Лекция 16. Влияние помех на качество передачи различных видов
информации
1. Виды помех
2. Передача дискретных электрических сигналов
3. Ожидаемые значения селективных помех в каналах связи
16.1. Виды помех
В зависимости от подверженности воздействия помех все виды информации,
отображаемой непрерывными сигналами можно разбить на 2 группы:
1) Передача речевых сигналов, программ вещания и звукового сопровождения программ
телевидения;
2) Передача неподвижных и движущихся изображений.
К качеству передачи первой группы предъявляются два требования,
заключающихся в сохранении натуральности звучания и разборчивости речи.
Существует формантная теория разборчивости речи, разработанных для
аддитивных помех.
В соответствии эта теория при расчёте разборчивости на отдельных частотах
спектра речи определяет превышение сигнала над помехами затем определяет
формальную разборчивость на этих частотах потом суммируется по всем частотам. Далее
по известным кривым пересчета определяются разборчивость звуков, слогов, слов или
фраз.
Зная артикуляции слогов, можно судить и об артикуляции звуков, слов, фраз, т.к.
между существует определённая зависимость. Например коэффициенту артикуляции
слогов равному 0,5 соответствует артикуляция фраз порядка 0,98.
Флуктуационные помехи в телефонных каналах и каналах вещания и звукового
сопровождения программ телевидения воспринимаются шорох, а резкие выбросы
напряжения, как щелчки. Эти явления маскируют звуковые сигналы, снижая коэффициент
артикуляции. Однако мешающие воздействие флуктуационных
помех несколько
сглаживаются благодаря неодинаковой частотной зависимости чувствительности уха и
воспроизводящих приборов. Чтобы учесть это различие при оценки меньшего
воздействия, флуктуационные помехи, имеющие равномерный спектр, пропускают через
ток называемый псофометрический взвешивающий фильтр. Помехи измеренные таким
образом, называют псофометрическими, в отличие от взвешенных помех, измеренных без
указанного фильтра. По рекомендациям МККТТ частотные характеристики
псофометрических фильтров таковы, что средний уровень не взвешенных помех
превышает уровень псофометрических помех на 2,5 дБ в стандартных телефонных
каналах и на 5 дБ в каналах вещания. Эту разность называют псофометрическими
коэффициентами.
Пример: Pпсоф = 104 пВт (в точке с Раб=0) – помехи едва различимы
Pпсоф = 105 пВт – разборчивость еще достаточна
Pпсоф = 106 пВт – разборчивость речи становится
недостаточной
Для обеспечения качества передачи нужно чтобы внятные помехи маскировались
остальными видами помех. Для этого необходимо чтобы переходных затуханий было 65 –
70 дБ защищенность (при ar=7 дб) было 58 дБ. В каналах вещания 74 дБ.
Селективные помехи создают фон, имеющий восприятию звуковых сигналов.
Мешающие воздействие определяется не только мощностью селективных помех но
зависит от того какая частота. Особенно опасна в средних частях частотного диапазона.
Импульсные помехи прослушиваются как отдельные щелчки и трески и
значительного влияния не оказывают.
Кратковременные перерывы. Воздействие определяется особенность строения
человеческого уха, голосовых связок, психологии говорящего и слушающего, а также
техническими возможностями средств коммутации. Длительность звуков человеческой
речи колеблется в пределах от 25 до 250 мс. Не менее существенным фактором является и
постоянная слуха, характеризующая свойства органов слуха воспринимать слитно звуки,
интервал между которыми не превышает 30÷50 мс. Эти факторы определяют нижние
границы кратковременных перерывов (25 – 30 мс.).
Однако при такой длится хотя и снижается коэффициент артикуляции, качество
передачи речи не очень снижается из-за большей внутренней избыточности речи. Резкое
ухудшение качества телефонных переговоров наблюдается только при появлении
перерывов свыше 300 мс. При этом может быть ложный отбой, а также абоненты
«потеряв» друг-друга начинают задавать встречные вопросы.
Передача изображений. Для получения точного воспроизведения передаваемого
изображения необходимо поддерживать строго одинаковую скорость разложения
изображения на элементы при передаче и скорость воссоединения элементов на приёме.
Скорость разложения движущегося изображения на элементы должна быть
значительно больше, чем скорость передачи неподвижных изображений. Достаточно 1620 снимков за 1 минуту.
Мешающие воздействие помех при передаче TV сигналов несколько сглаживается
вследствие неодинакового характера частотной зависимости чувствительности глаза и
воспроизводящих приборов.
Для TV соотношение сигнал/помеха определяется как отношение напряжения
видеосигнала при передаче белого поля к Uпом. Разность уровней сигнала и помех в конце
гипотетический цепи длиной 2500 км. должен быть не менее 52 дБ.
Передача дискретных электрических сигналов
Верность характеризуется верностью отсутствия ошибки
Рош. Рпр=1-Рош
Величина потерь достоверности в каналах связи зависит от соотношения мощности
сигнала и суммы мощности флуктуационных и селективных помех. В проводных каналах
связи величина этого соотношения достаточна велика. Основные потери определяются
наличием в каналах импульсных помех и кратковременных перерывов.
16.2. Ожидаемые значения флуктуационных и селективных помех в каналах связи
А. При оценке влияния флуктуационных помех на качество передачи информации
по проводным каналам связи учитывают три основные составляющие помех: тепловые
помехи от резисторов, электронных ламп и транзисторов (эти помехи иногда называют
собственными), помехи от нелинейных переходов и помехи от линейных переходов.
1) Величина тепловых помех в каналах связи определяется уровнем помех
приведённых к входу усилителя, величиной усиления усилителя, зависящей от
протяжённости предшествующих участков, и числом усилителей, то есть протяженностью
ВЧ систем передачи.
Общая мощность тепловых помех, являющихся гладкими по своей физической
природе, равна сумме мощностей, вносимых всеми усилителями в определённую точку
тракта. При расчетах удобно суммировать мощности помех, вносимых в точку с нулевым
уровнем. Если известен уровень тепловых помех на выходе i-го усилителя Ртп вых i(f), то в
точке с измерительным уровнем уровень тепловых помех составит
Ртп i(0)=P тп вых i(f) - Рi(f),
где Рi(f) измерительный уровень на выходе i-го усилителя.
Мощность тепловых помех, вносимых усилителем в точку с нулевым
измерительным уровнем, составляет
Р тп i(0)
Ртп i(0)(f)= 10
10
Общая мощность, вносимая n усилителями, будет равна:
n
Р тп i(0) (f)= 10
1
Р тп i(0) (f)
10
i1
2) Величина помех за счет нелинейных переходов определяется в основном
нелинейностью амплитудной характеристики групповых и линейных усилителей.
Величина продуктов нелинейности этих элементов, в свою очередь зависит от загрузки
ВЧ систем передачи. На основании измерений и исследований, проведенных в различных
странах, МККТТ рекомендует характеризовать загрузку ВЧ систем передачи следующими
тремя величинами:
- средней мощностью сигнала в одном канале ТЧ,
- средней мощностью многоканального сигнала (образованного сигналами,
исходящими из n каналов) и
- его эквивалентной пиковой мощностью.
Опыт показывает, что в часы наибольшей нагрузки сигналы речи передаются в
одном направлении лишь в течение 25% от общего времени наблюдения. Поэтому
вероятность активного состояния канала принята равной 0,25. Остальные 75% времени
занимают: передача речи от противоположного абонента (также 25%), паузы, во время
которых не говорит ни один абонент, хотя канал считается занятым, и время (~ 25%), в
течение которого канал не занят.
Экспериментально определенно, что средняя мощность с относительным нулевым
уровнем соответствует 100 мкВт за час. Тогда среднее за час мощность, соответствующая
к активной части канала равно 25 мкВт, что соответствует абсолютному уровню по
мощности –16 дБ.
Многоканальный сигнал, состоящий из разговорных токов и токов управления,
поступающих в линейный тракт из отдельных каналов, представляется в виде мощности
белого шума, распределённых в приделах передаваемой полосы частот. Однако между
мощностью многоканального сигнала и мощностью белого шума существует
определённые различия.
В качестве эквивалентной пиковой мощности в рекомендации МККТТ принято
мощность синусоидального колебания с амплитудой, значения которой может
превышаться пиковыми значениями многоканального сигнала с вероятностью, равной 10 5
.
Уровни пиковой эквивалентной пиковой мощности для ВЧ систем передачи с
различным числом каналов определяется при условии, что средняя мощность в одном
канале ТЧ равна 32 мкВт (-15 дБ) и (1,5-2%) каналов ТЧ заняты под вторичное
управление, при этих условиях:
число каналов (канал):
48 60 120 300 600 1800 2700
Эквивалентная мощность (дБ): 20,5 20,8 21,2 23 25 30
32
В отечественных ВЧ системах передачи под вторичное уплотнение используется
значительно большее количество каналов ТЧ.
Т.о. при расчете мощности помех от нелинейных переходов, образующихся на
выходе одного усилителя необходимо учесть полосу частот канала связи Δf среднюю
мощность многоканального сигнала Рс, затухание нелинейности соответствующей
гармоники a=0, крайних частот линейного спектра fi и fj и т.д.
3) Линейные переходные влияния имеют существенное значение в ВЧ системах
передачи, работающих по симметричным кабелям связи, где они обусловлены конечной
величиной защищённости между парами кабелей связи. В процессе эксплуатации уровень
линейных переходных влияний зависит от защищенности между всеми влияющими
цепями и цепью, подверженной влиянию, а также от загрузки влияющих цепей. На
двухкабельных магистралях, где переходное затухание между кабелями достаточно
велико, определяющими являются величины защищенности на дальнем конце всех
усилительных участков. Величины эти нормируются и путём симметрирования доводятся
до требуемых значений в процессе строительства.
В большинстве случаев защищенность между парами отсимметрированных
участков понижается с увеличением частоты, и поэтому расчет и измерение ожидаемых
уровней линейных переходных влияний производят для верхних по частоте каналов.
Исходной для расчета принимают защищенность между парами на одном участке 78 дБ
(для 1х4), 76,5 дБ (7х4) для 80% и не менее 73 дБ для 100% измеренных значений.
На переприемном участке длиной 2500 км. результирующая защищенность
составит на кабелях (1х4)
L
2500
Ал.з=78-10lg(
)=78-10lg
55 дБ ( lу .у =10 для К-60п)
lу . у
10
2500
55 дБ
18
Б. Ожидаемые значения селективных помех в каналах связи
Наличие селективных помех в проводных каналах связи ВЧ систем передачи
определяется в основном просачиванием несущих, контрольных и контрольно –
измерительных частот. В стандартных каналах ТЧ такие помехи расположены обычно вне
нормируемого диапазона частот и не оказывают существенного влияния на качество
передачи информации по этим каналам. Однако при изменении уровня невзвешенных
помех в стандартных каналах ТЧ селективные составляющие помех могут оказать
существенное влияние на результат измерений. Поэтому при измерении уровней и
напряжений помех в стандартных каналах ТЧ на вход измерителя уровня или вольтметра
рекомендуется включать измерительный фильтр для подавления помех, находящихся вне
нормируемой полосы частот канала.
На кабелях 7х4 (l=18 км.). Тогда Ал.з=76,5-10lg
Литература:
Осн. 1. [стр. 90-95]
Доп. 2. [стр. 30-32].
Контрольные вопросы
1. Виды помех?
2. Аддитивные помехи, виды аддитивных помех?
3. Мультипликативные помехи, виды мультипликативных помех?
4. Влияние флуктуационных помех на качество передачи сигналов?
Лекция 17. Цифровые системы передачи
1. Цифровые методы передачи сигналов.
2. Дискретизация сигнала во времени.
3. Квантование сигнала по уровню
17.1. Особенности построения цифровых систем передачи
В большинстве развитых стран мира принят курс на цифровизацию сетей связи,
предусматривающий построение сети на базе цифровых методов передачи и коммутации.
Это объясняется следующими существенными преимуществами цифровых методов передачи перед аналоговыми.
Высокая пом ехоусто йчивость.
Представление ин формации в цифровой форме, т. е. в виде последовательности
символов с малым числом разрешенных уровней (обычно не более трех) и
детерминированной частотой следования, позволяет осуществлять регенерацию
(восстановление) этих символов при передаче их по линии связи, что резко снижает
влияние помех и искажений на качество передачи информации.
Цифровые методы передачи весьма эффективны при работе по световодным линиям,
отличающимся относительно высоким уровнем дисперсионных искажений и
нелинейностью электронно-оптических и оптоэлектронных преобразователей.
С л а б а я з а в и с и м о с т ь к а ч е с т в а п е р е д а ч и о т длины линии
связи.
В пределах каждого регенерационного участка искажения передаваемых
сигналов оказываются ничтожными. Длина регенерационного участка и оборудование
регенератора при передаче сигналов на большие расстояния остаются практически
такими же, как и в случае передачи на малые расстояния.
Стабильность параметров каналов ЦСП.
С т а бильность и идентичность параметров определяются в основном
устройствами обработки сигналов в аналоговой форме, стабильность параметров
каналов в таких системах значительно выше, чем в аналоговых.
Эффективность использования пропускной способности
к а н а л о в д л я п е р е д а ч и д и с к р е т н ы х сигналов.
При вводе дискретных сигналов непосредственно в групповой тракт ЦСП
скорость их передачи может приближаться к скорости передачи группового сигнала,
скорость передачи дискретных сигналов будет близка к 64 кбит/с, в то время как в
аналоговых системах она обычно не превышает 9,6 кбит/с.
В о з м о ж н о с т ь п о с т р о е н и я ц и ф р о в о й с е т и с в я з и . Цифровые
системы передачи в сочетании с цифровыми коммута-ционными станциями являются
основой цифровой сети связи, в которой передача, транзит и коммутация сигналов
осуществляются в цифровой форме.
Высокие
технико-экономические
показатели.
Передача и
коммутация сигналов в цифровой форме позволяют реализовывать весь аппаратурный
комплекс цифровой сети на чисто электронной основе с широким применением
цифровых интегральных схем.
Аппаратура ЦСП состоит из аппаратуры формирования и приема цифровых
сигналов, а также аппаратуры линейного тракта. Цифровой сигнал формируется в
оборудовании аналого-цифрового преобразования первичных ЦСП или в оборудовании
временного группообразования ЦСП более высокого уровня. В данной лекции основное
внимание уделено передаче телефонных сигналов по каналам ЦСП с ВРК при использовании
импульсно-кодовой модуляции (ИКМ). В этом случае формирование группового цифрового
сигнала предусматривает последовательное выполнение следующих основных операций
(рис. 5.1):1) дискретизации индивидуальных телефонных сигналов по времени, в
результате чего формируется импульсный сигнал, промодулированный по амплитуде, т. е.
АИМ сигнал; 2) объединения N индивидуальных АИМ сигналов в групповой АИМ
сигнал с использованием принципов временного разделения каналов; 3) квантования
группового АИМ сигнала по уровню; 4) последовательного кодирования отсчетов
группового АИМ сигнала, в результате чего формируется групповой ИКМ сигнал, г.
е. цифровой сигнал.
Рис. 2.1.Дискретизация сигнала во времени
В системах передачи с ВРК, каждый канальный сигнал представляет собой
периодическую последовательность импульсов, промодулированных исходным сигналом.
При этом чаще всего используется амплитудно-импульсная модуляция, при которой
модулируется амплитуда импульсов, а другие параметры (длительность, частота
следования, временное положение) остаются неизменными.
При АИМ амплитуда периодической последовательности импульсов изменяется в
соответствии с изменениями амплитуды модулирующего сигнала c(t). Различают
амплитудно-импульсную модуляцию первого (АИМ-1) и второго (АИМ-2) рода.
Поскольку все реально существующие непрерывные сигналы связи представляют собой
случайные процессы с бесконечно широким спектром, .причем основная энергия
сосредоточена в относительно узкой полосе частот, перед дискретизацией на передаче
необходимо с помощью фильтра нижних частот ограничить спектр сигнала некоторой
частотой
Для телефонных сигналов необходимо использовать ФНЧ с частотой среза
ƒ = 3,4 кГц.
Частотный
спектр
модулированной
последовательности
при АИМ
однополярного сигнала содержит (рис. 2.3): постоянную составляющую
составляющие с частотами исходного модулирующего сигнала
составляющие
с частотой дискретизации
и ее гармоник
составляющие боковых полос (нижней
и верхней) при частоте дискретизации и ее гармониках
При дискретизации двуполярных сигналов (телефонных, звукового вещания) в
спектре АИМ сигнала практически отсутствуют постоянная составляющая и
составляющие с частотами
Из рис. 2.1 видно, что для восстановления исходного непрерывного сигнала из
АИМ сигнала на приеме достаточно поставить ФНЧ с частотой среза, равной FB, который
выделит исходный сигнал. Поскольку для телефонного сигнала
то
должна
выбираться из условия
Реально выбрана
что позволяет
упрощать требования к ФНЧ приема.
Рис. 2.2.Спектральный состав АИМ сигнала
Рис2.3. Формирование АИМ сигнала
На рис 2.5 над каждым отсчетом указан номер канала, к которому он относится.
Групповой АИМ сигнал передается между выходом формирователя АИМ сигнала (АИМ
модулятора) и входом кодирующего устройства в оконечном оборудовании передачи и
выходом декодирующего устройства и входом устройства разделения канальных сигналов
(временного селектора) в оконечном оборудовании приема.
Искажения,
возникающие
из-за
ограничения
полосы
частот
снизу, называются искажениями второго рода. Это ограничение происходит
из-за наличия в цепях группового сигнала реактивных элементов (трансформаторов,
емкостей и др.). Характер возникающих искажений при передаче прямоугольных импульсов показан на рис. 2.6,б В отличие от искажений первого рода выбросы обратной
полярности затухают медленно, поэтому влиянию подвергается даже каналы
существенно удаленные по времени от влияющего канала.
Это делает искажения второго рода более опасными по сравнению с
искажениями первого рода. В реальных трактах возникают искажения обоих типов.
На рис. 2.7 в качестве примера приведена упрощенная схема АИМ модулятора,
выполненного в виде сбалансированного ключа на транзисторах
При наличии
импульса в управляющем сигнале ключ открывается и через нагрузку протекает ток, пропорциональный входному сигналу, а между импульсами управляющего сигнала
ключ
оказывается в закрытом (разомкнутом) состоянии и ток через нагрузку не протекает.
Режимы работы транзисторов должны быть подобраны таким образом, чтобы в открытом
состоянии сопротивление ключа было как можно меньше, а в закрытом — стремилось к
бесконечности.
В результате в нагрузке формируется сигнал в виде АИМ-1. Управляющее
импульсное напряжение в нагрузку не поступает, т. е. подавляется. Это объясняется тем,
что управляющее напряжение поступает одновременно на базы VT1 и VT2 и вызывает появление эмиттерных токов, которые протекают через нагрузку в противоположных
направлениях. Если транзисторы имеют одинаковые параметры, то эти токи равны по
величине и суммарный ток в нагрузке оказывается равным нулю.
Лекция 18. Дельта модуляция с компандированием
1. Виды компандирование при ДМ.
2 Динамический диапазон при компандировании.
3 Дельта-декодер работает.
Тактовая частота в системе передачи с ДМ могут быть существенно уменьшена,
если во избежание перегрузки шаг квантования менять с изменением крутизны сигнала.
Различают следующие виды компандирование при ДМ: инерционное,мгновенное и
компандирование по структуре цифрового сигнала на выходе модулятора.
Компандирование позволяет не только уменшить тактовую частоту. но и поддерживать
постоянство отношения сигнал/шум квантования при изменении средней мощности
сигнала в достаточно больших пределах и тем самым расширять динамический диапазон
канала.
Инерционное компандирование применяют при передачи речевых сигналов. При
этом величина шага квантования меняется с изменением уровня средней мощности
речевого сигнала (слоговое компандирование). При слоговом компандировании
инерционные сжиматель и расширитель включают соответственно на входе модулятора и
на выходе демодулятора, как это делается в каналах ТЧ и вещания систем ЧРК, с целью
повышения помехозащищенности и расширения динамического диапазона. Так же как и в
ЧРК, при большой степени сжатия возникают большие искажения, из-за
несогласованности характеристик сжимателя и расширителя, и поэтому применяют
инерционные сжиматели и расширители с коэффициентом γсж=0,5 и расширения γрасш=2.
Динамический диапазон при таком компандировании расширяется рпименрно на 15 дБ.
Одна из возможных схем адаптивной дельта-модуляции приведена на рис.1 (с
инерционной компрессией)
Основу структурной схемы составляет обычный классический демодулятор с
одинарным интегратором.
Рисунок 3.1 - Обычный классический демодулятор с одинарным интегратором
Инерционная компрессия в модуляторе осуществляется с помощью формирователя
сигнал управления ФУ (ДИ, СФиДО) и амплитудно импульсивного модулятора М,
включенного на входе интегратора. ФУ состоит из дополнительного интегратора ДИ,
ограничевающего спектра частот импульсной последовательности в области ВЧ,
сглаживающего фильтра СФ, детектора огибающей ДО и схемы сложения + огибающей с
заданным постоянным напряжением Uо, определяющим заданное минимальное значение
амплитуды импульсов на входе интегратора.
Работа схемы поясняется с помощью временных диаграмм.
Непрерывный сигнал (1) →на вход ДУ и на выходе порового устройство ПУ при
нарастании
входного
сигнала
начинает
формироваться
последовательность
положительных единичных импульсов (3).
Рисунок 3.2 - Временная диаграмма
Формируемая импульсная последовательность поступает на дополнительную
интегрирующую цепь на выходе которой из-за ограничения длительности и импульса
возникают межсимвольное искажения6 что приводит к появлению сигала огибающей
импульсной последовательности (4). Сф выделяет огибающей (5) амплитуда которого
зависит от плотности единиц в импульсной последовательности. Детектор огибающей
осуществляет
двухполупериодное
выпрямление
этого
сигнала (6).
К ней
подмешивается постоянное напряжение Uо которое обеспечивает постоянную амплитуду
импульсов на выходе модулятора при равномерной плотности положительных и
отрицательных единиц на его входе, т.е. при отсутствии напряжения огибающей. При
увеличении плотности единиц амплитуда импульсов, поступающий на интегратор по цепи
обратной связи будет изменяться (7) под действием напряжения огибающей, и
аппроксимирующая, ступенчатая функция (8) в зависимости от крутизны нарастания
непрерывного сигнала будет иметь переменный шаг квантования.
Декодер работает аналогично только в обратном направлении.
Упрощенная структурная схема кодера с мгновенным компандированием по
структуре цифрового потока показана на рис.3.3.
Рисунок 3.3 - Упрощенная структурная схема кодера с мгновенным компандированием
Схема содержит классический дельта-модулятор , к которому дополнительно
подключены амплитудно-импульсный модулятор и импульсный преобразователь ИП.
ИП в зависимости от характеристик двоичной последовательности изменяет величину
приращении аппроксимирующего
напряжения, для чего используется модулятор.
Главным достоинством
данного типа мгновенного компандирования является
возможность реализации аппаратуры на современных элементов счетной техники, что
обеспечивает точное соответствие характеристик компрессии на стороне передачи и
экспандирования на стороне приема.
Принцип работы такой схемы можно пояснить с помощью временных диаграмм.
Рисунок 3.4. - Временная диаграмма
Импульсный преобразователь анализирует плотность единиц и при комбинациях
вида 111 или -1-1-1 на его выходе возникает импульс, который увеличивает амплитуду
импульса на выходе модулятора в 2 раза, при этом шаг квантования на выходе
интегратора возрастает также в 2 раза.
Дельта-декодер работает точно таким же образом, но дополнительно включает в
себя схему синхронизации СС и формирователь импульсов ФИ.
Использование
компандирования позволяет снизить тактовую частоту цифрового потока по сравнению с
классической ДМ почти в 4 раза и довести ее до 48 кГц для одного канала ТЧ.
Основным преимуществом ДМ в сравнении с ИКМ является ее большая
помехоустойчивость, связанная с тем, что она менее чувствительна к ошибкам в
цифровом сигнале, чем ИКМ. Величина ошибки при ИКМ зависит от разряда
неправильно принятого символа кодовой группы. При 7-разрядной группе ошибка в
старшем разряде кодовой группы приводит к ошибочному восстановлению амплитуды
отсчета, величина которой ∆Uош=26∆=64∆, т.е. половине максимального отсчета сигнала.
При ДМ ошибочный прием символов цифрового потока всегда приводит к ошибке в
один шаг квантования.
Литература:
Осн. 5. [стр.90-95]
Доп. 6. [стр. 30-32].
Контрольные вопросы
1.Что такое дельта модуляция?
2.Чтот такое компандирование?
Лекция 19. Построение многоканальной аппаратуры с ИКМ и ВРК
Структурная схема оконечной станции первичной ЦТС
1. Состав оконечной станции аппаратуры ЦСП.
2. Нумерация' циклов в сверхцикле синхронизации.
3. Принципы синхронизации в ЦСП
В состав оконечной станции аппаратуры ЦСП, предназначенной для передачи
телефонных сигналов, входит индивидуальное и групповое оборудование. Узлы
индивидуального оборудования всех N каналов однотипны, и на рис. 4.1 показано
индивидуальное оборудование только для одного канала.
Сигнал от абонента поступает на двухпроводным вход канала и далее через
дифференциальную систему (ДС) в тракт передачи. Передающая часть индивидуального
оборудования каждого канала содержит усилитель низкой частоты (УНЧпер), фильтр ниж-
них частот (ФНЧпер) и амплитудно-импульсный модулятор (АИМ). В ФНЧпер сигнал
ограничивается по спектру (FA = 3,4 кГц), что необходимо перед дискретизацией сигнала. В
модуляторе аналоговый сигнал дискретизируется по времени, в результате чего
формируется канальный АИМ сигнал, представляющий собой последовательность
канальных АИМ отсчетов. Канальные АИМ сигналы всех каналов объединяются в
групповой АИМ сигнал (АИМГР).
В групповом оборудовании тракта передачи перед кодированием групповой АИМ
сигнал, имеющий вид АИМЬ преобразуется в групповой сигнал АИМ2 (см. рис. 4.2). В
кодирующем устройстве (Код) осуществляется последовательное нелинейное кодирование отсчетов группового АИМ сигнала, в результате чего на выходе кодера
формируется групповой цифровой сигнал с импульсно-кодовой модуляцией,
представляющий собой последовательность восьмиразрядных кодовых комбинаций
каналов. Как будет отмечено ниже, в цикле передачи системы помимо информационных
символов, формируемых на выходе кодера, необходимо передавать ряд
дополнительных сигналов, к которым, в частности, относятся: сигналы управления и
взаимодействия (СУВ), передаваемые по телефонным каналам для управления приборами
АТС (набор номера, вызов, ответ, отбой, разъединение и др.); сигналы цикловой (ЦС) и
сверхцикловой (СЦС) синхронизации; сигналы передачи дискретной информации
(ДИ) и др.
Сигналы СУВ от АТС поступают на вход передающей части согласующего устройства
(СУпер), где преобразуются в цифровую форму для ввода через схему формирования
циклов (ФЦ) (так же как и сигналы ЦС, СЦС и ДИ) в цифровой поток, т. е. добавляются к информационным символам. В результате на выходе ФЦ формируется
полный цифровой поток, имеющий циклическую структуру, причем его основные
параметры строго регламентированы.
Цифровой сигнал на выходе ФЦ представляет собой униполярный (однополярный)
цифровой поток.
Однако передача такого сигнала по линии затруднена, поэтому униполярный
двоичный код в преобразователе кода передачи (ПКпер) преобразуется в
двуполярный код, параметры которого отвечают определенным требованиям.
Работой всех основных узлов оконечной станции управляет генераторное
оборудование (ГОпер и ГОПР), формирующее все необходимые импульсные
последовательности, следующие с различными частотами (например, с частотой
дискретизации Рл, тактовой частотой FT и др.).
Приведены временные диаграммы, поясняющие работу оконечной станции ЦСП
при условии безыскаженной передачи сигналов и т = 4.
В ЦСП цифровой групповой сигнал представляет собой непрерывную
последовательность следующих друг за другом циклов (цикличность передачи заложена
в самом принципе временного разделения каналов). Под циклом передачи б удем
понимать интервал времени, в. течение которого передаются отдельные кодовые
комбинации (или разряды) всех N каналов системы передачи и псл символов
необходимых служебных сигналов (синхронизации, СУВ, ДИ и др.).
Для ЦСП, в которых осуществляется аналого-цифровое преобразование
(кодирование) сигналов (например, ИК.М-30, ИКМ-15,) длительность цикла Г ц
выбирается равной периоду дискретизации Тд, т. е. Гц = Тд=125 мкс (при Рл = 8 кГц).
Помимо длительности цикла Тц строго регламентируются общее число
импульсных позиций п * и их распределение между различными информационными и
служебными сигналами. Таким образом, каждая импульсная позиция цикла строго
закреплена за сигналами определенного вида.
В базовых ЦСП (например, ИКМ-30) цикл передачи разделяется на Л^ки канальных
интервалов, причем NKH = А^и„ф + + МСЛ, где А^инф — число информационных интервалов,
равное числу каналов N, a NCJl — количество служебных канальных интервалов,
выделенных для передачи служебных сигналов. Обычно принимается следующая
нумерация канальных интервалов: КИо, КИЬ КИ2, КИ3,..., КИлг-1. Очевидно,
длительность канального интервала Тки = Тц/,Мки. Каждый из канальных интервалов
содержит т импульсных позиций (обычно т = 8, так как применяется восьмиразрядный
нелинейный код), которые также называют тактовыми интервалами (ТИ).
Длительность ТИ, очевидно, Гти = 7 Ки /т,, а общее число ТИ в цикле передачи п =
тЛ/"ки. В каждом тактовом интервале может быть передан один двоичный символ (1 или
0), причем чаще всего передача импульсов осуществляется со скважностью, равной 2, т. е.
длительность импульса (1) Ти = 0,5ГТц.
Для передачи СУВ всех N телефонных каналов организуется сверхцикл, состоящий из М
циклов (рис. 4.3). В каждом из циклов сверхцикла в одном из КИ поочередно передаются
СУВ только для одного или двух телефонных каналов. Во втором случае M = Nf2-\-l
(оДин цикл сверхцикла используется для передачи сверхциклового синхросигнала). При
этом принята следующая нумерация' циклов в сверхцикле: Ц0, Ць U.2, ... Цм-ь В Ц0 обычно
передается сверхцикловой синхросигнал (СЦС), который обозначает начало сверхцикла и
обеспечивает правильное разделение СУВ по телефонным каналам на приемной станции.
Передача СУВ для всех телефонных каналов в каждом цикле, т. е. без организации
сверхцикла, нецелесообразна, так как привела бы к чрезмерному увеличению объема
служебной информации, а кроме того, не имеет особого смысла, так как длительность
даже самых коротких сигналов управления и взаимодействия в десятки раз превышает
длительность цикла передачи. Увеличение же объема служебной информации привело бы к
необходимости повышения скорости передачи (при сохранении числа информационных
каналов) либо к уменьшению числа информационных каналов (при сохранении скорости
передачи).
19.1. Принципы синхронизации в ЦСП
В ЦСП с ВРК правильное восстановление исходных сигналов на приеме
возможно только при синхронной и синфазной работе генераторного оборудования на
передающей и приемной станциях (ГОпер и ГОпр). Учитывая принципы формирования
цифрового группового сигнала, рассмотренные выше, для нормальной работы ЦСП
должны быть обеспечены следующие виды синхронизации: тактовая, цикловая и
сверхцикловая.
Перспективным для высокоскоростных ЦСП, но более сложным, является способ
тактовой синхронизации с применением, устройств автоподстройки частоты генератора
тактовой частоты приемного оборудования (способ активной фильтрации).
Более подробно схема и особенности работы ВТЧ рассматриваются в следующей
главе, поскольку ВТЧ в принципе является одним из узлов регенератора и на рис. 4.3 он
вынесен из состава ЛР только для пояснения принципов организации тактовой синхронизации.
Цикловая синхронизация осуществляется следующим образом. На передающей
станции в состав группового цифрового сигнала в начале цикла передачи (обычно в КИ0)
вводится цикловой синхросигнал, а на приемной станции устанавливается приемник синхросигнала (ПСС), который выделяет цикловой синхросигнал из группового цифрового
сигнала и тем самым определяет начало цикла передачи. Очевидно, что цикловой
синхросигнал должен обладать определенными отличительными признаками, в качестве
которых используется заранее определенная и неизменная структура синхросигнала
(например, 0011011 в ЦСП ИКМ-30), а также периодичность следования синхросигнала
на определенных позициях цикла (например, в КИ0 через цикл в ЦСП ИКМ-30).
Групповой цифровой сигнал в силу случайного характера информационных сигналов
такими свойствами не обладает.
Литература:
Осн. 3. [стр. [90-95]
Доп. 4. [стр. 30-32].
Контрольные вопросы:
1.Оборудования ИКМ-ВРК?
2.Временная диаграмма цикла и сверхцикла передачи.
3.Скорость передачи группового ИКМ сигнала?
4.Устройство объединения и разделения сигналов.
5.Амплитудно-импульсные модуляторы.
6.Кодеры с линейной шкалой квантования.
Как видно из рис. 2.9, амплитуды отсчетов при АИМ-2 поддерживаются практически
неизменными в течение всего канального интервала
что обеспечивает
устойчивую работу кодирую- щего устройства, на вход которого поступает групповой
АИМ сигнал.
Квантование сигнала по уровню
АИМ сигнал является дискретным по времени, но непрерывным по уровню, так как
амплитуда отсчетов может принимать бесконечное множество значений. Операции
квантования по уровню и кодирования, как правило, осуществляются в одном устройстве,
называемом аналого-цифр о в ы м п р е о б р а з о в а т е л е м ( А Ц П ) и л и к о д е р о м ,
о д н а к о с целью выявления особенностей указанных операций целесообразно
рассматривать их отдельно.
Значение
как будет показано ниже, зависит от вида передаваемого сигнала и
требований к качеству передачи. Помимо общего числа уровней квантования
квантующее устройство характеризуется шагом квантования и напряжением
ограничения.
Шагом квантования
называется разность между двумя соседними
разрешенными уровнями, а
определяет максимальное значение амплитуды отсчета,
подвергаемого квантованию. Очевидно, что
должно быть выбрано таким образом,
чтобы вероятность появления отсчета с амплитудой выше
была пренебрежимо мала.
Очевидно, что
Если шаг квантования во всем диапазоне изменений амплитуды
сигналов остается постоянным, т.е.
то квантование называет- ся равномерным.
На рис. 2.10, а приведена временная диаграмма, поясняющая принцип равномерного
квантования униполярных сигналов, а на рис.2.11,
а-амплитудная характеристика квантующего устройства
Квантование осуществляется следующим образом.
Основной недостаток равномерного квантования заключается в следующем.
Поскольку мощность шумов квантования не зависит от величины сигнала,
защищенность от шумов квантования, определяемая как
оказывается небольшой для сигналов с малыми уровнями (слабых сигналов) и воз-
растает при увеличении уровня сигнала (рис. 2.12). Для того чтобы выполнить
требования к защищенности
необходимо уменьшить помощью сжатия
динамического диапазона сигнала с последующим равномерным квантованием.
Литература:
Осн. 3. [стр. 90-95]
Доп. 4. [стр. 30-32].
Контрольные вопросы:
1.Какие особенности цифровых систем передачи?
2.Аппаратуры цифровой системы передачи?
3.Дискретизация сигналов?
4.Выбор частоты дискретизации?
5.Квантование сигналов?
6.Кодирование и декодирование сигналов.
