11аживающий
фИJiьтр с индуктивной реакцией
вая схема выпрямления (а) и ее вре
Рис. 11.39. Однофазная мосто
менные диаграммы (б, в, г)
т
Параме ры
t)
ра н
ой обмотки трансформато
Действующее з начение тока вторичнкак т ок нагрузк и в па узы п
зав ис ит от характера наг рузк и , так
обм отке не протекает.
366
Обратное напряжение на вентиле,
Иобр
Схема выnрямлення
однополупернодная
обратный
венrиль
1
прямой
2л И
л-q, d
двухполупериодная с нулеnым двухполупериодная мостов ая
выводом
2л:
-
n-rp Ud
л:-q,
_л_Ud
367
J
Продолжение табл. 11.2
Параметры
обратны/!
вентиль
прямой
Среднее значение 1 n+q, ld
1 тока
вентиля, 1 •. ер ---rп-
Jd
Число вентилей
в схеме, т
2
Действующее
с..
о значение тока вто-
ld ул
21t
ричной обмотки, /2
-q,
"'., Действующее
значение тока ер,...с.. вичuой обмотки,п /1
и
:,:
"'о;
>,
п-q,
�ld
1
v---q, viг v (j)
-1 -(p
vrt
Действующее
л -q, Ia
значение тока вен- fd
ул2Jt
+q, ld v21t V2
тиля, 1.
Амплитудное
"' значен
ие тока вентиля, l"m
о;
двная
ухполупериодс нулевым двухполупе
ная мостовраиодя
выводом
Схема выпрямления
однополупериодная
Частота основной
гармоники пульсацнй,fп11)
i::;
Коэффициент
пульсац ий, Кп
!!!_ Гл-q,
п v 2л
r
1
л
-л-q,
ld
0,5/d
!а
2
ld
1-2л
21t
la
1
1
л
2(n-q,)
!а
!_о_
п
п ул2л
�
-q,
2f
0,5/d
1
1-2л
л--q,
v л
Jf
л-q,
л
2f
'
л
2(л-q,)
Для схем выпрямления преобразователей напряжения постоян ного
тока имеющих на вторичной обмотке трансформатора напряжение
прш,;оуrольной формы без паузы на нуле, основные расчетные
соотношения можно получить, приняв в формулах табл. 11.1
иll.2<p=0.
Сглаживающие фильтрь1 в схемах преобразователей
постоянного напряжения
в схемах сглаживающих фильтров преобразователей постоян
ного напряжения применяются емкостные LС-фильтры и реже
RС-фильтры.
Емкостные сглаживающие фильтры (рис. 11.40, а) применяютс
только в схемах нестабилизированных преобразовач�леи" и преобразо·
368
вателей с регулированием выходного напряжени
амплитуды, в которых напряжение переменного токая путем изменения
имеет прямоуголь
ную форму бев паузы. Форма напряжения на выхо
де
схемы выпрямле
ния представдяет собой последовательность импу
равными дJIИтельности фронта wt (рис. 11.40 льсов с интервалами,
, 6).
Ф
При уменьшении выпрямленного
напряжения ииже напряжения на
конденсаторе источником питания нагрузки являе
тся конденсатор
фильтра. Напряжение на конденсаторе за время
разря
да изменяется
по закону
Uc= И те
(11.71)
За время, равное· длительности фронта, напряжени
е
на
конде
нса
торе уменьшается до величины
И min = Ите- rd _
(11.72)
Удвоенная величина амплитуды переменной
составляющей
при
этом равна
tф
c
2U(i) т = Ит - Иmin =
= Ит ( 1 - е- ::с). (11. 73)
Так как t Ф
dc, то выра
жение (11.73) можно предстаи
вить в виде
<,
Из (11.74) следует, что
Иа,т =
и;-
tФ
(11.75)
й)
Рис. 11.40. Схема емкостного сглаживаю
щего фильтра (а) и его временные циа
rраммы (6)
Отношение и< 1' т иногда называют коэффициентом
пульсаций Кп •
ит
поэтому величина емкости фильтра
2rdc·
С=2к r = 2К
(]l.76)
п d
п Иd '
К.ак следует из полученного соотношения, емкостной сглаж
ивающий
фильтр рационально применять при больших величинах
сглаживаемого
напряжения.
В преобразователях с регулированием выходного напря
жения мето
дом изменения формы, имеющих переменное напря
жение прямоуголь
lfой формы с паузой на нуле, применение сглаживающ
их емкостных
фидьтров принципиально невозможно. Эrо
объясняется тем, что при
lfебольшой емкости выходное напряжение имеет перем
енную составля13 И. М, Чижеи110
IФ
/Ф/d
369
ющую значительной: величины. С увеличением емкости фильтра выход
ное напряжение становится близким к амплитудному значению выпр ям
ленного напряжения ; при этом регулировать выходное напря жеи11е
изменением формы переменного напряжения не представляется возмож 
ным. Поэтому в преобразователях с реrу,1ированием выходного напряжения методом изменения форL
.мы переменного напряжения
-------применяют LС-фильтры (рис.
и
r.d Q \аd 11.41, а).
С
В зависимости от ,,-величины
,_______.
__..____,__
индуктивности и емкости LС±
фильтр может работать в режи
ме с непрерывным (рис. 11.41, в)
или прерывисп,1м (рис. 11.41, д)
протеканием тока через индук
тивность.
Для упрощения анализа ра•
боты фильтра в каждом из режи
мов примем допущения, что эле
менты фильтра и форма кривой
напряжения на входе фильтра
явл я ютс я идеальными, а напря
жение на выходе фильтра в тече
ние периода изменяется незна
чительно.
Режим работы LС-фильтра
с непрерывным протеканием то- ·
ка через индуктивность (рис.
11.41, в) можно разбить на два
этапа. Первый этап - ток в ин- ,
дуктивности нарастает от мини
мального значения /L min дСf' мак
В)
симального значения IL max в ин-:
тервале импульса. Второй этап ток в индуктивности уменьшает-,
я от lL max до / L m!n в интервале
с
вре·
(а);
Рис. 11.41. Схема LС-фильтра
пауз
�. Принятое допущение а
напряжений
и
менные :циаrраммы rrоков
линеиности индуктивности опре(6, в, г, д)
деля ет линейный характер нарастания и уменьшения тока через дрос-:
сель L. На этом· основании для тока с непрерывным протеканием
через индуктивность можно записать
u
u
l Lmin + � d't при пТ�'t�пт+tн,
=
iL(t)
'
при пТ lи�'t�{n+I)T,
IL max _ud
L t
где п = 1, 2, 3 ... - порядковый номер периода;
fи - текущее время ;
-т: - время , отсчитываемое от начала
щего интервала.
=
l
370
Для установившегося режима граничными условиями выражения
(11.77) будут
lLmin = iL [(n+l)T],
{
.
(11.78)
lLmax = IL(пт+ц.
Ток в индуктивности за время импудьса нарастает, а за время пау
зы уменьшается на одну и ту же ве.пичину, поэтому из выражения
(ll.77) можно записать:
где
Подставив пределы изменения i:, получим
Иd = И� = Uу,
(11.79)
(11.80)
у =j - скважность импульсов.
Из выражения (ll 8
. 0) следует, что в режиме работы LС-фильтра
с непрерывным протеканием тока через индуктивность напряжение
на нагрузке равно среднему значению выпрямленного напряжения и
не зависит от величины нагрузки (рис. 11.41, 6). Это особенно важно,
когда преобразователь, питаясь от единого первичного источника, имеет
несколько выходных гальванически не связанных каналов стабилизи
рованных напряжений. Обеспечив режим работы LС-фильтров с непре
рывным протеканием тока через индуктивность во всех выходных кана
лах при введенной обратной связи по одному каналу, можно осуще
ствить стабилизацию выходных напр яжений по всем каналам в задан
ном диапазоне изменения токов нагрузки и напряжения первичного
источника.
Режим с прерывистым протеканием тока через индуктивность
LС-фильтра (рис. 11 .41, д) можно рассмотреть, как протекающий в три
этапа. Первый этап - ток в индуктивности нарастает за время импульса
выпрямленного напряжения. Второй этап
ток в индуктивности спа
дает от максимального значения до нуля в течение паузы за время t1•
Третий этап - ток в индуктивности равен нулю. Тогда при принятых
допущениях для тока с прерывистым протеканием через индуктивность
(рис. 11.41, д) можно записать
t
И-LUd 't',.
iL(I) = 1 U-Ud
о
L
"
t
при пТ�i; � пТ+iи,
_Ud при
nT+tи т�nT+tи+ti,
L ,:,
пр и nT+tи+t1 � т�(п+ 1) Т.
Граничными условиями для выражения (11.81) будут
lrmin = О, / Lmax = iL (nT
+ ! ).
11
(11.81)
(11.82)
371
Если полагать, что элемент ы фильт ра идеальны, то мощность н а
буде т равна мощности на входе фильтр а :
нагрузке
(11.83)
где IL ер - средне е. значе ние тока чере з ин дуктивность фильт ра,
которое оп реде ляется в общем виде как
fLop=+
(n+l)T
�
пТ
( .
i t)dt
L
(11.84)
1 81) _для каж
Подставив в выра жение (11.84) значение iL (t) из (1.
дого этапа и п роинтегрировав, п олучим выражение для среднего ток а
через ин дуктивност ь /Lcp• Используя п qлученное значение /Lcp и вы
ра жение (ll .83), найдем
(1l.85)
Щ UUday-U2ay2 О,
rdT
=
где а 2L.
Решение ур авн ения (11 .83) имеет вид
(11.86)
Ud= ua2 r(-.JI11+! 2 -11
ау
1•
Как видно из п олученного выражения, в режиме ра боты LС-фильт
ра с п ре рывистым протеканием ток а чере з индуктивность, нап ряжение
й
на нагрузке зависит от величины rd и ха ракте ризуется не лине но й
зависимостью при изменении скважност и импульсов -у. Это позволяет
исп ользоват ь режим с п ре рывистым п ротеканием т ока че рез индук
тивность в сtем ах многоканальных п реобразов ателей со стабилиза
цией выходного напряжения. Однако в одноканальных преобр азова
т елях эт от режим п риводит к пон ижению коэффицие нт а стабилизации.
Поэтому п редп очтите льным режимом ра боты LС-фИJ1ьтра является
режим с неп рерывным п ротек анием ток а че ре з индукт и�ность.
Ре шив совместно ур авнения (l1.80) и ( ll.85), получим для граниuьт
двух режимов раб оты фильтра :
1
а.=1-у·
rdT
П одставив значение а. = 2L и ре шив (11.87) относительно L, п о• ,
лучим выражение дл я критической ин дуктивности, соответствующее
границе двух режимов:
Lкр = r�
T
(l--у).
Для обеспече ния ре жима ра боты LС-фильтра с неп ре рывным п ро
тек анием тока через индуктивность п ри изменении величины rа и скваж
ности импульсов индук тивност ь дросселя фильтра должна быт ь
372
T
Lдр � Lкр = rd� (1 - 1'm !n),
Величина изменения тока через индуктивн
ост ь определяется из
выра жения l(l.77):
. _И-Иа
лlL---y-Т:
пт+1и
I
пТ
(11 .90)
Подста·вив пределы и преобразовав п осле днее выр
ажение п
' олучим
i = UyT(l-y)
. (11.91)
L
_Л L
Для оп ре деления величины· п ульс ац ий выхо дного ап
ряже я
рассмотрим пр оцесс изме нения тока в схеме LС-фи
;
нп
времени, когда ток че рез индуктивност ь меньше л� т ра. инте рвалы
тока в нагрузке /а п роис ходит разря д конденсаторраеднего значения
(рис ll 41 ,\
8 интервалы времен,и когда ток через ин ду тивност
ь п ревы�ает ·ток' ji·
,
d,
конденсатор заряжается
к
С учетом п р
о
опущения о линейности элеме нтов схемы м�жно опре де,r =�� :
• ит
п ременъ1 нап равления
t и т - fи
тока в конденсаторе _ __!!
2
2
Средний ток при за ряде конденсатора (рис. 11 •41 , в) равен
/ер. эар
(11.92)
= Л:L,
т
п
и
а
н енсато е близка
р и о ь
� �� : пе��:::;f��та:� J;;;; ;0:а :� :з
ук
:11., но отстает от н ее по фа зе н а уг ол, бJi изкий
к �оо (;:� 1{ :1 �)
он н
д
т
ы времени, ко да а ря
ж�� ак на�� ;::�Р:О�g::.г�:� :: �:Л: :l:;л
� � � :
ен ая
п
ЛVd = Ua:Т.-Udmin•
(11.93)
е ие т ока в конденсаторе на инте рва е заряд а опр
лит�� ::1��: е:
л
еде
е
т -1
/ер.вар
=
ели
�
пТ+t11 +--и
2
j
(11.94)
пт+.:д
2
П одставив в выражение (ll.94) значен ие /
из (11 92) ил·
из 1( 1-9
1) , п осле п одстановки пределов и пре6бр•;зований: получи�
двойн ое значение амплитуды пульсаций нап ряжения
иа нагрузке :
ЛИа = И v J1;;r)
т2
(11.95)
Пре дставим Коэффициен т п ульсации· на выходе фильтра как отношение
aUa
(11.96)
n = 2Ua .
к
373
Тогда величина емкости фильтра определится из выражения (l l .95)
т2 (I-v)
(l 1.97)
С=
lбLКп
Для обеспечения режима работы LС-фильтра с непрерывным про
теканием тока через индуктивность в случае изменения скважнссти
импульсов емкость фильтра должна иметь величину
с= Т ( -vmiп)
2
1
lбLдрКп min.
(ll.98)
Более простое выражеине для величинь1 емкости LС-фильтра
можно получить, если в выражение (11.98) подставить значение L11.p'
из (11.89):
Соотношения (11.89), (11.98) и (11.99) являются основными при
расчете LС-фильтров в преобразователях постоянного напряжения.
Полученные в результате расчета параметры фильтра следует
проверять на отсутствие резонанса по формуле
fп(i) >
1
2л Vic'
где fп(l) - частота пульсаций основной гармоники.
ГЛ А В А 12
СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ И ТОКА СРЕДНЕЙ
И БОЛЬШОЙ МОЩНОСТИ
К стабилизаторам средней и большой мощности предъявляются
такие же требования, как и к стабилизаторам малой мощности (см.
§ 11.3)_. Основным из них является обеспечение максимального к. п. д.,
что осуществляется с помощью вентилей, работающих в ключевом
режиме. Применение полностью управляемых вентилей (транзис
торов, запира_емых тиристоров) упрощает схему управления стабили
затора, однако там, где выдвигаются требования большой выходной·
мощности и высоких напряжений, в качестве регулирующего эле
мента необходимо испо.�1ьзовать обычные тиристоры.
§ 12.1. СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ,
РЕГУЛИРУЮЩИМ ЭЛЕМЕНТОМ КОТОРЫХ ЯВЛЯЕТСЯ ТИРИСТОРНЫЙ КЛЮЧ
Принцип действия тиристорного ключа, выполненного либо на
встречно-параллельно включенных тиристорах, либо на симисторах
(симметричных тиристорах), рассматривается в § 5.3.
Стабилизаторы с тиристорными ключами позволяют получать
высокие уровии стабилизированного напряжения и осуществлять
его плавную регулировку в широком диапазоне.
Однако для таких стабилизаторов предъявляются жесткие тре
бования к симметрии запускающих импульсов. Эго объясняется тем,
что при наличии несимметрии импульсов управления в первичной
обмотке силового трансформатора появляется ток вынужденного намаг
ничивания, что способствует снижению к. п. д . устройства и коэффи
циента мощности, повышению пусковых токов.
В стабилизаторах напряжения с регулирующим элементом в виде
тиристорного ключа необходимо принимать меры для автоматической
коррекции угла включения тиристоров, что усложняет устройства
стабилизации, увеличивает их габариты и вес.
Функциональная схема стабилизатора с тиристорным ключом
на стороне переменного тока и неуправляемым выпрямителем на
выходе, предназначенная д.т1я стабилизации постоянного напряже
ния, показана на рис. 12.1.
При отсутствии неуправляемого выпрямителя выходное напряжение
стабилизатора будет переменным. В этом случае осущестмяется ста
билизация среднего значения переменного напряжения за счет изме
нения. угла включения тиристоров встречно-параллельного ключа.
Стабилизаторы переменного напряжения могут быть постР,оены и по
n ринципу амплитудного регулирования переменного напряжения
посредством переключения отпаек силового трансформатора тирис375
ступенчатой «вольтодобавки».
торными ключами, т. е. по принципу ема управления, ухудшается
Однако при этом ус,1южняется сист же состав переменного на
качество стабилизации. Гармоническияй практически ие изменяется,
пряжения в процессе регулированиих фильтрах, к. п. д. системы
отпадает необходимость в громоздк
повышается.
сторных стабилизаторов
Рассмотрим работу некоторых схем тириаторы обычн строятся ·
илиз
стаб
?
е
переменного напряжения. Таки
силовои трансфор- .
себя
в
чают
вклю
Они
ам.
схем
ным
цион
по компенса
регулирования, коммути
матор с отводами низшей и высшей ступеней
сторами и измеритель
тири
ия
руемых тиристорами, систему управление выходного напряжения от
онен
откл
ю
ющу
·ную систему, определя
торы напряжения назы
заданного значения. Иногда такие стабилиза
Н).
вают трансформаторно-тиристорными (ТТС
~
Тuристор
ньиlкпюч
Тр11нсфор•
матор
Сuстема
упра8пвния
Усипите:ль
Выпрямитепь
Фильтр
U зт
схема стабилизатора постоянного
Рис. 12.1. Функциональная тирис
торным ключом
напряжения с
тве случаев оказыва- .
Подобная система стабилизации в большинс
что трансформатор
тем,
тся
ется неудовлетворительной. Это объясняе исполнительным органом
йся
ющи
явля
р,
но-тиристорный регулято
с фиксированным запазды
стабилизатора, представляет собой звено
тиристоры могут закры- .
ытые
откр
что
тем,
м
ванием, обусловленны
, протекающего через .
тока
ния
ваться только при изменении направле
•
них.
игать продо.J!жительности
Величина этого запаздывания может дост
ия. Для обеспечения устой-.
одного полупериода питающего напр1 яжен запаздывания в схему обя·
шчии
на.
при
чивой работы стабилизатора
о (апериодическое звено
зательно должно вводиться инерционное звен
ени.
врем
ой
оянн
пост
шой
первого порядка) с боль
работе на индуктив
при
ся
шает
ухуд
о
резк
Н
ТТС
ость
йчив
Усто
В этом случае во•
ем.
лени
отив
сопр
вным
акти
м
ную нагрузку с малы
дном напряжении
выхо
в
и
лени
появ
время переходных процессов при
ующие пер!ход•
етств
соотв
постоянной составляющей возбуждаются
ктивнои на
инду
в
ями
бани
коле
ми
ные процессы с апериодически
грузке.
ь трансформ�торно-ти·
Эти недостатки устраняются, если применит
метрическои схемой
пара
с
ристорный стабилизатор напряжения
параметры изменя
ее
что
тем,
тся
изуе
ктер
хара
управления, которая
на, подключенного
орга
го
льно
рите
ются в результате воздействия изме
неблагоприятны
все
тся
к входу стабилизатора. При этом исключаюнутых_систем реrулирова·
замк
тью
ивос
явления, связанные с неустойч
376
ния. Стабилизаторы подобного типа могут быть построены на основе
-схем рис. 12.2, а, 6.
Вторая сх�ма с «вольтодобавочным» трансформатором предпочти
тельнее первои, так как «вольтодобавочный» трансформатор позволяет
получать высокие выходные напряжения. Однако в этой схеме при
одновременном открытии тиристоров В1 , 84 или В2 , В3 происходит
закорачивание обмотки, что приводит к возникновению тока короткого
замыкания и возможному пробою тиристоров. Такой режим возможен
при низких значениях cos <р нагрузки,
в,
когда напряжение сети и ток нагрузки
значительно отличаются по фазе. При
cos <р, близких к единице, явление ко
роткого замыкания не наблюдается.
С целью повышения надежности стаби
лизаторов обоих типов необходимо
применять специальные меры для обес
печения четкой коммутации тири
сторов.
Рассмотрим работу схемы однофазного ТТСН (рис. 12.3), построенную по
а)
первому принципу.
Нагрузка к двум регулировочным от
водам автотрансформатора Тр1 подклю
чается через две пары тиристоров.
В положительные полупериоды на- и,
пряжения открыты вентили В 2 и В 4 ,
в,
в отрицательные - вентили В 1 и В 3 •
Принцип стабилизации состоит в том,
Б)
чтобы в течение каждого полупериода
Рис. 12.2. Трансформаторно-ти
тиристоры обеспечивали изменение коэф- ристорные
стабилизаторы nepeфициента трансформации трансформатоменного напряжения:
pa Тр1 в заданном диапазоне.
а - схема С ТИРИСТОРНЫМИ КJIЮЧЭа
ми; б - схема с тиристорными КJ!Ю•
специфика работы схемы на тири- чами
и •вольтодооавочным. транс
сторах требует специального 'выполнеФорматором
ния схемы управления и защиты.
Работа схемы при cos q;, отличном от единицы, значительно услож
няется. Из-за сдвига фаз между током и напря�нием появля'ются
интервалы, во время которых имеет место короткое замыкание по
контуру тиристоров.
Для обеспечения безаварийной коммутации тиристоров в· схеме
трансформатора предусмотрена фазочувствительная система, реагирую
щая на направление тока по отношению к напряжению и разрешающая
формирование и подачу управляющих импульсов на тиристоры.
Фазочувствительную систему образуют две цепочки. Первая це
почка состоит из последовательно включенных транзистора Т1, ди
ода В15, трансформатора Тр6 , диода В 19 , вторая - из транзистора Т2 ,
диода В10, трансформатора Тр1 , диода В 20 • Эмиттерно-базовые пер е
ходы транзисторов Т 2, Т1 , зашунтированные диодами, включены по
следовательно, базы их подсоединены к диодам В 5 , В 6 •
377
В зависимости от направления тока, протекающего по диодам В0,
В 6, будет насыщаться транзистор Т1 или Т2•
На трансформаторы Тр6 и Тр1 подается напряжение с обмоток w4
н W4 трансформатора Тр2• Взаимная фазировка обмоток w4, w4 транс
форматора Тр2 и подкJ1ючение баз транзисторов Т1 , Т2 к диодам В,, В6
производится таким образом, чтобы в положительный полупериод
напр я жения при положительном вторичном токе на пряжение этих
обмоток подавалось на первичную обмотку трансформатора Тр6,
а в отрицательные полупериоды при отрицательном вторичном токе на первичную обмотку трансформатора Тр7•
Если в положительный полупериод ток, проходя щий по диодам В 5,
В 6, отрицательный, то обе цепочки фазочувствительной системы за
крыты. Транзистор Т1 разрывает цепь, так как его эмиттерно-базовый
переход находится под обратным напряжением, а напряжение обмотки
w,; о тсекается диодом В 16 .
Соответственно в отрицательный полупериод при положительном
вторичном токе эмиттернq-базовый переход транзистора Т2 находится
под обратным напряжением, а напр я жение обмотки w4 отсекается д иодом
В 15, по отношению к которому это напряжение я вляется запирающим.
Таким образом, если ток и напряжение не совпадают по направле
нию, на выходе вторичных обмоток трансформаторов Тр4, Тр5 и после
диодов В 19, В20 напр яжение будет равно нулю, так как оба транзис
тора Т1 , Т2 закрыты.
Транзистор Т7 благодаря току, протекающему в его базе (подключен
к минусу источника питания ВМ3 усилителя постоянноrо,тока), насы
щаетс я и шунтирует транзистор Т5 , в результате чего задерживается
формирование и подача управляющих импульсов на тиристоры В 3, В 4•
Разрешение на подачу управляющих импульсов к тиристорам 8 3,
В4 будет только при наличии выходного напря жени я трансформаторов
Тр4, Тр, в проводящих д ля диодов В 19, В 20 направлениях.
Напр яжение вторичных обмоток трансформаторов Тр6, Тр1 через
диоды В19, В 20 подается на эмиттерио-базовый переход транзистора
Т1 в обратном направлении и запирает его.
Рассмотренная система обеспечивает четкую и устойчивую работу
стабилизатора п ри J1юбом характере нагрузки. Нестабильность вы
ходного напряжения по действующему и среднему значениям состав
ляет+ 2% и+ 1 % соответственно при изменении первичного напря 
жения на + JO + 15% от номинального значения.
Указанная нестабильность выходного напря жения обеспечивается
при работе как на активную, так и на реактивную нагрузку (cos <р
= О, 7) при температуре окружающей среды + 50° С.
азного трансформаторно-тиристорРис. 12 .3 . Принциnимьная схема одноф
яжения
ноrо стабилизатора переменного напр
§ 12.2. УПРАВЛЯЕМЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ,
СТАБИЛИЗИРОВАННЫЕ ПО НАПРЯЖЕНИЮ
Стабилизаторы постоянного напряжения , стабилизирующими эле
ыентами которых являются управляемые выпрямители, строятся по
компенсационным схемам. Рассмотрим работу некоторых из них на
примере схем рис. 12.4 и 12.5 [32].
379
В стабилизаторе рис. 12.4 регулирующий элемент - управляе
мый выпрямитель - выполнен по однофазной мостовой схеме. Анод
ная группа выпрямителя собрана на диодах В 1 , В 2 , катодная группа на тиристорах В 3 , В 4 • Напряжение с выхода выпрямителя фильтруется
посредством LС-фильтра и поступает на нагрузку.
Часть выходного напряжения, снимаем.ого с измерительного по
тенциометра R4 + R 6, сравнивается с опорным напряжением ста
билитрона 8 6, разность этих напряжений поступает на транзистор Т3
усилителя. Транзистор Т3 и диоды В 11 + В 14 образуют одно из плеч
фазового моста; остальные плечи моста образуются двумя полуобмот-
Рис. 12.4. Стабилизатор постоянного напряжения с не
симметриqным выпрями1елем
ками трансформатора Тр2 и конденсатором С4 • В диагональ моста вклю
чена первичная обмотка трансформатора Тр3, напряжение вторичной об
мотки управляет транзисторами Т 1 и Т 2, которые включаются поочередно
и подают запускающие импульсы на управляющие электроды тиристо
ров. Транзисторы Т1 и Т 2 питаются от выпрямителя, собранного на дио
дах В 7 + В 10 • При отклонении выходного напряжения от установив
шейся величины изменяется фаза управ.r�яющих напряжений и угол .•
регулирования. В результате выходное напряжение остается неиз
менным. Конденсатор С3 устраняет. возможность автоколебаний.
Мощные стабилизаторы постоянного напряжения, выполненные .
по данному принципу, имеют управляемые анодную и катодную
группы вентилей.
Электрическая схема такого выпрямителя приведена на рис. 12.5: .
Регулирующий элемент системы стабилизации постоянного напря-:
жения выполнен по схеме Ларионова с управляемыми вентилями анод
ной и катодной групп (тиристоры 81 + В 6). Схема управления имеет
шесть каналов, синхронизированных от сети посредством трансфор·
З80
Рис. 12.5. Стабилизатор постоянного напряжения с симметриqным трехф
азным
мостовым выпрямителем
Рис. 12.6, Электрическая схема одного канала системы управления
вы
прямителя рис. 12.5
матора Тр2 • Каждый из каналов выполнен по вертикальному
принципу. Электрическая схема одного канала приведена на
рис. 12.6.
Формирователь пилообразного напряжения, собранный на тран
зисторе Т1, управляется импульсами с синхронизатора. Пилообраз
ное напряжение формируется иа интервалах закрытого состояния
транзистора Т1 . Транзистор Т2 в исходном состоянии открыт током
смещения, который определяется величиной сопротивления резис
торов R 5 , R 6 • Пилообразное напряжение является запирающим для
транзистора Т2 • Как только это напряжение превысит напряжение
управления uy, которое подается на резистор R8 , транзистор Т2 за
крывается. Таким образом, момент перехода транзистора Т2 из ре
жима насыщения в режим отсечки опредеJiяется вмичиной напряжения
4л
управления и может регулироваться по фазе в диапазоне О + 3 относитмьно заднего фронта импульсов синхронизации.
Диод В4 служит- для ограничения отрицательного напряжения
на базе трацзистора Т2• Диод В3 препятствует короткому замыканию _
источника напряжения управления через насыщенный транзистор Т7
и разряженный конденсатор С1.
Выходной каскад ·канала управления выпоJiнен на тиристоре В6
С3• Включение тиристора В6 приводит к разряду
конденсаторе
и
конденсатора Са и, следовательно, к появлению запускающего им
пульса на выходе канала управления.
Выходные каскады вырабатывают систему двойных импульсов,
необходимых дJlя включения тиристоров и обеспечения их работы
в режиме прерывистых токов нагрузки. Например, в режиме преры
вистых токов тиристор В 6 схемы рис. 12.5 выключается раньше мо
мента прихода импульса на управляющий электрод тиристора В1•
Поэтому вкJiючающий импульс с первого канала поступает не только
на тиристор В 1 , но также на тиристор В 6 для его повторного включения.
(см.
Выходное напряжение стабилизируется следующим образом
•
рис. 12.5).
Допустим, что напряжение на выходе возросдо. В результате уве
личивается напряжение между точками d - е делитмя R1, R 2 • Дан
ное напряжение приложено к поСJiедоватеJiьно соединенным стабили
трону В7 и переходу база - эмиттер транзистора Т1• Сигнал рассо
гласования практически прикладывается к входу транзистора Т1
и вызывает увеличение базового тока. В результате увеличивается
ток коJiлектора транзистора Т1 и напряжение на его нагрузке R3•
Базовый и эмиттерный токи эмиттерного повторителя (транзистор Т2)
увеличиваются, что приводит к- увеличению напряжения иа его на
грузке. Нагрузкой явJiяются параллельно соединенные резисторы R4
всех шести каналов генератора. Увеличение напряжения на резис
торе R4 вызывает увеличение угла включения тиристоров выпрямителя
и, таким образом, снижение напряжения на его нагрузке. Система
осуществляет стабилизацию выходного напряжения при воздействии ,
· возмущений как по входу, так и по выходу устройства за счет наличия
в ней отрицательной об ратной связи.
382
§ 12.3. СТАБИЛИЗАТОРЫ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ,
РЕГУЛИРУЮЩИМ ЭЛЕМЕНТОМ КОТОРЫХ ЯВЛЯЕТСЯ ТИРИСТОРНЫЙ
ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНЫй ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ
Рассмотренные типы тиристорных стабилизаторов могут испол�
зоваться только при наличии сети переменного тока.
Если источниками питания являются сети постоянного напряжения:
аккумуляторы, солнечные батареи, топливные элементы, - целесо
образно применять стабилизаторы, регуJ1Ирующими элементами ко
торых являются тиристорные ШИП.
Функциональные схемы таких стабилизаторов приведены на рис.
12. 7, 12.8.
В схеме рис. 12.7 переключение ШИП осуществляется каналами
ф ормирования запускающих КЗИ и гасящих КГИ импульсов. Оба
канала синхронизированы через управляющие каскады УК1 , уК2
посредством генератора пилообраз
ного напряжения ГПН со стаби
лизированной частотой.
Напряжение нагрузки сравни
вается с эталонным, разность этих
Рис. 12.7. Функциональная схе'>'а ком•
пенсационноrо стабилизатора постоянно
го напряжения с тиристорным ШИП
Рис. 12.8. Функциональная схема пара
метрического стабилизатора постоян
ного напряжения с тиристорным ШИП
напряжений поступает на в,:сод усилителя рассогласования УР, выход
которого управляет частотои следования импульсов гашения. Таким об
разом, в рас:мотренной структурной схеме осуществлен принцип ком
пенсационнои стабилизации.
В схеме рис. 12.8 для питания КГИ используется выходное напря
жение, колебания которого приводят к соответствующим изменениям
частоты следования гасящих импульсов; стабилизатор данного типа
можно отнести к классу параметрических.
Поскольку в таком стабилизаторе имеется непосредственная
с нагрузкой, его называют стабилизатором
связь системы управления
с непосредственнои_ связью. Стабилизаторы с непосредственной связью
имеют один источник для питания нагрузки и системы управления;
иногда данная особенность может быть нежелательна, поскольку
выходное напряжение стабилизатора ограничено величиной напря
жения питания системы управления.
Рассмотрим работу стабилизатора с непосредственной связью на
примере его принципиальной электрической схемы (рис. 12.9).
При включении напряжения питания запускается генератор пило
образного напряжения, собранный на транзисторе Т1 и тиристоре В6•
383
При разряде конденсатора С1 на индуктивности L1 образуется ко
роткий импульс, который через эмиттерный повторитель (транзис
тор Т2) поступает на вход формирователя запускающих импульсов транзистор Т3 •
Следует заметить, что выходной каскад может быть выполнен и на
основе ждущего блокинr-генератора.
Импульс с транзистора Тз запускает тиристор Вр , и на нагрузке
появляется напряжение источника, которое одновременно служит
напряжением питания канала формирования импульсов гашения.
Рис. 12.9. Принципиальная схема параметрического стабилизатора
-с тиристорным ШИП
Данный канал работает по тому же принципу, что и канал формиро
вания запускающих импульсов.
Напряжение питания базовой цепи стабилизировано параметри
ческим стабилизатором В1 , поэтому частота первого генератора пило
образного напряжения не изменяется при изменении напряжения
питания. Частота второго генератора является функцией напряжения
питания; данная· зависимость достаточно линейна в определенных
пределах. Таким образом, стабшшзация в схеме происходит за счет
изменения частоты второrQ генератора, которая меняется в соответ
ствии с изменениями его напряжения питания, т. е. напряжения на
нагрузке.
При исследовании тиристорных ШИП со статической нагрузки_
было выяснено, что регулирование их выходного напряжения воз
можно в строго определенных пределах. Нижний и верхний пределы
выходного напряжения ШИП ограничены условиями перезаряда
коммутирующего конденсатора. Если импульсные стабилизаторы
384
'
строятся на основе зависимых ШИП, необходимо знать, в каких пре
делах изменяется скважность работы регулирующего элемента при
заданном диапазоне изменения нагрузки и напряжения питания.
В результате анализа ШИП получено вы:
ражение его внешней характеристики (7.18):
Ин
Здесь Rв. п =
Еу-l н R,..п_
у
(12.1)
т л - внутреннее сопротив-
а LФ
ление выходного кон
тура схемы импульсного преобразователя. Рис. 12.10. ЭквивалентНа участке стабилизации коэффициент ная схема тиристорного
пульсаций выходного напряжения не постоян- ШИП, работающего в ре•
жиме стабилизации наconst.
ный, поэтому Rв. п
пряже_ния
Из выражения внешней характеристики
видно, что регулирующий элемент стабшшза
тора «пропускает» лишь часть напряжения питания на нагрузку.
Для удобства ана.тrиза полагаем, что разница между напряжением
источника питания и выходным напряжением гасится на фиктивном
сопротивлении преобразователя RФ. п• Тогда эквивалентная схема
импульсного преобразовате.тrя напряжения имеет вид, представлен
ный на рис. 12.10.
При воздействии дестабилизирующих факторов значение RФ. п ·
должно изменяться таким образом, чтобы выходное напряжение
оставалось постоянным. Изме
нение вел!"чины RФ. п возмож
но за счет изменения скваж
ности по цепи обратной связи.
Рассмотрим процесс ста
билизации, используя семей
ство внешних характеристик
(рис. 12.11) с учетом, что
номинальный режим на выхо
lн де устройства определяется
Рис. 12.11. Внешние характеристики ШИП, величинами Ин. ном, lн. ном• '
работающего в режиме стабилизации напря
Пусть ток в нагрузке из
жения
менился на величину Л/н и
стал равным /и max• Если бы
в схеме не было обратной связи, то· напряжение на выходе
преобразователя стало бы равным Ин." (точка 1'). Цепь обрат
ной связи срабатывает таким образом, что рабочая точка переходит
в точку 1", т. е. скважность работы ключа изменяется, а среднее значе
ние выходного напряжения остается на уровне номинального.
Определим значение скважности Уз для нового значения нагрузки:
в max1нmах _
, Uн. ном
ув--Е- ",з- R Е
-О.
(12.2)
385
В результате решения этого уравнения получаем
2
41 нmахRв. nE )
'\'з = Uн.11ом (\ l +
2Е
Ин.ном
напряжение питания,
больше
чем
что
Из выражения (12.3) видно,
тем меньшее значение скважности необходимо для стабилизации вы
ходного напряжения при изменениях нагрузки.
Таким образом, при создании импульсных тиристорных стабили
заторов можно определить диапазон изменения скважности при за
данном диапазоне изменения нагрузки.
Полученное соотношение показывает, что можно избежать срыва
коммутации тиристорного ключа, если выбрать соответствующее
значение напряжения питания импульсного стабилизатора.
Мы рассмотрели случай дестабилизации по нагрузке. Однако при ;
наличии реальных источников питания (с конечным значением внут-'
·реннеrо сопротивления Rд изменение тока нагрузки приведет к изме
нению входного напряжения стабилизатора. С.ледовате.льно, в выра-.
жеиие (12.3) вместо Е необходимо подставить значение Е - ЛlR;. ·
Следует заметить, что выражение (12.3) явл_яется трансцендентным,·
поэтому его точное решение относите.льна у возможно с помощью
цифровых вычислительных машин.
Важной характеристикой импу,'!Ьсноrо стабилизатора является
характеристика вход - выход, представляющая собой зависимостJ,·
скважности выходного напряжения ШИП от напряжения управления.
Полученное соотношен,ие позволяет оценить угол наклона характ�
ристики вход - выход по цепи обратной связи и рассчитать диапазон;_
изменения напряжения управления. В рассматриваемой схеме управ
ляющим является напряжение, снимаемое с нагрузочной цепи, т. е
здесь явно не выражены характерные блоки компенсационного ста,
билизатора - устройство сравнения и усиления по цепи обратно
связи. По характеристике вход - выход импульсного стабилизатор
можно сравнить возможности схемы управления с потребностям
регулирования исходя из необходимого качества стабилизации.
Характеристика вход - выход по цепи обратной связи должн
быть линейной в диапазоне измерения управляющего напряжения'"
Данный диапазон определяет рабочий диапазон стабилизированноr
напряжения.
Из семейства внешних характеристик видно, что
обратной связи в случае уве.личе1:Шя нагрузки до
выходное напряжение уменьшается до величины
R в. nmax
Ин. п = Е1'4 - Jи max-- --.
V
1 4
Уменьшение напряжения на нагрузке по сравнению с номинальн
значением составляет
R птах -R п
ЛИн =Л/и
в.
У4
в
и
Изменение напряжения на нагрузке вызывает изменение сква
ности реrу.11ирования. Однако частота генератора пило9бразного 11
386
пряжения зависит от амплитудного значения выходного напряжения.
Разность между максимальными значениями установившихся вы
ходных напряжений для токов нагрузки /,, = /,,_ ном и fн = fн max
согласно (7.14) составляет
К
RФ-) аном
-v, ( 1+Rн.ном
-Е)е
-�
ЛИнтах =(
\J-e п.ном
RФ \lctmax
-V,1( 1 + -\ R нmах/
е
- --=х.:__--Е
(12.4)
•
)
-ап max
( 1 _ еКта
Здесь величины аном, К.и, ап. ном соответствуют номинальному зна
чению тока нагрузки и определяются из выражений (7.8), (7.9). Коэф
фициенты Kmax, апmax, amax соответствуют максимальному значению
тока в нагрузке.
Еслн учесть, что зависимость у = f (иа) должна быть линейной,
можно определить угол наклона характеристики вход - выход по
цепи обратной связи:
arctg У3 -У4 .
(12.5)
линmах '
Рассмотрим процесс стабилизации при изменении напряжения пи
тания. НоминаJiьный режим на нагрузке характеризуется уравнением
UномLф
ин. ном Ev ном - / н. ном УномТ 'А
Предположим, что напряжение питания стабилизатора изменилось
и стало равно Е + ЛЕ. В результате скважность работы рабочего
тиристора также изменится и станет равной
'\'�ом = r'ном + ЛVном,
где Лvном = ЛЕ tg �
Угол � определяется величиной сопротивления резистора R12
(см. рис. 12.9) и параметрами транзистора Т1 , т. е. параметрами цепи
заряда конденсатора CI.
Новое значение установившегося напряжения на нагрузке опре•
деляется уравнением
а LФл
Щ = (Е + ЛЕ) ("1 иом + ЛЕ tg А!' ) - /1н Т (Уномtом
· + ЛЕ tg �) ·
В случае идеальной стаби.11изации напряжения Ин. ном и И� не
должны отличаться друг от друга. В реальных условиях между этими
напряжениями всегда будет некоторая разность ЛИн = И� - Ин ном•
. того ' что /� = /н. ном +
Если вычислить эту разность с учетом
- ЛJн,
ли н
rде Л/ н = Rи , то можно записать
Lф д, (ином
а_�ом
2
)
Iн.ному
\"-- - "
+ ЛEtg Rf' ±ЛЕ tg �±ЛЕЕ tg �±ЛЕУном
н
о
ом
,
,
м
и
ЛИн =
+
аномLФл
1
ТRн (Уном + ЛЕ tg �)
(] 2.6)
387
Из полученного выражения видно, что в стабилизаторе с непос-·
редственной связью стабилизирующие свойства опреде.пяются пра-,
вильным выбором угла наклона характеристики вход - выход по
цепи обратной связи.
При заданном коэффициенте стабилизации всегда можно оценить
значение ли. и, таким образом, оценить величину,,:.. е. угол наклона
·
характери стики вход - выход системы управления импульсного ста- .
с
применением
возможно
задачи
данной
решение
Точное
ра.
билиза то
вычисл ительных машин.
§ 12.4. ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ ТОКА
(ИНДУКТИВНО-ЕМКОСТНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ)
Источники питания целого ряда электротехнических устройств
(дуговые сталеплавш1ьные печи, ванны для электролиза металлов,
устройства для заряда накопительных конденсаторов и др.) должн.ы
быть источниками стабилизирован
и
ного тока, т. е. такими источниками
электрической энергии, ток на вы
ходе которых не зависит от величины ··
сопротивления нагрузки. Внешние
характеристики подобных источни- ·
-,\
ков для идеального (2) и реаль
ного (1) режимов изображены
\
\
рис. 12.12, а.
\ ц.
Большинство промышленных
1
точников электрической энергии
1
1
существу являются источниками на
пряжения, внешние характеристики
1
которых для идеального (3) и реаль- .
а)
нога (4) режимов представлены на.
lн =· coпst
том же рис. 12.12, а. Источники на-."
�
пряжения можно использовАть и для·
требующих стабилизиро-·
Zн = var нагрузок,
ванный ток, если применять специальные промежуточные устрой
ства - преобразователи источников
напряжения в источники тока или
Б)
• :,
Рис. 12.12. Источники тока и на• параметрические источники тока.
преобразователеи:
Роль таких
пряжения:
и
ни
ки источ
могут выполнять схемы Бушеро
а _ вне111ние характеристи
ния; 6 - схема про
ков тока и напряжеточника
Штейнметца. Простейшая из них ток а
стейшего ис
Г-образная схема изображена на
ль
рис. 12.12, б. Если схема питается от источника синусоидатся
ного напряжения, то комплекс тока в нагрузке Zн определяе
выражением
Из уравнения (12.7) видно, что если индуктивное сопротивление
дросселя Z1 = jroL и емкостное сопротивление конденсатора Z2 =
1
выбрать из условия
= -J. (!)с
(12.8)
т. е. из условия резонанса на tiастоте питающего напряжения, то
ток в нагрузке не будет зависеть от величины сопротивления Z н ,
Практически условие Z1 + Z2
О можно выполнить лишь прибли
женно из-за наличия активных сопротивлений и потерь в элементах
схемы.
Физическое объяснение поддержания постоянства тока в такой
схеме заключается в следующем. При коротком замыкании (Zн = О)
ток в короткозамкнутой нагрузке определяется приложенным напря
жением и сопротивлением дросселя. По мере увеличения сопротивления
нагрузки оно ,оказывает все меньшее шунтирующее действие на кон
денсатор и режим работы схемы все больше приближается к резонанс
ному, при этом напряжение на конденсаторе и на нагрузке увеличи
вается. Рост напряжения на нагрузке при увеличении ее сопротивле
ния и определяет то, что ток нагрузки остается неизменным.
Преобразователи описанного типа, содержащие дроссеJШ и кон
денсаторы, получили название индуктивно-емкостных преобразова
телей (ИЕП). Вопросы теории и расчета таких преобразователей
освещены в [47].
На рис. 12.13 изображены некоторые схемы ИЕП, нашедшие про
мышленное применение.
Схемы отличаются друг от друга коэффициентами стабилизации
тока, к. п. д., установленной мощностью реактивных элементов,
частотными и другими характеристиками. Так, например, диапазон
изменения коэффициента полезного действия для них составляет
92 + 95 % , а коэффициент мощности приблизительно равен единице.
Конструировать подобные схемы можно, основываясь на общей тео
рии четырехполюсника и мноrополюсника f47]. Известно, что матрич
ное уравнение пассивного четырехполюсника в системе А-параметров
записывается следующим образом:
(12.9)
где 01, i1 - комплексы напряжения и тока на входе, а 02 , i2 - ком
плексы напряжения и тока на выходе четырехполюсника.
Для четырехполюсника, нагруженного на сопротивление Zн,
02 =
z,J2,
по�ому комплекс тока i2 в нагрузке с учетом (12.9) равен
(12.10)
388
389
Из (12.'10) видно, что условию стабилизации тока независимо
сопротивления нагрузки соответствует равенство
(12.11)
Таким образом, если выдержано условие (12.11), любой пассивный
четырехполюсник становится преобразователем источника напряжения
f\/1
Индуктивно-емкостные преобразователи, как правило, имеют на
выходе согласующий трансформатор, позволяющий обеспечить со
гласование ИЕП и нагрузки с целью получения наивысших технико
экономических показателей. Для получения стабильного тока в на
грузках постоянного тока на выходе ИЕП включают выпрямитель
по любой из известных однофазных или многофазных схем.
Следует отметить, что одна и та же схема ИЕП позволяет осущест
влять преобразование источника напряжения в источник тока, и на
оборот. В качестве иллюстрации на рис. 12.14 приведена схема устрой
ства с ИЕП, применяемого для заряда накопительного конденсатора
в
а}
Тр _ __ J...-LV"\,_�
:) 1
�z
н = v11r
б)
с
L
б)
B0-;:"-f С
.,Jд: const
с 0--CZJ-::--'
Zн: var
А
в
с Ci}-J'V'l'"\.j-4""......,-VV"'-{r::::J--'
е)
Рис. 12.13. Схемы ин;цуктивно-емкостных преобразователей:
а, б - Г•образная н моетоВая однофазные схемы с взанмонн•
дуктивной связью; в - дифференциальная схема; г - схема
типа «звезда»; д - Т-образная трехфазная схема с междуфаз
ными магI-Jитными связями; е - трехфазная мостовая схема
с междуфазными магнитными с.вязями
в источник тока, т. е. схем подобного класса может быть произвольное
число. Однако не все они удовлетворяют требованиям практики с точки
зрения тех или иных характеристик. Например, схема рис. 12.13, г
имеет меньшую по сравнению со схемой рис. 12.13, а установленную
мощность конденсаторов, однако схема рис. 12. 13, а имеет более /
высокий коэффициент стабилизации по току, почти не зависящий от
колебаний частоты. Выбор типа схемы определяется конкретными
эксплуатационными требованиями.
-�
390
А
в
с
Трех
фазн1,1(J
ИЕП
.___:.JJ
1
3 =coпst
Рис. 12.14. Схема с ИЕП для заряда накопительного конден
сатора
в одной из серийно выпускаемых промышленностью импульсных ла
зерных установок.
Трехфазный ИЕП подключен к мощному накопительному кон
денсатору Сн через трансформатор Тр и выпрямительный мост В.
Конденсатор периодически разряжается на лазерную лампу накачки.
ИЕП обеспечивает постоянство тока заряда конденсатора /3 = const
(что требуется по условиям максимального к. п. д. процесса заряда)
в течение всего зарядного цикла (от единиц до десятков секунд),
Тиристоры В1 + В4 позволяют в нужный момент времени закора
чивать выход ИЕП (режим короткого замыкания не опасен для этих
схем, так как ток стабилизирован) и тем самым фиксировать заданный
уровень напряжения на накопительном конденсаторе.
Схемная простота, высокая эксплуатационная надежность, а также
хорошие энергетические показатели ИЕП, обеспечили их широкое
практическое применение в качестве мощных источников питания
стабилизированным током.
§ 13.1. RL-ЦЕПЬ С ВЕНТИЛЕМ
ГЛ А В А 13
ПРИМЕНЕНИЕ ВЫЧИСЛИТЕЛЬНЫХ МАШИН
ДЛЯ РАСЧЕТА ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ
Рассмотрим RL-цепь с ве{!тилем, включаемую на синусоидальное
напряжение (рис. 13. l).
Дифференциальное уравнение, описывающее переходные процессы
в цепи, имеет вид
(13. l)
Расчет преобразователей наиболее удобно производить методами
математического моделирования с использованием ана.цоrовых и циф
ровых вычислительных машин.
Различаются следующие виды математического материального мо
делирования: аналоговое, структурное, цифровое. В основе всех
видов моделирования лежит подобие явлений, происходящих в натуре -·
и моде.пи.
Аналоговое моделирование выгодно отличается от других видов
моделирования тем, что с каждым элементом натуры сопоставляется
подобный элемент модели, поэтому, проводя эксперименты с моделью
и изменяя ее параметры для получения заданного переходного про
цесса, можно точно и просто указать, какой именно элемент натуры
и в каком соотношении необходимо при этом изменить. В то же время
серьезным недостатком аналогового моделирования является необ
ходимость при переходе к исследованию нового объекта (натуры)
применять другие элементы модели.
Структурное моделирование выполняется на аналоговых вычисли
тельн ых машинах (АВМ). Для построения модели необходимо знать
уравн ения (дифференциальные и алгебраические), описывающие объект
исследования. Эти уравнения решаются на аналоговой вычислительной
машин � путем набора структурной схемы из решающих элементов,
каждыи из которых выполняет какую-либо математическую операцию
(интегрирование, суммирование, инвертирование знака, усиление).
Достоинство таких моделей - быстрота перестройки при t'!ереходе
к исследованию нового объекта и большая скорость вычислений. Не
достаток - малая точность вычислений (5 + 10%).
Цифровое моделирование реализуется на электронных цифровых
вычислительных машинах (ЭЦВМ) путем задания программы решения
численными методами уравнений, описывающих объект исс.1едования.
Преимущество цифрового моделирования - универсальность про
грамм, способность решать любые задачи, связанные с исследованием
объектов, большая точность вычислений. Недостаток - невысокая
скорость вычислений, поскольку ЭЦВМ выполняет только арифме
тические и логические операции, а также неудобство внесения кор
рективв программу при необходимости изменения параметров модели.
Используя вычислительную технику при расчете преобразователей
необходимо учитывать вышесказанное и выбирать оптимальный· вид
математического моделирования.
Рассмотрим моделирование нескольких характерных схем преоб- ,
разовательной техники.
392
где Rв (IJ - сопротивление вентиля в закрытом и открытом состоянии.
Считая, что вентиль идеальный, можно записать:
Rв(i)= {
Rпр = О - вентиль открыт;
Rобр = оо-вентиль закрыт.
Следовательно, при моделировании в цепи обратной связи решаю
щего усилителя следует ставить диод, который обеспечит нужные
соотношения дЛя Rв(i)•
Рассмотрим аналоговое структурное мо·
делирование RL-цепи с вентилем.
Решение задачи на АВМ разбивается на
ряд этапов, включающих в себя подготови
тельные операции и собственно решение
Рис. 13.1. RL-цenь с веизадачи:
тилем
1. Анализ исходной системы физических
уравнений, описывающих натуру (объект моделирования), и приведение ее к виду, удобному для моделирования.
2. Переход к машинным уравнениям путем масштабирования ис
ходных дифференциальных уравнений.
3. "Выбор оптимального (или квазиоптимального) варианта структурнои схемы решения. задачи применительно к конкретной АВМ.
4. Набор задачи на АВМ:
а) коммутация решающих блоков по структурной схеме;
б) установка передаточных коэффициентов решающих усилителей
модели;
в) введение начальных условий и возмущений и т. д.
5. Выполнение статических и динамических проверок правиль
ности набора структурной схемы.
6. Пробное _решение задачи и уточнение параметров машинных
уравнении.
7. Пересчет масштабов машинных уравнений (в случае необходи
мости).
8. Окончате.1ьный выбор" параметров машинных уравнений и
выполнение намеченнои программы исследований.
Переходим к моделированию RL-цепи, имея в виду использование
АВМ типа МН-7.
Приведем уравнение (13.l) к виду, удобному для моделирования:
di
rft =
1
.
- R+Rв u) .1+
L И2тS1Пооt.
L
(13.2)
'393
Выбираем масштабы переменных:
Вводим масштабы (константы подобия):
iм М = Им М =w" M, =t_м •
М;=у
,
w -;;;,
и u2т'
t
Заметим, что М"М1 = 1 согласно критерию подобия wt = ым t,. ,
где индекс М обозначает машинную переменную, измеряемую в вольтах.
Максимальное значение машинной переменной не должно превы
шать по абсолютной величине 100 в (линейный диапазон модели МН-7
равен + 100 в).
88 в
Ми = 220 в=О,4,
_ 3,14 рад/сек
Мw314 рад/сек
t
0,01, М1=у=100.
Следовательно, решение будет производиться в замедленном (по
отношению к реальному) темпе (так называемая rомохронная модель).
Опреде.пяем коэффициенты передачи для
L = 1 rн
двух вариантов исходных данных:
iн м
200
а) L= I гн: К52= 1 _ 100=0,2,
40
К51 = 1-0,4. 100
=
�
858
1•
t,.,
беек
20
б) L =3 гн. Ks2 = 3 . 100 =0,066,
/, = J rн
i нм
Рис. 13.2. Структурная схема модели RL-цепи с вен•
тилем
Вводя масштабы, переходим от уравнения (13.2) к машинному
уравнению:
(13.3)
или
(13.4)
Рис. 13.3. Осциллограммы
токов RL-цепи с вентилем
Система уравнений, описывающих
прямой и обратный контуры, преобра
зуется путем сложения в уравнение
вида
Uдв = - Rв1 (i,)i1 -Rв3 (t,)iз, (13.6)
в
Рис. 13.4. Однофазный мостовой
выпрямитель
394
t,.,
Выполним аналоговое структурное моделирование однофазного
выпрямителя, имеющего симметричную мостовую схему (рис. 13.4).
Поскольку схема симметрична,
di"=Кs2l.м +К51 Ит SIП
. Ымtм•
dtм
Для определения передаточных коэффициентов модели служат урав•
нения:
R=20 ом, f=50 гц,
И2rп=220 в,
L=1 гн, 3 гн.
В сек
§ 13.2. ОДНОФАЗНЫЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ
Составляем структурную схему набора задачи на МН-7 (рис.
13.2). Уравнение, описывающее структурную схему, имеет вид
Исходные данные, характеризующие натуру:
238
�
Осцил.�юrраммы решения задачи представ
лены на рис. 13.3. Напряжение Иrп siп ым iм
подается от низкочастотного генератора пе
риодических колебаний НГПК:-2.
.Контур коммутации
уравнением
Uф
описывается
= La :: + r а ф + Rв1 (i )i1 - Rвз (t,)ia ,
d'
i
Из уравнений Кирхгофа для точек разветвления;
1
(13.7)
id = i1 +iз,
iф = 1 - i3
i
395
1
получаем
•
i +ld
Ф
li = 2 = 0,5 (lф
id),
tз = -2- = 0,5 (td -tф)•
. ·
id-i ф
.
.
Добавляя к указанным уравнениям уравнение Кирхгофа для кон.
тура нагрузки, получим систему физических уравнений, описываю
щих однофазный симметричный мостовой выпрямитель:
did
ИАв= L d dt
+ rdtd,
ИАв = -Rв1(i,)i1 -Rв3(1,Jiз,
+ raiФ + Rв1 (l,)i1 - Rв3 (i,)iз = ИФ siпrol,
i1 = 0, 5 (iф + i,t),
d'
La ;;
или
M;
rd
d
М
.
L tdм,
илвм
М "АВ ML
t d
I d
iз = 0, 5 (id- iф)•
Как и в предыдущем случае, полагаем, что вентили схемы идеаль• ··
ные, т. е.
Rnp = О - вентиль открыт;
R.,,= {
Rобр = оо - вентиль закрыт.
После приведения системы (13.8) к виду, удобному для моделнро- .·.
вания, имеем:
1
Гd •
did
d[ = 41UАв-41 td,
UAв = -Rв1(t,ii1 Rвзu,iia,
diФ
1
.
'• .
R 81 u,1.11
-= UФ SIП rof-La
La tФ--dt
i1 = О,5iф
0,5id,
i3 = 0,5id - О,5iф •
(13.10)
.
l1м
Mi
= 0,5 М- , iф.
'Ф
.
11
м,, . м
ld ,
+ 0, 5 лГ'
1d
М;, .
lзм = 0, 5 М-:- ldм
'd
М1,
•
0,5 М lф.м•
iф
Составляем структурную схему набора задачи на МН-7 (рис. 13.5).
Записываем систему машинных уравиений для модели однофаз
ного мостового выпрямителя:
Вводя масштабы переменных, записываем систему (13.9) относи
тельно машинных переменных:
(13.11)
иАвм
МиА в =-и--•
АВ
396
397
lм
где Rл. с2 - активное сопротивление обратной связи усилителя No 2;
Хе. 06 - емкостное сопротивление обратной связи усилител
я № 6.
Записываем уравнения для определения коэфФициентов передачи:
Рис. 13.5. Структурная схема
модели однофазного мостового
выпрямителя
Выбираем масштабы переменных:
O8
M1a=l� a =100 в/а,
М1
f =400,
м1а=м1Ф =м11 =м iз = l 00 8!а, м = (!)мffi = О,314
785 = О 25. 1 Q-2
'
'
(и
МuФ
=
100 в
=О 5
2оо в
, ,
100 в
МиАв = 400 в = 0, 25-
Параметры натуры:
La=0,5 гн L a = l,2 гн,
Га= 500 ОМ,
Га= 24 ОМ,
UФ=180 8,
f =50 гц.
с
Рас читываем коэффициенты передачи решающих элеме нтов мо
дели:
100
Ksi = 0,25. 400. о,5 =2 , о,
500
= 2,5,
Ks2 = 4 00.05
'
0,5 · 100
Кз1 =100=0,5,
0,5• 100
Кз2 =100= 0,5,
l00
Кв1 = 1,2.400-0,5 =0,416,
24
Квz = 1,2.400 = 0,05,
0,5- 100
.
К101 =100=0,5,
Рис. 13.6. Осциллограммы, нл
люстрирующие работу модели
од;нофазного мостового вьшря•
мителя
0,5- 100
К102 =100 = 0,5
На рис. 13.6 представлены осци,1лоrраммы, иллюстрирующие
работу модели однофазного мостового выпрямителя.
399
§ 13.З. ОДНОФАЗНЫЙ ПАРАЛЛЕЛЬНЫЙ ИНВЕРТОР ТОКА
При составлении физических уравнений однофазного параллель
ного инвертора тока приняты упрощающие допущения:
а) тиристоры обладают идеальными характеристиками, т. е.
Rnp = О (i>0) И Rобр = 00 (i = О);
б) входное напряжение Иd = coпst;
в) вентили коммутируются мгновенно: iком = О;
г) потерей энергии в конденсаторах пренебрегаем.
При этом вентили можно рассматривать как нелинейности типа
«скачок». Работа таких нелинейностей может быть описана переклю
чате,1ьными функциями вида
f (x)=signx={ +:
при х>О
при х<О
Переключательная функция f (х) моделируется следующим обра
зом. Напряжение вида, показанного на рис. 13.7, подается от
НГПК-2, на релейную схему. В результате получаем для нечетных полупериодов f (rо м tм) = + 1,
id Rd
+
а для четных f (ro"fм) = - l.
Приводим систему (13.12) к виду, удобному для моделирования:
di d _ l И
Rd .
f(rot)
d[ -Ld d- Ld ld --т:;;- Uc,
ic dt,
ис =
i; �
ic= f(wt)id -i.,,
diн
l
Rн.
(13.13)
.dt = Lн Uc- Lн lн,
Uc Ин,
.
did
UL = Lddt
+R dt d,
и.1=-ис,
J
Вводим масштабы переменных н записываем систему уравнений
(13.13) относительно машинных переменных:
M,d= М,н= Mtc = l�О в = 50 в/а, Mu =M ud = М ис = MuL = l,
а
" = 500,
М1 = �
1
t
Рис. 13.8. Однофазный
параллельный мостовой
инвертор тока
На рис. 13.8 представлена электрическая схема силовой части
однофазного параллельного инвертора тока. Записываем систему
физических уравнений:
d
U =Rdi Ld �f f(rot)uc,
d
Uн
d+
ис= -Ь � icdt,
U"1=-Uc,
(1)
'
(13.14)
'd
н
Uc=Uн,
iн ic = f (rot) id,
did
UL = Ldd[
400
UL
или
= Rн .н +Lн did{•
l
Mro = ro,. =2 .10- 3
R d idм
f (roi,.) Исм
Mt • didм_ � иdм
,
М.'d dtм -Ld ·;.и---·М ис
Ud Ld M;d - MroMid ·-Исм
1
ic" dtм
.
= f
Мис С М1с М�'
iсм
f ((!),.tм) idм
tнм
.
=
M
М;с
Mro
М,d
М;н •
Mt diн м
I исм
R и iнм
Mf dt м - Lн М ис Lи М; '·
"
н
L
i
di
M
ULм
dм
dм
с t dt
·т
лг- = м-Rd+ i
м
м
и
Рис. 13.7. Вид переключатель•
ной функции f (х) = sigп х
81
(13.15)
(13.12)
14
И, М. Чнженко
40i
'1
_j
Составляем структурную схему набора задачи на МН-7 (рис. lЗ.9).
Записываем систему машинных уравнений для модели инвертора:
�t� =
К21 Иdм - K22idм - K2J (rомiм ) Uсм,
Uсм = Кв1 � iсм dtм,
-----�
-+-')г--
,I1
---1
'+-L
iсм = Кз1f (rомiм) idм - Кз2 iнм,
diнм
l
dtм = Кв1Исм - Кв2 ·им,
К . ' К didм
ULм = 92l d,i Т 91 dt,. •
с:,
,-.
�
"'о.
::,"
с:,
,-.
"':,:
Рассчитываем коэффициенты передачи решающих элементов модели:
"'.,,
с:,
о:
о:
"'
К21
&Jс
с:,
:с
"'
�"'
К22
"'
м.'d
M 1MudLd•
Rd
LdMt'
'8":,:
._,
:s:
;i:a:,
'-'
::, ""
1
�
...,
":t:
г-
�1
4- 1
L
i
::;;
"'
�
::;;
а.>
::,"
,., ._,
°" �;,:
><
и
�"' .
:,:
);
�1 �
•-> +>
""tJ -с:,
с,..
;;,-,
;;,-,
о.
о
<i
С(.)
... и"'
1
D.
Параметры натуры:
Иd=20 в,
Ld= I,67 гн, С= 4 мк.ф,
Rd = 1 О ОМ,
Rи = 60 ОМ.
Рис. 13.10. Осциллограммы, иллю
стрирующие работу модели однофаз
ного пара.�лельноrо инвертора тока
После вычислений получаем следующие значения коэффициентов
передачи:
К21 = 0, 06 ; Кз1 = Кз2 = 1;
К22 = 0,012, К81 = 0,06,
К2з = О,О6, К82 =0,072,
К92 0,2,
К61 = 10
К91 = 1 6 ,7
ОсцилJiоrраммы, полученные в результате решения, приведены
на рис. 13.10.
14•
403
§ 13.4. ТРЕХФАЗНЫЙ МОСТОВОЙ ВЫПРЯМИТЕЛЬ
уравнений модели:
diaм
-Lа м rЛ;
еам -
азного мостового
Аналоговое структурное моделирование трехфтрудн
остями, воз
ыми
еленн
опред
с
выпрямителя на АВМ связано
му аналого
Поэто
и.
модел
ти
чивос
устой
ения
наруш
из-за
никающими
АВМ.
нения
приме
без
нять
выпол
но
образ
вое моделирование целесо
-
еьм - L ам
+ Гам •ам + Rв1м(i .,)li + UАм,
l
.
diьм ..L
, Гамl ьм
Тt;
м
l
м
мl
Рис. 13.11. Расчетная схема трехфаз
ного мостового выпрямителя
а dt
dic
l
i
2
(13.17)
= i1м - i .,,
= iэм - iвм,
iсм = i5., - i2м•
iам
4
iьм
Вводя константы подобия (масштабы), записываем уравнения на
туры относительно параметров модели. Например, первое уравнение
записывается в виде
+ Га .а -R в,(1,)14. ..L Ив,
l
1
. ..L
·
.
diь
еь = L а dt+ratь- R вs(l,)16 1 Ив,
ее = Lа dt
4
+
dia-\. ..L
. ..,LR в�(11)11
, ИА,
L а dt , r,ta
L dia
м
sм
Udм = UАм-Uвм,
.
didм
ГdмГdм,
Udм -L
- dм rJi;;
авлена
Схема трехфазного мостового выпрямителя предст
рис. 13.1 l.
ель:
Составляем уравнения, описывающие выпрямит
L.tf +r. ic+Rв3(l,)i5+uA,
зм
l
еСМ
ее
3
+ Гам .Ьм - R ввм(i6")1вм+ивм,
L dicм
= ЗМ 7ft; Гам см - RB2M(i мJL°2м + Uвм,
idм = i1., + iам + i5м,
idм = i2м + i4м + iвм,
diь,.
еьм - Lам 7fI;
+ г.�ь. +R вз(t,)lэ. + ИА,
+ Rв3м(i ,.)l +иАм,
icм +
= Lа dТt;
Гам .см +RВ3М(i )15 +иАм,
- L diaм
+ Га .ам - RB4M(l ,.) 4м + Uвм,
еам - а
Тt;
есм
д
diь
еь =.L а d(
м
1
• R112(1,)l2• + Ив,
+ Гаlс-
и т. д.
Оrсюда получаем так
= i1 + iз + i5,
id = i2 + i4 + i5,
id
Ud = UA-Uв,
d{d
Ld . {
rdld,
ud
d
+
=
= i1 - i�,
iь = i8-i6,
ic = i -i ,
ia
0
2
еля будет иметь таку
Физическая аналоговая модель выпрt�мит
13.11), только вс
рис.
(см.
а
натур
же конфигурацию, как и
сист
элементы ее буд:ут иметь индекс «м» (модель). Записываем
404
405
Заметим, что
Учитывая это, можно записать критерии подобия для
(трехфазного выпрямитедя) и его аналоговой физической
:Кроме того, можно записать индикаторы
виде:
1
Пусть заданы следующие значения параметров натуры:
еа=еь=ее= 220 в
L. 0,2 гн,
Ld = 0,5 гн,
Га = 10 ОМ,
Гd = 30 ОМ.
Учитывая масштабы переменных, определяем параметры модми:
еам=еьм=ее,. = О, l · 220 в=22 в,
Lам= 0 ,2 гн, Гам = 1 0 ОМ,
Ldм= 0,5 гн, Гdм= 30 ОМ.
Собираем модель с указанными параметрами элементов и произво
дим измерения токов.
§ 13.5. ПАРАЛЛЕЛЬНАЯ RL-ЦЕПЬ С ВЕНТИЛЕМ
Применение АВМ для моделирования выпрямителей, описываемых
системами из многих дифференциальных и алгебраических уравнений,
встречает большие трудности, а ре1
зультаты решения содержат значительные неконтро.r�ируемые по
грешности. Поэтому, используя чис
ленные методы, можно рассчитывать
схемы преобразователей на ЦВМ.
ЦВМ имеют высокую точность при
расчетах переходных процессов.
У нас имеется три уравнения с шестью неизвестными. Следова-'
тельно, три масштаба можно выбрать произвольно, а остальные три.
определить по индикаторам подобия.
Выберем три масштаба:
Рис. 13.12. Цепь с венти
лем н параллельным сое
динением RL
M,='f-= 1,0,
MR = � = 1,0.
Тогда по индикаторам подобия определим оста.r�ьные три масштаба:.
М
Ми - 0, - 0 J
;-м�-т- , ·
1
М;
406
-
1
цвм
В качестве примера рассмотрим цифровое моделирование переход
ных процессов и паралледьной RL-цепи с вентилем.
Схема преобразователя представлена на рис. 13.12. Уравнения,
описывающие схему, имеют вид:
Ит sin rot - Uд = [ R.1 R в u,J] i1 ,
UА
1
Mw = м = 1, 0,
,
t _ О, 1 · 1
MuM
_
ML
Рис. 13.13. Структурная
схема решения задачи на
l ' О.
.
R2i2,
i2 = i1 - i1.,
lL =
1 .,
(13.20)
L � uAdt.
407
Считаем, что вентиль идеальный, т. е.
Rв(l,) =
{ о,оо,
Преобразуем уравнения к виду, удобному для решения на ЦВ.М
Имея в виду применение ЦВМ с плавающей запятой (например·
«Раздан-2», «Минск-22», «Урал-11», БЭСМ-4 и т. п.), учитываем, ч ·
нет необходимости в масштабировании. Эго упрощает подrотовк
задачи.
После несложных преобразований получаем следующую
уравнений:
R2[R1+Rв(i,)]t
1
d/2
,
df=l,)[R1+R,+Rвu,>]Umcosrot- L[R 1+R2+Rв(i,)] i2
ил= R2i2,
di L
ж
= тt,
иА
i1 = i2 + ii,
Структурная схема решения задачи на ЦВМ показана на рис. 13. l
Оп и с а н и е с т рук т у р н о й с х е м ы
Блок 1. Ввод исходных данных и программы, контрольное с
мирование.
Блок 2. Перевод исходных данных из десятичной системы счис
ления в двоичную.
Блок 3. Засылка необходимой информации: временного шага
начальных значений переменных, порядка решаемого дифференциал
ноrо уравнения и т. п. в рабочие ячейки стандартной подпр
граммы решения дифференциальных уравнений методом Адамса
Штермера.
Блок 4. Стандартная подпрограмма Адамса - Штермера.
Блок 5. Решение уравнения (13.21) для tn = t0 + п лt - на
хождение i2 (tп). Начальное значение п = О. Запись i2 Uп) в рабочу·
ячейку.
Блок 6. Нахождение ил Uп) по форМ)!Ле (13.22).
Блок 7. Вычисление ii (tп) по формуле (13.23) и
тата в рабочую ячейку.
408
Блок 8. Определение i1 (t,.) и запись в рабочую ячейку.
Блок 9. Контроль: lп = tmв.x ?
Блок 10. Увеличение числа в счетчике: п = п + 1
Блок 11. Перевод полученных значений i1,., i2п, iL,. ·из двоичной
системы счисления в десятичную и печать результатов.
Блок 12. Останов.
П р и м е ч а н и е. Если ЦВМ, на которой производятся расчеты,
сна�жена
_ �рафопостроителем, то будут построены графики зависимос
ти t1, 1 2, IL от времени.
Г ЛАВ А 14
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
РАЗЛИЧНОГО НАЗНАЧЕНИЯ
§ 14.1. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
Д ЛЯ ВЕНТИЛЬНОГО ЭЛЕКТРОПРИВОДА
В современных системах электропривода, как правило, требуется
регулирование скорости приводного двигателя. Регулирование ско•
рости может быть достигнуто в различных схемах, включающих в себя
двигатели постоянного или переменного тока и вентили (ионные или
полупроводниковые, управляемые или неуправляемые) - в схемах
вентильного электропривода. Наиболее удобно регулирование ско
рости двигателей с помощью безынерционного и плавного регулиро.
вания управляемых веитютей. Такое регулирование легко поддается
автоматизации. Вентильный электропривод получил широкое рас•
пространение в промышленности. Суммарная установленная мощность
вентильных электроприводов, разработанных и введенных советскими·
специалистами как в нашей стране, так и за рубежом, составляет нес-_
колько миллионов киловатт.
Вентильные пре образователи в электроприводе постоянного тока
Регулирование скорости двигателей постоянного тока может быть·
осуществлено тремя способами: 1) изменением напряжения на якоре;_
2) изменением тока обмотки возбуждения и соответственно магнитного
потока главных полюсов машины; 3) комбинированным изменением на·
пряжения на якоре и тока обмотки возбуждения.
Вентильные преобразователи в электроприводе постоянного тока
могут быть нереверсивными и реверсивными.
Для нереверсивного вентильного электропривода находят широкое
применение основные однофазные и трехфазные схемы управJiяемых
выпрямителей: однофазная мостовая схема, двойная трехфазная схема
с уравнительным реактором, трехфазные симметричная и несимметриЧ•
ная мостовые схемы. Эти схемы были рассмотрены в гл. 4.5.
В вентильном электроприводе постоянного тока широкое распрос•
транение получили реверсивные преобразователи четырех основных.
видов (рис.14.1).
В приведенных структурных схемах реверсивных преобразова•
телей постоянного тока реверс напряжения питания якоря двигателя
Д или тока обмотки возбуждения ОВ осуществляется Jiибо с помощ
контактных переключателей (рис. 14.1, 6, г),-либо с помощью управля
мых двухкомплектных статических преобразователей СП или У
(рис. 14.1, а, в). Каждый комплект тиристорного преобразовател
410
б)
а)
.б}
Рис. 14.1. Структурные схемы реверсивных преобразовате
лей для питания электропривода постоя11ноrо тока:
ш
ш
а� в - бесконтактные; б, г - с контактными переключателями
а)
В)
Тр
Рис. l4.2. Ре:3ерсивные схемы вентильных преобра
зователеи с двумя комплектами вентилей:
а - перекрестная; б - встречно-параллельная с уравни"
тельными реакторами; в - встречно�параллельная без
уравнительных реакторов
(СП или УП) обеспечивает питание цепи якоря или обмотки возбуж
дения током определенной полярности.
Более надежными в эксплуатации являются схемы с бесконтактн
реверсом напряжения, т. е. схемы с двумя комплектами вентил
(рис. 14.J, а, в). Такие схемы делятся на две группы: перекрести
«восьмерочные» (рис. 14.2, а) и встречно-параллельные (рис. 14.
6, в).
В перекрестных схемах силовой трансформатор имеет две изолир
ванные группы вторичных обмоток, каждая из которых питает св
группу управляемых вентилей. При этом один преобразователь р
ботает в выпрямительном режиме с углами управления а, а другой
в инверторном режиме с углами опережения �- При изменении поля
иости напряжения у первого преобразователя углы меняются с а на
а у второго - с � на а.
Встречно-параллельные схемы имеют одну группу вторичн
обмоток силового трансформатора, питающих две выпрямительн
схемы 1 и 2, включенные встречно.
При работе реверсивных преобразователей, собранных по схема
рис. 14.2, а, 6, появляется дополнительный контур для тока. Эr
контур, образующийся обмотками трансформатора и выпрямитель<.
ными схемами 1 и 2, носит название уравнительного. Под действием
разности мгновенных значений э. д. с. на выходе двух групп вентилец
в нем может протекать уравнительный ток, вызывающий дополнитель-·:
ные потери в вентилях и обмотках трансформатора, что в некоторых·
случаях при переходных режимах может привести к аварии.
:К:ак отмечалось, для получения определенной полярности и вели
чины напряжения на нагрузке необходимо, чтобы одна из групп венти-.
лей работала в выпрямительном, а вторая - в инверторном режиме.:
Дифференциальное уравнение, описывающее процессы в уравни•
тельном контуре, имеет вид
diyp
Uyp =L dt Riyp = U1 U2,
+
+
L - полная индуктивность уравнительного контура;
R - полное активное сопротивление уравнительного контура;
iyp - мгновенное значение уравнительного тока;
и 1 , и2 - мгновенные значения напряжений первой
групп вентилей преобразователя;
Uyp - мгновенное значение уравнительного напряжения.
В связи с тем, что активное сопротивление контура малб по срав•
нению с индуктивным сопротивлением (в перекрестных схемах ура
нительный ток протекает по двум вторичным обмоткам и имеет шест
кратную относительно частоты сети частоту; во встречно-параллель
ных схемах уравнительный ток протекает через одну вторичиу
обмотку и имеет трехкратную частоту), решение уравнения {14.1
может быть представлено в виде
где
iyp
412
=
l � U dt.
yp
Для ограничения уравнительного тока в схему преобразователя
вводятся ограничивающие (уравнительные) реакторы УР (рис. 14.2,
а,б). Ограничить величину пульс:ирующего уравнительного тока можно
только в случае прерывистого или гранично-непрерывного характера
тока, ч_то возможно при Gтсутствии в кривой аур постоянной состав
ляющеи напряжения (рис. 14.3, 6), т. е.
(l 4.3)
где Иd1, Иd2 - средние значения напряжений групп вентилей;
Uy p. ер - среднее значение уравнительного напряжения, опре
деляемого по формуле
Uyp, ер
7i- �о
Тур
=
ур
Uyp dt.
(14.4)
Здесь Тур - период изменения уравнительного напряжения и тока,
2:rt
равныи� wm •
2
Поскольку вентильные группы в уравнительном контуре включены
встречно-параллельно нагрузке, из уравнения (14.3) следует, что
необходима противоположность знаков выпрямленных напряжений
- Ud2), для этого нужно, чтобы значение а1 (а2) бы.!Jо меньше
(Иg1
°
90 , а а2 (а1) больше 90 . Тогда исходя из уравнений (5.9) будем иметь
или
2 cos ct1 tct2 cos ct1-; ct2 =
о.
(14.5)
(14.6)
Равенство (14.6) может быть выполнено, еслн
°
Ct:1 +et:2 = 180 .
(14.7)
Уравнение (14.7) является условием согласования управления
двумя вентильными группами реверсивного преобразователя.
°
При а1
а2 < 180 {Ud1 > Ud2) в уравнительном контуре по
явля�тся нескомпен�ированная постоянная составляющая напряжения,
от деиствия которои уравнительный ток уже не будет ограничиваться
уравнительным реактором.
При а1 + а2 > 180° (Ud2 > UdJ непрерывный уращ1ительный ток
не может появиться, так как нескомпенсированная постоянная со
ставляющая напряжения дополнительно «подпирает» вентили. Однако
при этом ухудшается использование трансформатора, понижается
коэффициент мощности преобразователя и т. д. Недостатки несогла
сованного управления вентильными группами в некоторой мере могут
быть уменьшены за счет внешних обратных связей (системы авторегу
лирования).
Исключить уравнительные токи можно раздельным управлением
вентильными группами. При этом уравнительный реактор исключа-
+
413
ется. Раздельное управление заключается в том, что импульсы управ
ления подаются только на ту группу вентилей, которая в данны
момент должна работать. На неработающей группе импульсы управ.
ления сняты. Снятие импульсов управления производится в момент
равенства нулю тока преобразователя, �.
ос,
а подача импульсов управления на
вентили другой группы - после не
6 1 2
которой паузы (5 + 1О мсек). Запазды
вание во времени необходимо для.
U dl
снижения тока до нуля посде срабашt тывания датчика, осуществляющего
.,.._.,....,.__IA-�-'- :Jdz контроль нуля тока нагрузки и
имеющего, как правило, некотор}'!О
нечувствительность.
Согласованное управление позво
а)
Uyp
ляет получить наилучшие динами
ческие показатели и поэтому приме
няется для высокоточных приводов.
Однако при таком управлении увели
шt чиваются вес и габариты вентильного
преобразователя.
Несогласованное управление может применяться в электроприводах,
где не предъявляются жесткие требо
lyд.[;m вания к динамическим показателям.
D
шt
Раздельное управление целесооб
в)
разно в электроприводах, где до
Рис. 14.3. Временные диаграммы · пустимо «мертвое» время порядка
работы реверсивноrо преобразова 5 + 10 мсек и не требуется электри
теля:
ческое торможение.
f ....:... 6;
вентилей
а - напряжение
Когда двигатель постоянного тока
6 - уравнительное иаnряжение · иур
в реверсивном контуре; в - уравни
питается от нерегулируемого источ
тельный ток iyp в реверсивном контуре
ника постоянного напряжения (напри
мер, аккумулятора), м<Jжно использо
вать импульсное регулирование при помощи тиристора, включенного
последовательно с двигателем. Тиристор выполняет роль ключа, пе
риодически подкдючающеrо двигатель к источнику и отключающего
от него. Скорость двигателя регулируется скважностью импульсов.
Если скольжение двигателя равно s, то часть мощности (1 - s). 100 %
передаваемой статором двигателя его ротору, превращается в меха
ническую, остальная часть s • IO0 % (мощность скольжения) снимается
с колец ротора (если не учитывать потерь в самом роторе). Для исполь
зования мощности скольжения применяют различные каскадные схе
мы, из которых наиболее перспективны вентильные и вентильно-ма
шинные каскады.
Схема вентильного каскада приведена на рис. 14.4.
Мощность скольжения выпрямляется выпрямительным мостом,
а затем инвертируется в сеть переменного тока. Изменяя угол инА ------------------В-----+--------------1-
с---+---1-------0----..----..-
,,,�
Вентильные преобразователи в электроприводе
переменного тока
Асинхронный бескодлекторный двигатель обладает значительными
преимуществами перед электрическими двигателями других типов:
простотой конструкции н обслуживания, экономичностью, высокой
надежностью в эксплуатации, что обусловило его чрезвычайно широ·
кое распространение в промышленности. Существует два принципиаль
но различных способа регулирования его скорости: !) изменением
скольжения; 2) изменением частоты питающего напряжения.
414
Рис. 14.4. Схема вентильного каскада
вертирования, можно изменять противо-э. д. с. инвертора, которая
за вычетом потерь напряжения равна выпрямленному напряжению
мостового выпрямителя. Это напряжение в свою очередь почти пропор
ционально э. д. с. скольжения. Таким образом, изменяя угол ин
вертирования, можно изменять скольжение, т. е. скорость двигателя.
Мощность скоJ1ьжения с выхода мостового выпрямите.r�я может
подаваться не на инвертор, а на двигатель постоянного тока, сидящий
на одном валу с основным асинхронным двигателем, либо вращающий
rенераТ?р переменного тока (синхронный или асинхронный), возвра
щающии мощность скольжения в сеть. В этом случае получается вен
тильно-машинный каскад.
Следует подчеркнуть, что мощность регулирующих устройств мостового выпрямителя, инвертора или вращающихся машин состав
ляет s-100% от мощности регулируемого асинхронного двигателя.
Поэтому каскадные схемы особенно целесообразны при относительно
небольших скольжениях, т. е. когда скорость требуется регулировать
в малом диапазоне.
415
Большое внимание уделяется в настоящее время вопросам ча тотиого регулирования асинхронных двигателей с короткозамкну
рлором - простейших в эксплуатации; такие двигатели могут р
тать во взрывоопасных и агрессивных средах, в условиях тряски
вибраций. Для регулирования частоты напряжения, подводим
к асинхронному двигателю, используют системы с непосредственны
преобразованием частоты и системы преобразования со звеном постоянного тока.
Преобразователь частоты с непосредственной связью представляе-r:
собой совокупность управляемых выпрямителей, выпрямленное на.
пряжение которых изменяется так, чтобы сформировать напряжение
близкое к синусоидальному напряжению нужной частоты; таки�
способом можно получить частоты, значительно меньшие частоть1 пита"'
ющей сети, и соответственно низкие скорости асинхронных двигателей .
Для получения более высокой регулируемой частоты напряжение
сети переменного тока выпрямляют, а затем инвертируют с помощью ..(
автономного инвертора (преобразователя частоты со звеном постоян-:�iс
·
ного тока). .
.}"'
-Если при изменении установившейся скорости момент на валу
двигателя не изменяется, оптимальные условия работы двигателя ;
достигаются при постоянстве магнитного потока двигателя; для этого
необходимо в процессе регулирования частоты поддерживать неизV
менным отношение Т
(И - напряжение статора двигателя).
1
и
статическии• момент зависит от скорости, то и отношение Т должно изменяться по определенному закону.
Довольно же�ткие требования предъявляются к форме кривой
выходного напряжения преобразшrателей частоты, питающих асин
хронные двигатели. Это напряжение должно мало отличаться от
синусоидального, поскольку его высшие гармоники вызывают допол
нительные потери мощности в двигателе, а также появление пуль
сирующих моментов, нарушающих равномерность вращения привода.
§ 14.2. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА ДЛЯ ЭЛЕКТРИФИЦИРОВАННОГО
ЖЕЛЕЗНОДОРОЖНОГО ТРАНСПОРТА
На электровозах и электропоездах применяются исключительно
двигатели постоянного тока, обладающие высокими реrулировоч•
иыми качествами. Широкое развитие электрической тяги стало воз- .
можным в связи с развитием преобразовательной техники, когда поя
вилась возможность применять для питания этих двигателей вентиль• ные выпрямители.
Электрическая тяга с выпрямлением тока
на тяговых подстанциях
Вначале выпрям.�ение электрического тq_ка производилось тольк
на тяговых подстанциях, и в контактную сеть подава.�ось постоянн
напряжение (1650 или 3300 + 4000 в). Такая система электрическо
416
тяги широко распространена и в настоящее время. Отрицательный
пслюс выпрямителя обычно подсоединяется к рельсам и заземляется,
положительный подключается к контактному проводу.
Наибольшее распрост,- анение на тяговых подстанциях. получили
такие схемы выпрямдения, как трехфазная мостовая и двоиная трех
фазная с уравнительны,f реактором. В агрегатах с ионными (ртутными)
вентилями пос.11едняя схема предпочтительнее, поскольку в мостовои
схеме выпрямленный ток протекает последовательно по двум венти
лям, и поэтому потери мощности в вентилях вдвое больше. Кроме того,
схема с уравнительным реактором позволяет при том же числе вентилей вдвое увеличить выпрямленный ток агрегата.
•
Часто применяют последовательное соединение вентилеи в плече
выпрямителя, чем практически устраняются �ратные зажигания
(вероятность одновременных обратных зажигании в двух последова
тельно соединенных вентилях чрезвычайно низка), это позволяет
значительно уве.11ичить мощность агрегата.
На электрифицированных же.11езных дорогах повсеместно исполь
зуется электрическое торможение, в том числе рекупер�тивное. При
этом уменьшаются износ тормозных колодок и бандажеи колес, рас•
ход энергии и нагрузка на тяговые подстанции. Рекуперированная
энергия может потреб.11яться другими э.11ектровозами. На железных
дорогах с большими уклонами и редким график?м движения экономи
чески целесообразна рекуперация электрическои энергии торможения
из контактной сети в сеть переменного тока.
В этом случае один (или несколько) преобразовательных агрега
тов на тяговой подстанции должны работать в инверторном режиме.
Чаще всего в инверторный режим при наличии достаточной мощности
рекуперации в контактной сети н соответствующем повышении на
пряжения переводится агрегат, ранее работавший в выпрямительноr:;�
режиме. Д.11я этого необходимо изменить по.11ярность главных цепеи
и одновременно резко увеличить уг�.11 реrулирования0 а
преобразоватедя
180 - а= 20 + 40 ).
до 140 + 160° (угол инвентирования �
Поскольку при выпрямлении угол а = О (неуправляемый выпрями;
тель), а при° инвертировании с использованием ртутных венти.11еи
� = 30 + 40 , противо-э. д. с. инвертора гораздо ниже выпрямлен;
ного напряжения выпрямителя при тех же напряжениях вентидьнои
обмотки трансформатора; это напряжение необходимо увеличить для
повышения противо•э. д. с., что достигается переключением выводов
трансформатора либо подключением специального вольтодобавочного
трансформатора (ВДТ на рис. 14. 5).
Для саммиквидации опрокидывания инвертора в цепь постоянного
тока включается дополнительный реактор Lи (несколько десятков
миллигенри). Схема инверторно-выпрямительного обратимого двой
ного трехфазного агрегата с уравнительным реактором приведена на
рис. 14.5.
В настоящее время существует тенденция к замене ртутно-преобразовательных агрегатов по.11упроводниковыми. При этом отпадает
потребность в с.11ожных устройствах для возбуЖдения и зажигания
дуги, уменьшаются вес и габариты, упрощается конструкция агре·
417
гатов. ВсJiедствие малых потерь мощности в полупроводниковых
тилях повышается к. п. д. и облегчаются условия охлажден
вентилей; в частности, нет необходимости в водяном охлажден
Кремниевые неуправляемые выпрямители уже довольно шир
распространены на тяговых подстанциях; внедрены также первы
тиристорные инверторно-выпрямительные агрегаты. Замена ртутны
Рис. 14.5. Схема инверторно-выпрямительноrо обратимого двойного трех
фазного агрегата с уравнительным реактором
вентилей полупроводниковыми обусловливает н другие изменения
в преобразовате,1ьных агрегатах. Более рациональным становится
применение мостовой схемы и других схем последовательного типа
(из-за малого падения напряжения на вентиле); вследствие малого угла
восстановления запирающих свойств тиристора доr1устимо уменьше
ние угла инвертирования � и соответственно меньшее напряжение
трансформатора в инверторном режиме. Однако в первых полупровод�
никовых агрегатах зачастую используют типовое оборудование ртут•
но-преобразовательн�rх агрегатов; при этом преимущества полупро
водниковых вентилеи используются неполностью.
Электрическая тяга с выпрямлением тока
на электроподвижном составе
Совершенствование вентильных преобразовательных
сделало возможным их использование на электровозах и электро•
поездах. К контактной сети подводится однофазное переменное на
пряжение (обычно 27,5 кв). Перевод конта�,;тной сетн на переменный
ток и соответствующее повышение ее напряжения позволяют зиачител&
но сократить расход меди на контактную сеть (на l км двухпутной.
418
линии экономия медн составляет примерно 3 Т). Преобразовательные
агрегаты на электроподвижном составе собирают по однофазной схеме
с нулевым выводом илн по однофазной мостовой схеме (рис. 14.6).
Для преобразователей, устанавливаемых на электровозах, осо
бенно важны вес и габариты. Поэтому в этих преобразователях необ
ходимо повсеместное использование полупроводниковых вентилей,
хотя ранее и здесь использовались ртутные
'r
•1•
вентили (игнитроны).
�
Первоначально для электроподвижноrо состава были созданы выпрямители на кремние
вых диодах. Регулирование выпрямленного на
пряжения, которое требуется, например, при
трогании поезда д.rrя плавного его разгона,
осуществляется в таких выпрямителях ступен
чато перек.r1ючением с помощью контакторов
секций вторичной обмотки силового трансфор
матора.
Применение тиристоров в электровозных Рис. 14.6. Схема одно
преобразовательных агрегатах позволяет осу фазного мостового пре
ществить плавное регулирование напряжения образователя для элек
в пределах каждой ступени. Совсем отказы троподвнжного состава
ваться от ступенчатого регулирования нерационаJ1ьно, поскольку это привело бы к резкому уменьшению коэффи
циента мощности при глубоком регулировании. В случае применения
тиристоров возможно рекуперативное торможение с возвращением
электрической энергии в сеть переменного тока; при таком тормо
жении тиристорный преобразователь работает в инверторном ре
жиме.
Контактные сети переменного тока представляют собой однофаз
ные нагрузки для трехфазной сети и нарушают симметрию ее работы.
В некоторых случаях необходимы специальные меры для симмет
рирования трехфазных сетей с однофазными тяговыми нагрузками,
особенно когда их мощности соизмеримы.
§ 14.3. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫЕ УСТАНОВКИ В ЛИНИЯХ
ПЕРЕДАЧИ ПОСТОЯННОГО ТОКА
Применение электропередачи постоянного тока позволяет осу
ществлять экономичное транспортирование электрической энергии
на значительные расстояния.
План развития народного хозяйства СССР иа будущее пятилетие
предусматривает ввод в эксплуатацию новых мощностей, многие из
которых расположены в восточных районах Советского Союза. с.�едо•
вательно, вопросы экономичной передачи электроэнергии на дальние
расстояния для нашей страны имеют первостепенное значение.
По сравнению с электропередачами переменного тока электропе
редачи на постоянном токе обладают сдедующими преимуществами:
неограниченная пропускная способность; меньшие капитальные за419
траты; меньшие потери энергии; возможность несинхронной работы
систем, связываемых линиями электропередачи постоянного тока.
В настоящее время в СССР работают две линии электропередачи
постоянного тока: опытно-промышленная линия Кашира - Москва
мощностью 30 тыс. квт, напряжением 200 кв и Волжская ГЭС
нм. XXII съезда КПСС (донбасс) мощностью 750 тыс. квт, напряже
нием 800 кв.
Схема электропередачи на постоянном токе приведена на рис. 14.7.
Первая преобразовательная подстанция выполняет функцию вы
прямления напряжения, поступающего через трансформатор от гидро
генератора. Функции преобразовательной подстанции на стороне по
требителя противоположны.
Преобразовательные подстанции на входе и выходе выполняются
из нескольких каскадно включенных мостовых преобразователей
на основе управJтяемых одноанодных ртутных вентилей. Для повыше
ния технико-экономических показателей электропередачи мостовые
Om
ги8р
нера
г-------------------,
'--'•L.a.....rw, ...__...,
ЛЗ г----------------,
'------__г-.ГL..-.1
,
1
L_____ = - . --- ----.
!i!
�
1f
i
11 1
= -- .,,. - . .,,. _____j ""
11
.J L.J L
Прео/iра,108а111елмая по8станция
1
�
�
�
Лреоараза8ательная по!Jстанция
Рис. 14.7. Схема элеК'rроnередачи на постоянном токе:
1 - трансформатор; 2 - высоковольтный выпрямитель; З - разрядник; 4 - лнией•
ный реактор; !j - трансформатор напряжения; 6 - трансформатор тока; 7 - ин
вертор
преобразователи на подстанциях попарно группируются в блоки,
состоящие из двух преобразовательных мостов.
Каждый преобразовательный блок имеет самостоятельные системы
сеточного управления, регулирования и защиты, что позволяет обес
печивать необходимую эксплуатационную гибкость, дает возможность
локализовать аварии, возникающие в процессе эксп,1уатации.
Преобразовательный мост обычно рассчитывается на выпрямлен
ное напряжение до !00 кв и ток до 900 а. Каскадное соединение восьми
таких мостов позволяет достичь суммарного напряжения между··
полюсами передачи 800 кв.
Защита оборудования подстанций от перенапряжеинй осуществля
ется системой специальных разрядников со стабнлизнрованными харак
теристиками. Кроме того, возможно принудительное выравнивание
напряжения между элементами каскадной схемы с помощью после
довательных RС-цепей.
На выходе подстанций со стороны воздушной линии включены
линейные реакторы, которые служат для r.нижения пульсаций тока
и напряжения в линии, а также для ограничения величины и скорости
нараеrаиия аварийного тока при коротких замыканиях и опрокиды
ваниях инвертора.
420
Эксплуатируемые в нашей стране преобразовательные подстанции
электропередачи постоянного тока выполнены на основе ртутных вен
тилей, которые, как известно, обладают существенными недостатками.
Применение для данных целей полупроводниковых управляемых
и неуправляемых вентилей позволяет повысить надежность (отсут
ствие обратных зажиганий). Улучшаются ус,rювия эксплуатации
преобразователей. Полупроводниковые вентили позволяют повысить
к. 11. д., уменьшить габариты преобразовательных блоков, снизить
капитальные затраты и т. д.
Широкое применение полупроводниковых вентилей на высоко
вольтных преобразовательных подстанциях сопряжено с известными
трудностями. Их решение идет по путн создания полупроводниковых
вентильных модулей высокого напряжения. Кроме того, низкая
перегрузочная способность полупроводников выдвигает необходимость
разработки и создания быстродействующих и надежных средств
токовой защиты преобразователей, создание совершенных коммутаци
онных аппаратов.
Последние достижения отечественной и зарубежной полупроводни·
ковой техники дают основание полагать, что отмеченные проблемы
носят временный характер.
§ 14.4. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫЕ УСТАНОВКИ В ЭЛЕКТРОМЕТАЛЛУРГИИ
Процесс получения цветных металлов (алюминия, меди, никеля,
цинка и др.), химических элементов (xJiopa, водорода, натрия) связан
со значительными затратами энергии постоянного тока.
В последние годы в системах питания электролизных установок
все более широкое распространение находят преобразовательные
установки на основе полупроводниковых вентилей.
Применение полупроводников для электролиза позволяет полу
чить следующие преимущества по сравнению с ранее применявшимися
преобразовательными агрегатами: более высокий к. п. д. (на 3 + 8%);
меньшие габариты и вес; возможность плавного и гибкого регулирова
ния выходного тока; надежность, простоту и удобство обслуживания.
В производственных цехах электролизные установки компануются
в серии, которые представляют собой группы последовательно сое
диненных электролизных ванн; напряжение на зажимах каждой
ванны составляет 3 + 7 в.
Серин электролизных ванн питаются от преобразовательных под
станций, нагрузка на которые может достигать десятки и сотни кило
ампер.
В результате этого преобразовательные подстанции электроме
таллургических предприятий обычно выполняются из большого числа
параллельно работающих вентильных агрегатов.
Специфика электрометаллургических процессов выдвигает задачу
глубокого и плавного регулирования выходного напряжения. Данная
задача обычно решается следующими методами:
1) регулированием на стороне переменного тока посредством пере
ключения отпаек силового трансформатора; в качестве переключаю421
щих элементов весьма перспективно использование тиристоров, ко
торые nозволяют устранить подвижные части, снизить инерционность
регулирования и повысить
срок службы преобразователь
ной установки;
2) ступенчатым регулированием напряжения посред
ством перекдючения 'отпаек
силового трансформатора с
одновременным плавным регу
лированием (дросселями на
сыщения) напряжения в пре
делах каждой ступени.
Регулирование выходного
напряжения только дроссе
лями насыщения не приме
няется, так как при этом
снижается cos <р и повы
шается установленная мощ
ность устройств преобразо
вания.
Схема питания электро
дизных установок изображена
на рис. 14.8.
Как видно, напряжение
с главных шин подстанции
Рис. 14.8. Схема электропитания электро трансформируется, выпрям
ляется с помощью парал
лизных установок
лельно работающих выпрямительных агрегатов и подается на зажимы серии последовательно
соединенных электролизных ванн.
§ 14.5. ПРИМЕНЕНИЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ
ДЛЯ ЭЛЕКТРОСВАРКИ
Электрическая сварка метадлов получила широкое распростра
нение во всех об.Тiастях народного хозяйства. На многих заводах элек
трическая сварка (дуговая, контактная и др.) стала одним из основных
технологических процессов.
В настоящее время для дуговой сварки используются:
а) постоянный ток (выпрямители, электромашинные преобразо
ватели);
б) переменный ток промышленной частоты (однофазные транс
форматоры с падающими внешними характеристиками, однофаз
ные трансформаторы с малым сопротивдением короткого замы
кания);
в) переменный ток повышенной частоты (400 + 500 гц).
Дуговая сварка на постоянном токе имеет определенные техноло
гические преимущества. Поэтому в последние годы области применения
422
источников питания в виде выпрямителей с «жесткими» и пологопа
дающими внешними характеристиками значительно возросли.
В состав сварочного выпрямителя обычно входят трансформатор
с регулирующим устройством, блок вентилей и иногда дроссель,
включаемый в цепь постоянного тока.
Для выпрямителей с падающими внешними характеристиками ис
пользуются трансформаторы с развитым магнитным рассеянием и
дросселями.
В выпрямителях с пологопадающими внешними характеристиками
применяются трансформаторы с малым сопротивлением короткого
замыкания. Обычно регулирование напряжения производится ступен
чато путем изменения коэффициента трансформации. Иногда ступен
чатое регулирование напряжения сочетается с плавным. Для этой
цели применяются реактивные делители напряжения или реrу,Тiируе
мые автотрансформаторы. Часто пологопадающую внешнюю х�ракте
ристику выпрямителя получают за счет применения дросселеи насы
щения с обратными связями.
В сварочных выпрямителях для дуговой сварки используются
главным образом селеновые и кремниевые вентили. Хотя к. п. д.
селеновых вентилей ниже, чем кремниевых, они нашли широкое
применение, так как обладают большой перегрузочной способностью;
кроме того, они значительно дешевле. В выпрямителях с падающими
внешними характеристиками ток короткого замыкания мало отлича
ется от рабочего тока, поэтому в таких выпрямителях применяются
главным образом кремниевые вентили.
Среди выпрямителей с падающими внешними характеристиками
нашли применение следующие схемы: одвофазная с ну.Тiевым выводом
и реактивными катушками в цепи переменного тока, од�офазная
с нуJiевым выводом и реактивными катушками в первичнои цепи и
в цепи выпрямленного тока, однофазная мостовая с реактивными ка
тушками в цепях переменного и постоянного тока, трехфазная «тре
угодьник (звезда) - зигзаг», двойная трехфазная с уравнительным
реактором и трехфазная мостовая.
Падающая внешняя характеристика трехфазного выпрямителя
может быть получена включением последовательно с трансформато
ром дросселей иди за счет применения трансgюрматоров с увели.:енным
магнитным рассеянием. Большинство серииных выпрямит:леи с па�
дающей внешней характеристикой собирают по трехфазнои мостовои
схеме.
Для выпрямителей с полоrопадающю,ш внешними характеристи
ками обычно используются селеновые вентили, обладающие большой
тепловой инерцией и выдерживающие кратковременные короткие
замыкания во время сварки. Для такого типа выпрямителей наиболь
шее применение получила также трехфазная мостовая схема.
Для контактной сварки применяется постоянный ток, а также пере
менный ток пониженной и промышленной частоты. В настоящее врем�
имеются несколько типов машин постоянного тока для точечнои
и роликовой сварки. Во ВНИИЭСО совместно с заводом. «Электрик»
разработана схема, в которой выпрямление во вторичнои цепи про423
изводится германиевыми вентилями с водяным охлаждением типа
ВГВ-1000 на средний ток 1000 а и обратное напряжение 50 в. Управле
ние машиной осуществляется с помощью трех игнитронов (могут быть
применены и тиристоры), которые включены последовательно с пер
вичными обмотками трансформаторов, соединенными в треугольник.
Изменением угла зажигания игнитронов (или тиристоров) обес
печивается регулирование сварочного тока.
За счет соединения первичных обмоток в треугольник и наличия
вентилей в первичной и вторичной цепях трансформатора не возни
кают магнитные потоки, пропорциональные выпрямленному току и
замыкающиеся по воздуху от ярма к ярму.
Из-за очень малых обратных напряжений использование мостовых
схем выпрямления в контактных машинах постоянного тока нецеле
сообразно.
ЛИТЕРАТУРА
I. К а r ан о в И. Л. Электронные н ионные приборы. Ч. III. Госэнерrо
издат, 1956.
2. К а r а н о в И. Л. Промышленная электроника. Изд-во «Высшая школа»,
1968.
3. Полупроводниковые выпрямители. Под ред. Ф. И. К о в а л е в а и
Г. П. М о с т к о в о й. Изд-во днерrня», 1967.
4. Р и в к и н Г. А. Преобразовательные устройства. Изд-во «Энергия», 1970.
5. Н е й м а н Л. Р. и Де м и р ч я н К. С. Теоретические основы электротехники, т. 1. Изд-во «Энергия», 1966.
6. Ат а б е к о в Г. И. Основы теории цепей. Изд-во «Энергия», 1969.
7. Цы п к и н Я. 3. Теория линейных импульсных систен. Физматгиз, 1963.
8. К о с т е н к о М. П., Н е й м а н Л. Р., Б л а в д з е в н ч Г. Н. Элек
тромагнитные процессы в системах с мощными выпрямительными установками.
Изд-во АН СССР, 1946.
9. П а п а л е к с и М. Д. О процессах в цепи переменного тока, содержащей
элек ческий вентиль. Сб. трудов. Изд-во АН СССР, 1948.
!. Т о л с т о в Ю. Г., Мо с т к о в а Г. П., К о в а л е в Ф. И. Трехфази силовые полупроводниковые выпрямители. Изд-во АН СССР, 1963.
11. К р о r е р и с А. [и др.]. Полупроводниковые преобразователи электри
ческой энергии. «Зинатне». Рига, 1969.
12. Р а з м ·а д з е Ш. М. Преобразовательные схемы и системы. Изд-во «Выс
шая школа», 1967.
13. Л а б у н ц о в В. А., Р и в к и н Г. А., Ш е в ч е н к о Г. И. Автоном
ные тиристорные инверторы. Изд-во «Энергия», 1967.
14. Т о л с т о в Ю. Г. Автономные инверторы. Сб. «Преобразовательныr
устройства в электроэнергетике». Изд-во «Наука», 1964.
·15� Г л а з е н к о Т. А и Г о н ча р е и к о Р. В. Полупроводниковые
преобразователи частоты в электроприводах. Изд-во «Энергия», 1969.
16. Г л и н т е р н и к С. Р. Электромагнитные процессы н режимы мощных
статических преобразователей. Изд-во «Наука», 1969.
17. В е к с л е р Г. С. и Т е т е л ь б а у м Я. И. Электропитание радио
устройств. Изд-во «Техника», Киев, 1966.
18. Х а с а е в О. И. Транзисторные преобразователи напряжения и частоты.
Изд-во «Наука», 1966.
19. А р а н чи й Г. В., Же м е р о в Г. Г., Э п ш т е й н И. И. Тирис
торные преобразователи частоты для регулируемых электроприводов. Изд-во «Энер•
rия», 1968.
20. Б е д ф о р д Б. и Хо ф т Р. Теория автономных инверторов. Изд-во
«Энергия», 1969.
21. С в е ч н и к о в С. В. Основы технической электроники. Гостехиэдат
УССР, Киев, 1959.
22. Ш и л л и н r В. Схемы выпрямителей, инверторов и преобразователей
qастоты. Перевод с немецкого. Госэнерrоиздат, 1950.
23. П е т р о в Г. Н. Электрические машины. Ч. I. Госэнерrонздат, 1956.
24. Че р н ы w е в М. А. Инверторнь1е агрегаты тяговых подстанций. Транс
желдориздат, 1956.
25. С е м ч и н о в А. М. Ртутно-преобразовательные и полупроводниковые
подстанции. Изд-во «Энергия», 1968.
26. Ш и п и л л о В. Г. Автоматизированный вентильный электропри11оц.
Изд-во «Энергия», 1969.
27. Чиже и к о И. М. и В ы д о л о б Ю. Ф. К вопросу о расчете нормаль
ных и аварийных режимов мощных преобразователей. Труды КПИ, т. 39, 1962.
28. Ж у й к о в В. Я., Р у д е н к о В. С., С е и ь к о В. И. К вопросу
о расчете установившихся режимов полупроводниковых преобразователей. Сб.
425
«Устройства преобразовательной техники», Вып. 3, Изд-во «Наукова думка•, Киев,
1969.
29. Дж е н т р и Ф. [н др.}. Уnрамяемые полупроводниковые вентили.
Изд-во «Мир», 1967.
30. Тиристоры (технический справочник). Под ред. В. А. Л а 6 у н ц о в а,
С. Г. Об у х о в а и А. Ф. С в и р и д о в а. Изд-во«Энергия», 1971.
31. Х а м у д х а н о в М. 3. [и др.]. Частотное регулирование скорости элек
троприводов переменного тока с автоматическим управлением от вентильных преобра•
зова1;елей. Изд-во«ФАН», Ташкент, 1966.
2.2.1 С и т н н к Н. Х. Си,1овшJ полупроводниковая техника. Изд-во «Энер
гия», 1963.
33. Ма е в с к и й С. А. [и др.}. Вентильный преобразователь с повышенными
энергетическими показателями. Сб. « Устройства преобразовательной техники»,
вып. 2. Изд-во«Наукова думка», Кнев, 1969.
34. Ч и л и к и н М. Г. Общий курс электропривода. Изд-во «Энергия», 1971.
35. Б а е в А. В. [и др.]. Вентильные преобразователи с конденсаторами в сило
вых цепях. Изд-во «Энергия», 1969.
36. К а н т е р И. И. Статические преобразователu частоты. Изд. Саратов
ского университета, Саратов, 1966.
37. Ру д е н к о В. С. и Де и и с о в А. И. Импульсные преобразователи и
стабщшзаторы на тиристорах. Изд-во «Техника». Киев, 1972.
58. Новые полупроводниковые преобразовательные устройства. Под ред.
И. М. Ч и ж е н к о и В. С. Ру д е н к о. УкрНИИНТИ, Киев, 1970.
39. Н е й м а н Л. Р. [и др. 1. Методы анализа электрических цепей с нелиней
ными элементами, обладающими кусочно-линейными характеристиками. Всесоюзная
межвузовская конференция по теории и методам расчета не.1инейных электрических
цепей. Сб. докл., 1960, № 1,
40. Б е р н шт е й н И. Я. Тиристорные. преобразователи без звена постоян
ного тока. Изд-во «Энергия», 1968.
41. Г р а б о в е ц к и й Г. В. Анализ электромагнитных процессов в силовых
цепях вентильных преобразователей частоты с непосредственной связью. Сб. «Устрой
ства преобразовательной техники». Вып. 2. Изд-во «Наукова думка», К:иев, 1969.
42. А л е к с е е в а И. А. [и др.]. Тиристорные регулируемые электроприводы
постоянного тока. Изд-во «Энергия», 1970.
43. Де н и с о в В. В. и Ма м с у р о в А. Х. Статические преобразователи
в судовьrх электроустановках. Изд-во«Судостроение», Ленинград, 1970.
44. С о л о д у х о Я. Ю. (и др.}. Тиристорный электропривод постоянного
тока. Изд-во «Энергия», 1971.
45. Ст у л ь н и к о в В. И. и К о л ч е в Е. В. Моделирование полупро
водниковых преобразователей. Изд-во «Техника», Киев, 1971.
46. Б ул r а к о в А. А. Новая теория управляемых выпрямителей. Изд-во
«Наука», 1970.
47. Ми л я х А. Н., К у б ы ш и и Б. Е., В о л к о в И. В. Индуктивно-
емкостные преобразоваТt'ли источников напряжения \1 источники тока. Из,t1-во
«Наукова думка», Киев, 1961.
48. Гр е й в е р Е. С. Ключевые стабилизаторы напряжения постоянного
тока. Изд-во «Связь», 1970.
49. Ч и ж е н к о И. М. О способе улучшения коэффициента мощности двух
тактноrо преобразователя при глубоко�� регулировании напряжения. КГУ, Известия
КПИ, то:-1 XXII, Киев, 1957.
50. М а е в с кий О. А. Ионные преобразователи трехфазного тока с много
ступенчатым анодным напряжением. Известия высших учебных заведений«Электро
механика», 1961, № 7.
51. Гр а б ов е ц к и й Г. В. Применение коммутационных функций ;щя рас
чета электромагнитных процессов в ВПЧ с питанием от источника однофазной э. д. с.
Сб. «Преобразовательная тех11ика». Изд-во Новосибирского электротехнического
института, 1968.
52. Ч и ж е н к о И. М. и К у р и л о !4. А. Работа компенсационного
преобразователя в инверторном режиме при отсутствии источников энергии в пита
емой сети, Вестник КПИ, серия электро'>нергетики, вып. 2. Изд-во КГУ, Киев,
1966.
·
426
·@
Зи н о в ь е в Г. С. Основы преобразовательной техники, ч. I. Изд. Ново
си и
го электротехнического института, 1971.
31
Р о в и н с к и й П. А. и Т и к а н В. А. Вентильные преобразователи
ы без звена постоянного тока. Изд-во «Наука», 1965.
Ч
55. В о с к р е с е н с к и и В. В. и А н а и ь е в В. П. Тттристоры в индук•
циоиных установках. Изд-во «Машиностроение», 1969.
56. Б е р м а н Е. М. /u др.]. Системы частотного управления сuнхронно-реак•
тивиыми двигателями. Изд-во «Энергия», 1968.
57. С к о р о в а р о в В. И. Автономные инверторы 11а кремниевых управля
емых вентилях. «Электричество», 1964, № 5.
58. Мог g а п R. Е. Ratio Coпtrol witl1 combiпed SCR and SR Conшшtations
IEEE, Trans. оп Comrnuпications апd Electronics, 1964, VII, р 366-373.
·
59: М о r g а 11 R. _Е. Basic Magпetic Functions iп converters and Inverters
Includrпg soft commutatюп, !ЕЕЕ, Trans оп Commuпicatioпs апd Eiectroпics ' vol . 2 '
№ 1, 1966.
60. Мс rn u r r о у W. Silicoп Coпtrolled Rectifier D-C to D-C Power CoП\er
terters, JEEE, Irans Communications and Electronics, III, 1964, р. 198-203.
61. D у е r R а У rn о п d. The Rating апd Opplication of SCR Designed for
P.ower switching at High Frequencies, IEEE, Traпs оп Jndustry апd General opplica
t1ons, vol. 2, № 1, 1966.
62. SCR Handbook, Geпeral Electric соmрапу, 1964.
ОГЛАВЛЕНИЕ
f 5.4. Управляемый однофазный выпрямитель с нулевым выводом при
Стр.
3
Предисловие
Введение ..
5
Гл а в а
полупроводниковые приборы.
Силовые
Основные эксплуатационные особенности
§ 1.1.Прющип дейст1щя р-п-перехода . ....... ... .
§ 1.2. Пршщип действия транзистора .. ........ . .
§ 1.3. Работа транзистора в режиме переключений
§ 1.4. Принцип действия тиристора . ........
§ 1.5. Характеристики цеп!! управления тиристоров
§ 1.6. Нагрузочная способность тиристоров . .
§ 1. .
7 Специальные тнпы диодов и Т!!ристоров
§ 1.8. Надежность тиристоров ........
11
13
14
17
23
24
26
28
Гл а в а 6
Методы анализа преобразовательных устройств
Сглаживающие фильтры
30
30
35
38
40
41
43
45
Гл а в а 3
Неуправляемые выпрямители однофазного тока
.
§ 3.1. Общие сведения ...... .....••.........
й нагрузкой
§ 3.2. Схемы выпрямителей однофазного тока с активl!о-индукт
ивной
§ 3.3. Схемы выпрямителей однофазного тока с активно
· · · ·
нагрузкой ..• . . , ...•.• • • • • •· · · · · •·
Гл а в а 4
Неупра11J1яемые выпрямиТеJJи трехфазного тока
активной нагрузко1
§ 4.1. Схемы выпрямителей трехфазного тока сс активно
-индуктl!внои
§ 4.2. Схемы выпрямителей трехфазного тока
• • •
нагрузкой ..............., .....• . ..
.
§ 4.3. 12-пульсационные выпрямители ....., .....
вьшр:1мителей .
§ 4.4.Эквивалентное внутреннее ::опротив.11ение
. ..
§ 4.5. Коэффициент полезного деиствия выпрямителеи
-э.д. с.
§ 4.6.Выпрямители .питающие нагрузку с противо
§ 4.7.Пульсации тока в питающей сети . .. ......
Гл а в а 5
и инверторы, ведомые сетью
ители
выпрям
УпраВJJяемые
ений выпрямителей ..
напряж
ования
регулир
ы
§ 5.1.Способ
тока .....
§ 5.2. Регулирование на стороне переменного напряж
ения .
§ 5.3. Фазовое регулирование выпрямлен11оrо
428
статической нагрузке ..... . .....• ...... .. ...
§ 5.5. Граничный режим непрерывного тока в цепи нагрузки управля•.• ... .. ......
мых выпрямителей ....• .....
§ 5.6.еУправляемые
выпрямители, питающие двигатели постоянного
тока ..................•..............
§ 5.7.Управляемый однофазный преобразователь с нулевым выводом,
работающий в режимах выпрямления и инвертирования .....
§ 5.8. Трехфазный преобразователь с нулевым выводом, работающий
в инверторном режиме .......................
§ 5.9.Трехфазный мостовой преобразователь, работающий в выпрями
тельном и ииверторном режимах . ......... .... ...
§ 5.10. Двойной трехфазный преобразователь с уравнительным реактором, работающий в инверторном режиме ...•.• , ......
§ 5.11.Коэффициент мощности инвертора .. ............ ..
§ 5.12. Компенсационные преобразователи, работающие в выпрями
тельном и ннверторном режимах ...........• .. ...
§ 5.13. Несимметричные преобразователи ................
§ 5.1 4 . Основные расчетные параметры ряда схем управляемыхвыпрямителей ...........................
§ 5.15.Аварийные режимы работы преобразовательных устройств
Гл а в а 2
§ 2.1. Общие сведения . . .......
§ 2.2. Кусочио-припасовочный метод. .
§ 2.3.Метод разностных уравнений ..
§ 2.4. Метод эквивалентных источников
§ 2.5. Метод основной гармоники . . .
§ 2.6.Метод гармонического анализа
§ 2.7.Метод фазовой плоскости ....
§ 2.8.Метод переключающих функций
48
54
63
77
86
98
99
100
100
105
10 6
10 7
111
Стр.
§ 6.1. Основные понятия о сглаживающих фильтрах.
§ 6.2.R, L, С-фильтры ... ...... ..... .. .
115
118
120
127
131
134
144
147
149
153
168
168
191
194
Гл а в а 7
Импульсные преобразователи постоянного напряжения
§ 7.1.Особенности импульсного метода регулирования постоянного
напряжения ............... ....., .
•• .. • . . 203
§ 7.2.Классификация wиротно-нмпульсиых преобразователей и их
сравиl!тельная оценка .. .. ...... ..........• ... 205
§ .
7 3.Анализ электромагнитных процессов в ШИП с комбинированной
коммутацией при статической нагрузке ...•....., .• • • 213
Гл а в а 8
Автономные инверторы и преобразователи частоты
§ 8.1. Области применения автономных инверторов и преобразователей
частоты ..... ..•.• ...• ..• . •...•...
§ 8.2.Требования, предъявляемые к автономным инверторам
§ 8.3. Структурные схемы систем с автономными инверторами
§ 8.4.Инверторы тока и инверторы напряжения .• ....
§ 8.5.Способы коммутации обычных тиристоров • ... ..
§ 8.6. Классификация автономныхинверторов . ..... .
§ 8.7.Инверторы на полностью управляемых вентилях .. .. ....
§ 8.8. Инверторы на неполностью управляемых вентилях (обычных
тиристорах) .. ........ ...•
§ 8.9.Преобрааователн частоты .......... ............
Гл а в а 9
221
221
222
223
225
226,
22 7
-
245
276
Регулирование и способы улучшения качества выходного напряжения
автономных инверторов
§ 9.1. Способы регулирования выходного напряжения ......... 283
§ 9.2. Однофазный мостовой инвертор с широтно-импульсным регули�
роваиием выхош�ого напряжения •. ... • • ..• • •.. .. • 286
429'
§
§
§
Стр.
9.3.Трехфазный мостовой инвертор с шнротно-импульсным регулированием выходного напряжения ...... . ............ 291
9.4.Трехфазный инвертор, собранный из трех однофазных инверторов
296
9.5.Способы улучшения качества выходного напряжения автономных
инверторов . ... . .. ... . .. . ... . .. . . ..... . . . 292
Гл а в а
10
f':
�
Системы управления преобразовательных устройств
§
§
§
§
10.
1.Требования, предъявляемые к системам управления ...
10.2.Электромагнитные системы импульсно-фазового управления
10.3.Электронные системы импульсно-фазового управления .... .
10.4.Системы управления автономными инверторами II преобразователями частоты ...... . .... . . .. . ....... . . .•
308
310
319
324
r.ча в а11
Устройства электропитания радиоэлектронной аппаратуры
§
§
§
§
11.1.Схемы однофазного питания с активно-емкостной нагрузкой
11.2.Электронные сглаживающие фильтры ........ .., ...
11.3.
Параметрические II компенсационные стабилизаторы напряжения и тока , • . . . .. ... .. .. . . ...
11.4.Транзисторные преобразователи напряжения
330
338
344
356
Гл а в а 12
Стабилизаторы иапряже1611Я и тока средней и большой мощности
§
§
§
§
12.1.Стабилизаторы напряжения, регулирующим э,11ементом которых
является тиристорный ключ
.. . ... .• . . .. .• .....
12.2. Управляемые выпрямите,11и, стабилизированные по напряжению
12.3.Стабилизаторы постоянного напряжения, регулирующим элементом которых является тиристорный широтно-импульсный преобразователь
..... .....• . . . .. ..... . . .. .. . .
12.4.Электромагнитные стабилизаторы тока (индуктивно-емкостные
преобразователи) .... .... . .. . ... . . . . ... .. .
Гл а в а
375
379
Чи ж е н к о Ива н Ми р о н о в ич
Р у д е н к о Вл а д ими р Семе нов ич
С е нько Вита л и й Ив а н о в ич
383
ОСНОВЫ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬНОЙТЕХНИКИ
388
Редактор Т . И. Артемова Переплет
.
художника В. Н.
Пан
ферова. Худож .
редактор Т. М. Скворцова . Технический
редактор Э. М. Чижевский. Корректор Г.А. Чечеткина .
13
Применение вычислительных машин для расчета преобразовательных
устройств
13.1.RL-цепь с вентилем
...... .. .
§ 13.2.Однофазный выпрямитель ......
§ 13.3
•. Однофазный параллельный инвертор тока
§ 13.4.
Трехфа:шый мостовой выпрямитель .
§ 13.5.Паралле,11ьная RL-цепь с вентилем ..
§
Гл а в а
.
393
395
400
404
407
14
J Преобразовательные устройства различного и�знаqения
14.1.Преобразовате,11ьные устройства для вентильного электропривода .
• ..... ..• ... ... ... . . . . . . .. .. . . .. 410
§ 14.2.Преобразовательные устройства для э,11ектрифицироваиного
железнодорожного транспорта
. ...
. . . . ..... . . . .. 416
§ 14.3.Преобразовательные устано8ки в линиях передачи постоянного
тока . ... . . ..... .. . . . . . .. . . ... .. . ... •
419
§ 14.4.Преобразовате,11ьные установки в эл,ектрометаллурrии . .. . .•
421
§ 14.5.
Применение преобразовательных устройств ДJJЯ электросварки
422
Литература .• . • ......• • ...........
.... . ... .. 425
§

Основы преобразовательной техники: Учебник по силовой электронике

Разделы

Поддержка

Основы преобразовательной техники: Учебник по силовой электронике

Добавить этот документ в коллекции

Добавить этот документ в сохраненные

Предложите, как улучшить Pubdoc