ВВЕДЕНИЕ
Дисциплина «Основы электронной и измерительной техники» является
базовой дисциплиной специальности.
Цели изучения дисциплины:
- обеспечение углубленных знаний естественно-научного, общетехнического характера, как фундамента профессионального образования;
- формирование фундаментальных знаний, необходимых для усвоения
профессиональных дисциплин;
- подготовка специалистов к производственной и исследовательской
работе в области создания и эксплуатации средств измерения, электронных
измерительных приборов и элементов систем автоматического управления
технологическими установками;
- изучение структуры и принципов построения электронных
измерительных устройств;
- рассмотрение схемотехники и способов построения узлов электронных
измерительных приборов и самих приборов на базе современных интегральных
схем средней и большой степени интеграции, а также с использованием
микропроцессоров и микроконтроллеров.
- создание условий для изучения последующих дисциплин
специальности.
Задачи изучения дисциплины:
- рассмотрение возможностей и способов построения цифровых
электронных узлов, которые применяются в измерительных приборах,
микропроцессорных системах, средствах автоматизации контроля и управления
технологическими установками, на базе современных интегральных схем
средней и большой степени интеграции;
- изучение схемотехники, свойств и параметров самых интегральных
схем, применяемых в измерительных приборах и средствах автоматизации;
- развить у студентов умение самостоятельно приобретать и углублять
знания, полученные при изучении дисциплины;
- развить навыки использования измерительных приборов при
проведении измерений;
развить
навыки
использования
программ
компьютерного
моделирования при анализе и работы и наладки измерительных приборов.
2
1 ОБЩИЕ ПРЕДСТАВЛЕНИЯ
Измеряемые величины могут быть аналоговыми и дискретными.
Подавляющее
большинство
измеряемых
величин
являются
аналоговыми, т.е. имеющими бесконечное множество значений в диапазоне
измерения и непрерывными во времени.
В отличие от аналоговой, дискретная величина имеет ограниченное
число значений в диапазоне измерения. Числовое значение таких величин
может определяться путём непосредственного счёта её дискретных частей, что
создаёт большие преимущества в измерении дискретных величин.
Эти преимущества поставили вопрос об искусственном преобразовании
аналоговых величин в дискретные, что достигается в специальных
измерительных преобразователях – цифровых измерительных приборах. Таким
образом, приборы для измерения аналоговых величин могут быть аналоговыми,
показания которых являются непрерывной функцией измерений измеряемой
величины – аналоговые измерительные приборы (числовое значение
измеряемой величины определяется у них по шкале прибора) и цифровыми, в
которых измеряемая аналоговая величина предварительно преобразуется в
дискретную форму - цифровые измерительные приборы (ЦИП) (результат
измерения представляется в форме числа на цифровом табло). Измерительные
приборы для измерения естественно-дискретных величин могут быть только
цифровыми.
Нужно отметить, что цифровая форма представления результата
измерения не всегда лучше аналоговой. Например, напечатанная колонка цифр,
как правило, менее наглядна, чем непрерывная кривая, записанная на
диаграмме. Динамику изменения какой-либо величины тоже удобнее
отслеживать с помощью аналогового прибора.
По прогнозам специалистов аналоговая и цифровая ветвь электронной
измерительной техники будут развиваться параллельно. В данной дисциплине
рассматриваются только цифровые измерительные устройства.
Цифровыми измерительным устройством (ЦИУ) называются такие
измерительные устройства, в которых измеряемая величина автоматически в
результате квантования и цифрового кодирования представляется кодовым
сигналом, выражающим значение измеряемой величины. ЦИУ разделяются на
цифровые
измерительные
приборы
(ЦИП)
и
аналого-цифровые
преобразователи (АЦП).
ЦИП – автономные устройства с регистрацией измеряемой величины.
АЦП не имеют отчетных или регистрирующих устройств, являются
частью ЦИП или сложных информационно-измерительных систем (ИИС);
результат измерения выдается в виде кодового сигнала.
В ряде цифровых автоматических приборов предусматривается
автоматическая периодическая поверка и калибровка прибора по образцовой
величине для исключения статистических погрешностей.
3
ЦИП кроме цифровых отсчетных устройств имеют выход в виде кода,
приспособленный к входным параметрам компьютеров и регистрирующих
устройств.
Цифровой отсчет не является обязательным только для ЦИП. К
примеру, ряд приборов (мосты с декадными магазинами сопротивлений, с
уравновешиванием вручную, компенсаторы и др.) имеют цифровое отсчетное
устройство (ЦОУ), но не относятся к ЦИП.
Измеряемая величина непрерывна (Н), т.е. имеет бесконечное
множество сколь угодно мало отличающихся друг от друга значений в
пределах определенного диапазона и ограниченное число дискретных значений
(D), каждому из которых соответствует код (К).
Единственный общий отличительный признак ЦИУ автоматизм
преобразования H D K .
К преимуществам ЦИП относятся: удобство и объективность отсчета;
высокая точность результатов измерения; высокое быстродействие;
возможность автоматизации процесса измерений; удобство регистрации
результатов измерений и обработки их с помощью компьютера.
2 ОСНОВНЫЕ ТЕХНИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ЦИП
Измеряемые величины. Первое, что нужно знать о любом
измерительном приборе,— это какую физическую величину (или какие
физические величины) он измеряет.
Диапазоны измерения в большинстве моделей ЦИП (кроме щитовых
приборов) общий диапазон состоит из нескольких диапазонов, для которых
указаны их предельные значения. Выбор нужного диапазона измерения
производится вручную или автоматически. Переключение диапазонов
сопровождается изменением места положения запятой на цифровом отсчетном
устройстве.
Чувствительность (значение единицы дискретности, квант) Термин
«чувствительность» для данной характеристики широко распространен, но не
вполне удачен: обычно чувствительностью называют отношение выходной
величины У к входной X (или в более общем случае dY/dX). В данном случае
имеется в виду значение измеряемой величины, приходящейся на единицу
дискретности (т.е. значение единицы дискретности). Для обозначения этой
характеристики будем пользоваться более коротким термином «квант».
Разрешающая способность. В любом ЦИП при его проектировании
предусмотрено определенное количество десятичных разрядов. Если во всех
разрядах используются все десять возможных состояний, соответствующих
цифрам от 0 до 9, то максимальное число Nтах, которое может индицироваться
на цифровом отсчетном устройстве (ЦОУ), при трех разрядах составляет 999,
при четырех разрядах 9999 и т. д. Однако в некоторых ЦИП большей частью
один или два старших разряда являются не полными. Например, в старшем
разряде возможны только два состояния, соответствующие цифрам 0 и 1, а в
остальных трех — все десять состояний. В этом случае Nmax = 1999.
4
По аналогии со стрелочными приборами число Nmax часто называют в
переносном смысле «длиной цифровой шкалы». Простые ЦИП низкой
точности, например щитовые, имеют самые «короткие шкалы», но даже они
обычно имеют не менее трех полных десятичных разрядов, т. е. Nmax =999.
Вместе с тем в уникальных моделях цифровых частотомеров высшей точности
достигнуто Nmax = 999 999 999.
Количество квантов Nq совпадает с Nmax, если в K=l. В общем
случае
Nq=Nmax / k.
Число Nq (или Nmax при k=1) определяет разрешающую способность
прибора, которую обозначают в виде отношения, например, 1:119 999.
Обычно при неполном старшем или двух старших разрядах
номинальные значения диапазонов соответствуют числу N ном N max .
Превышение Nmax по сравнению с N ном образует перекрытие диапазонов.
Числа N ном и Nmax остаются одинаковыми на всех диапазонах: они
связаны с X ном , Хтах и q на каждом данном диапазоне простыми
соотношениями
N ном X ном q
N max X max q
Точность — наиболее сложная и многоплановая характеристика любого
измерительного прибора, в том числе и ЦИП. Само слово «точность»
представляет собой краткое название целого комплекса характеристик,
количественно выражаемых различными погрешностями. В литературе
встречается определение точности как количественной характеристики,
представляющей собой число, обратное погрешности (чем меньше
погрешность, тем выше точность). Это определение не получило широкого
распространения.
3 ПОГРЕШНОСТИ ЦИФРОВЫХ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫХ ПРИБОРОВ
Результат измерения любой величины будет отличаться от истинного
значения измеренной величины. Отклонения результата измерения от
истинного значения измеряемой величин называет погрешностью измерений.
Погрешности измерений связаны как с погрешностью измерительных
приборов, так и с воздействием внешних влияющих величин, с неправильной
фиксацией результата измерений и другими факторами. Следовательно,
получить погрешность измерений меньше чем погрешность средств измерений
нельзя.
Следует отличать погрешность результата измерения данным прибором
от погрешности самого прибора. Типичный пример: погрешность результата
измерений стрелочным прибором включает в себя погрешность прибора и
субъективную погрешность отсчета. В ЦИП эта составляющая исключена
5
(объективный отсчет), но остаются другие. Погрешность результата содержит
динамические и статические составляющие, причем первые зависят не только
от свойств прибора, но и от поведения исследуемого сигнала во времени. Давая
характеристику точности собственно прибора, обычно имеют в виду только
статические погрешности, а динамические свойства прибора характеризуют
отдельно как реакцию на какой-либо стандартный входной сигнал (скачок,
синусоиду) или в других формах (для ЦИП - количество измерений в секунду
или время одного цикла измерения).
Таким образом, погрешность результата может быть больше
погрешности прибора за счет динамических составляющих. Другой пример:
методическая погрешность измерения напряжения, обусловленная конечным
значением входного сопротивления вольтметра, входит в погрешность
результата измерения, но не является погрешностью самого вольтметра.
Как уже отмечалось любое измерение сопряжено с округлением
непрерывной величины Н до ближайшего уровня дискретной величины Д.
Само это округление—не что иное, как некая погрешность, но в аналоговых
приборах эту погрешность совершает человек, ее количественные
характеристики субъективны, и естественно относить ее к погрешностям
измерения, но не прибора. В ЦИП, где процесс Н Д К преобразования
происходит автоматически, эта погрешность объективна и является одной из
составляющих статической погрешности прибора.
Ее можно называть погрешностью округления, или погрешностью
квантования, или погрешностью дискретности. Будем придерживаться
последнего названия. Кроме погрешности дискретности общая статическая
погрешность ЦИП содержит еще «инструментальную» (или «аппаратную»)
составляющую, вернее, множество составляющих — от несовершенства,
неидеальности элементов прибора. Далее увидим, что сюда можно также
отнести составляющую, обусловленную несовершенством не самих элементов,
а как бы структурной схемы прибора, так что при усовершенствовании
структурной схемы ее можно исключить.
Чтобы правильно оценивать погрешности, необходимо ясно представлять
их происхождение. Классифицируют погрешности измерений по ряду
признаков: форме выражения, причинам возникновения, характеру проявления,
условиям применения и другим признакам.
По форме выражения погрешности измерений подразделяют на
абсолютные и относительные. Погрешность измерения, выраженная в единицах
измеряемой величины, называется абсолютной погрешностью измерения. Она
определяется формулой
x xизм x
где xизм– значение, полученное при измерении; x – истинное значение
измеряемой величины.
Поскольку истинное значение измеряемой величины остается неизвестным, на практике можно найти лишь приближенную оценку погрешности
измерений.
6
Но абсолютная погрешность мало говорит о действительной точности
измерений, если не сопоставить её с измеряемой величиной. Поэтому удобнее
характеризовать качество измерений относительной погрешностью –
отношением абсолютной погрешности измерения к истинному значению
измеряемой величины
x x
x
xg
где хg – действительное значение измеряемой величины.
Относительная погрешность может бить выражена в процентах
x
100 %.
x
Относительная погрешность измерений характеризует качество
измерений: чем она меньше, тем качество выше.
Погрешность метода измерений (методическая) – это составляющая
погрешности измерения, происходящая от несовершенства метода измерений. К
ним относятся составляющие погрешностей, вызываемые влиянием средства
измерения на измеряемую цепь. Например, погрешность измерения ЭДС
источника вольтметром с конечным входным сопротивлением. При измерении
другим методом, например, нулевым, эту погрешность можно исключить. Часто
к методическим относят и погрешности, связанные с принятой моделью
реального объекта измерения.
Инструментальная погрешность измерения - это составляющая
погрешности измерения, зависящая от погрешностей применяемых средств
измерения.
В соответствии с характером зависимости погрешностей средств измерений
от значения измеряемой величины различает аддитивные и мультипликативные
погрешности.
Аддитивная погрешность не зависит от значения входной величины средства
измерения Она может быть вызвана смещением стрелки прибора, действием
термоЭДС и наводок в контурах сравнения, дрейфом нуля электронных
усилителей.
Мультипликативная погрешность зависит от значения входной величины х и
вызывается изменением чувствительности S средства измерения.
Итак, общая статическая погрешность ЦИП содержит погрешность
дискретности и инструментальные погрешности.
Рассмотрим погрешность дискретности. Возьмем время-импульсный
метод измерения. Обратим внимание на два обстоятельства: а) сигналы 1 и 2
(рисунок 3.1а) несинхронизированы, т. е. их взаиморасположение во времена
произвольно; б) сигнал 1 неизменен, а длительность импульса в сигнале 2
может принимать бесчисленное множество значений — это непрерывная
величина (H). На рисунке 3.1а) показано наихудшее в некотором смысле
взаиморасположение сигналов 1 и 2 и соотношение между t и Т0 ( t равно
целому количеству периодов Т0). Действительно, в этой ситуации малейшие
7
Рисунок 3.1 Погрешности дискретности
смещения сигнала 2 и малейшие изменения t могут давать три результата:
N—1; N; N+1. Поскольку само значение t, неизменно, это означает, что
может возникать абсолютная погрешность ±q.
Здесь действуют два упомянутых выше фактора: во-первых,
асинхронность сигналов 1 и 2; во-вторых, округление непрерывной величины
t до ближайшего уровня дискретной величины NT0. Первый фактор
обусловлен некоторым несовершенством структуры преобразования t в код,
и его можно устранить, усовершенствовав эту структуру (рис 3.1б). Здесь
начало интервала времени t определяется первым после фронта импульса
Пуск переходом 1-0 сигнала 1 (рис. 3.1в), а на счетчик импульсов воздействуют
8
переходы 0-1, Этим достигается не только синхронизация, но и такое взаиморасположение сигналов 1 и 2, при котором остается только второй фактор —
округление t до ближайшего уровня NT0, что обусловливает абсолютную
погрешность, не выходящую за пределы ±0,5q. Это — в чистом виде погрешность дискретности. На рис.3.1г показана зависимость результата измерения
Nq от значения измеряемой величины U – в цифровом вольтметре при
отсутствии всех инструментальных погрешностей, а также зависимость
абсолютной погрешности дискретности д от U-. Как видно,
д = - 0,5q 0,5q;
д таx=±0,5q.
Относительная
погрешность
дискретности
соответственно определяются формулами
в
этом
случае
;
Отметим, что в дальнейшем под погрешностью дискретности будет
пониматься для общего случая, т. е. таx=± 1q.
К
инструментальным
погрешностям
относятся
аддитивная,
мультипликативная и погрешность нелинейности.
Инструментальные погрешности зависят от погрешностей применяемых
средств.
Неточность градуировки, конструктивные несовершенства, изменения
характеристик прибора в процессе эксплуатации и т. д. являются причинами
основных погрешностей инструмента измерения. Зависимости абсолютной и
относительной инструментальных погрешностей от измеряемой величины
показаны на рисунках 3.2-3.4.
Рисунок 3.2 Мультипликативная погрешность
Рисунок 3.3 Аддитивная погрешность
Рисунок 3.4 Погрешность нелинейности
4. ДИСКРЕТНOE ПРЕДСТАВЛЕНИE НЕПРЕРЫВЕНЫХ ВЕЛИЧИН
Под непрерывной величиной x(t) следует понимать величину, которая
может иметь в заданном диапазоне бесконечно большое число значений в
определенном интервале времени при бесконечно большом числе моментов
времени.
Под дискретным сигналом понимают сигнал, у которого информация
заложена не в размере величины, используемой для передачи этой информации,
а в соответствующем ей количестве сигналов, их взаимном расположении и
т.д., причем дискретный сигнал в отличие от непрерывного может иметь только
определенное конечное число значений.
Дискретная
величина
может
быть
прерывной
во
времени
(дискретизированной) или (и) прерывной по значению (квантованной).
x
x(t
)
x
1
t
t
1
Рисунок 4.1 непрерывная величина
Дискретизированная величина является прерывной по времени. Значения
величины отличны от нуля только в определенные (заранее известные)
моменты времени. Процесс преобразования непрерывной величины в
дискретизированную называется дискретизацией. Промежуток времени Δt
между двумя ближайшими моментами дискретизации называют шагом
дескритизации. Шаг дискретизации может быть как равномерным, так и не
равномерным.
x
x
1
t
Δt
t
1
Рисунок 4.2 Дискретизированная величина
Квантованная величина является прерывной по значению. Значения
величины в заданном диапазоне принимают конечное число значений. Процесс
преобразования непрерывной величины в квантованную называется
квантованием.
В процессе квантования текущее значение непрерывной величины
заменяется ближайшим фиксированным значением, которые заранее известны.
Разность Δt между двумя ближайшими значениями квантования называют
ступенью квантования. Ступень квантования может быть как постоянной, так и
не переменной.
x
x
1
Δx
t
t
Рисунок 4.3 Квантованная
1
величина
Непрерывная величина может быть одновременно и дискретизированной, и
квантованной.
x
Δx
t
Δ
t
Рисунок 4.4 Дискретизированная и квантованная величина
Под аналоговой величиной понимают некоторую вторичную величину,
все значения которой являются непрерывной функцией значений непрерывной,
(исходной) величины. Если первичная величина непрерывна, то аналоговая
величина тоже непрерывна. Но если первичная величина дискретна, то
аналоговая величина тоже дискретна.
Цифровой сигнал – это частный случай дискретного сигнала, когда
соответствующая ему информация представлена в виде цифр.
Кодирование (шифрация) получение по определенной системе правил
числового значения квантованной величины в виде комбинации цифр
Для восстановления сигнала необходимо выполнения условия:
t
1
2 fв
где Δt – время дискретизации, fв – частота верхней гармоники входного
сигнала.
5 МЕТОДЫ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ НЕПРЕРЫВНЫХ ВЕЛИЧИН В
ДИСКРЕТНЫЕ
Любая величина Х может быть преобразована в;
интервал времени, Y— t ;
частота следования коротких импульсов, У = f ;
электрическое напряжение постоянного тока, Y=U ;
угловое или линейное перемещение (положение), Y=a или У = l.
Существует много способов и схемных решений для преобразования
различных X в эти Y.
Структурные схемы измерительных приборов очень разнообразны,
однако в зависимости от метода измерений, который реализован в
измерительном приборе, различают два основных вида структурных схем:
прямого преобразования и уравновешивающего (компенсационного)
преобразования. Эти схемы существенно различаются по составу
результирующей погрешности измерений и её зависимости от погрешностей
отдельных преобразователей (звеньев).
Классификация методов преобразования показана на рисунке 5.1.
КОДОИМПУЛЬСНЫЙ
ПРЕОБРАЗОВАНИЕ
АМПЛИТУДНЫЙ
ПРЕОБРАЗОВАНИЕ
ЧАСТОТНО-ИМПУЛЬСНЫЙ
УРАВНОВЕШИВАЮЩЕЕ
ВРЕМЯ- ИМПУЛЬСНЫЙ
ПРЯМОЕ
ЧИСЛОИМПУЛЬСНЫЙ
ПРОСТРАНСТВЕННЫЙ
МЕТОДЫ
ПРЕОБРАЗОВАНИЯ
Рисунок 5.1 Классификация методов преобразования
Структурная схема прибора прямого преобразования приведена на
рисунке 5.2. Отличительная черта схемы прямого преобразования состоит в
том, что все преобразования производятся в прямом направлении от входа к
выходу, т.е. предыдущие величины преобразуются в последующие и
отсутствует преобразование в обратном направлении.
Рисунок 5.2 Структурная схема прибора прямого преобразования
Структурная схема прибора уравновешивающего (компенсационного)
преобразования приведена на рисунке 5.3
Отличительная особенность схемы состоит в том, что выходная величина
Y подвергается обратному преобразованию в величину XY, однородную с
входной величиной X и почти полностью её уравновешивает, в результате чего
на вход цепи прямого преобразования поступает только небольшая часть
преобразуемой входной величины ΔX, т.е. используется отрицательная
обратная связь.
Основной отличительной особенностью уравновешивающего метода
преобразования является наличие главной отрицательной обратной связи.
Рисунке 5.3 Структурная схема прибора уравновешивающего
(компенсационного) преобразования
В процессе число-импульсного преобразования измеряемая электрическая
величина преобразуется в количестве импульсов, число которых для каждого
данного значения измеряемой величины подсчитывается цифровым счетчиком.
В процессе частотно-импульсного преобразования измеряемая
электрическая
величина преобразуется
в
последовательность
электрических сигналов, частота которых устанавливается путем подсчета
числа этих сигналов за определенный известный
интервал времени
цифровым счетчиком.
В процессе время-импульсного
преобразования измеряемая
электрическая величина преобразуется в интервал времени, длительность
которого определяется путем заполнения этого интервала импульсами опорной
частоты известного периода и подсчета этих импульсов цифровым счетчиком.
В процессе амплитудного преобразования измеряемая электрическая
величина преобразуется в амплитуду электрического сигнала, значение
которой определяется путем одновременного сравнения с набором опорных
электрических величин.
В процессе кодо-импульснного
преобразования измеряемая
электрическая величина преобразуется в код, структура которого строится по
определенному правилу.
6. ИЗМЕРЕНИЕ ВРЕМЕННЫХ ИНТЕРВАЛОВ,
ЧАСТОТЫ И ФАЗОВОГО СДВИГА СИГНАЛОВ
6.1. Цифровые измерители временных интервалов.
Наибольшее распространение для измерения временных интервалов и
периода нашел время-импульсный метод. Этот метод заключается в подсчете
импульсов опорной (заранее известной) частоты в течение измеряемого
периода или интервала времени.
На рисунке 6.1 приведена
структурная схема время-импульсного
измерителя, а на рисунке 6.2. эпюры напряжений, поясняющие его работу.
U1
U2
Ф1
Старт
Тг
Ф2
Кл
СЧ
ЦОУ
Стоп
ГОЧ
Рисунок 6.1 Структурная схема время-импульсного измерителя
Формирователи Ф1 и Ф2 создают из входных сигналов U 1 и U 2
импульсы «старт» и «стоп» соответственно начала и конца измеряемого
интервала t x , который формируется тригерром Тг. Триггер открывает на время
стар
т
Тг
стоп
t
tx
t
ГОЧ
t
Кл
t
N
Т0
Рисунок 6.2 Эпюры напряжений, поясняющие его работу
t x ключ Кл, который пропускает на счетчик СЧ некоторое число счетных
импульсов с периодом T0 с генератора ГОЧ. Счетчик подсчитывает число
импульсов N и полученный результат отображается на цифровом отсчетном
устройстве ЦОУ.
t
N x ,
T0
1
где T0
t x , тогда
f0
t x T0 N .
Для получения удобного отсчета берут f 0 10 k Гц, тогда
t x 10 k N c .
Погрешности измерения:
а) Относительная нестабильность частоты ГОЧ 0 . Для повышения
точности измерений используют в качестве ГОЧ термостатированные
кварцевые генераторы. Тогда 0 10 7 10 9 .
б) Погрешность дискретности. Определяется значением периода
счетных импульсов T0 .
Рассмотрим более подробно процесс возникновения и величину
погрешности дискретности время-импульсного преобразования. Из рисунка 6.3.
видно, что за результат преобразования принимается величина tизм NT0 , тогда
как реально t x NT0 t1 t 2 , где t1 и t 2 временные отрезки между
счетными импульсами и началом (старт) или концом (стоп) измеряемого
Рисунок 6. 3 Процесс появления погрешности дискретности
интервала. Причем величины t1 и t 2 в случае некоррелированности счетных
импульсов и границ измеряемого интервала носят случайный характер (с
равномерным законом распределения) и лежат в пределах 0 T0 , т. е.
абсолютная погрешность дискретности
max t x tизм t1 t 2 T0 .
Максимальная относительная погрешность
max
T
1
0 .
tx
NT0
N
6.2 Цифровые измерители частоты
В настоящее время наиболее широкое распространение получил
частотно-импульсный метод. Этот метод заключается в подсчете импульсов
периодического сигнала за известный интервал времени
t и. Частота в
течение этого времени может изменяться и поэтому полученное значение
является средним за интервал времени.
N
fx .
T0
Схема цифрового частотомера представлена на рис. 6.4 Формирователь Ф из
U вх формирует импульсы с частотой f x . Устройство управления УУ
формирует из стабильных колебаний генератора образцовой частоты ГОЧ с
помощью
делителя
частоты
ДЧ
строб-импульс
длительностью T0 ,
открывающий ключ Кл. За время T0 на счетчик Сч проходит N импульсов с
периодом T x . Обычно берут T0 10 K с (K = 0, 1, 2 . . .), тогда f x N 10 K Гц.
Значение множителя 10 K учитывается положением запятой или включением
соответствующей надписи (Гц, кГц, МГц и т. д.) на цифровом отсчетном
устройстве ЦОУ.
Ulx
Rx
Ф
Кл
СЧ
ЦОУ
T0
ДЧ
ГОЧ
Ф
УУ
t
Tx
УУ
Кл (СЧ)
T0
t
. . .
t
N
Рисунок 6.4 Схема цифрового частотомера
Погрешность дискретности
1
1
.
N
f x T0
Погрешность уменьшается с увеличением времени измерения T0 и
частоты f x . При измерении высоких частот погрешность мала и сравнима с 0 .
Расширение рабочего диапазона в области СВЧ ограничивается достижимым
быстродействием счетчика СЧ. Поэтому для работы на частотах свыше 500
МГц1 ГГц используют гетеродинное преобразование частоты.
С уменьшением f x увеличивается. Можно компенсировать это
увеличением T0 , но тогда уменьшается быстродействие и увеличивается
методическая погрешность за счет изменения f x во времени. Поэтому при
измерении достаточно низких частот частоту определяют, измеряя
длительность одного или нескольких периодов исследуемого сигнала с
1
соответствующим пересчетом f x
. Обычно и первый (частотноTx
импульсный), и второй (время-импульсный) методы измерения частоты
совмещены в одном приборе. Поэтому цифровые частомеры работают в
широчайшем диапазоне частот 0,01 Гц17 ГГц с погрешностью порядка 10-5
10-8.
6.3. Измерение фазового сдвига сигналов
Фазовым сдвигом (разностью фаз) называется модуль разности
аргументов двух гармонических сигналов одинаковой частоты:
u1 t U1 sin t 1 ,
u 2 t U 2 sin t 2 ,
то есть 1 2 величина постоянная и не зависит от момента отсчета. Для
измерения разности фаз, в зависимости от диапазона частот входных сигналов
и требуемой точности, применяются различные устройства и методы
измерений.
а) Фазометры с измерением за один период (фазометры мгновенных
значений фазового сдвига ).На рисунке 6.5 приведена структурная схема и
эпюры напряжений такого фазометра.
U1t
Ф
КЛ1
УУ
U2 t
СЧ1
АЛУ
ГОЧ
ЦОУ
СЧ2
КЛ2
Т
t
T
t
t
N T
NТ
Т0
Рисунок 6.5 структурная схема и эпюры напряжений фазометра мгновенных
значений.
Формирователь Ф и устройство управления УУ из входных сигналов
создают последовательность импульсов с длительностями Т и Т. Ключ КЛ1
открывается на время Т, а ключ КЛ2 – на время Т, пропуская на счетчики СЧ1
и СЧ2 импульсы с частотой f 0 с генератора образцовой частоты ГОЧ. Счетчик
СЧ1 осуществляет подсчет числа счетных импульсов N T , соответствующего
периоду Т, а счетчик СЧ2 – числа счетных импульсов N T , соответствующего
длительности Т. В арифметико-логическом устройстве АЛУ осуществляется
вычисление величины фазового сдвига
N
T 360 ,
NT
которое отображается В цифровом отсчетном устройстве ЦОУ. Погрешность
такого фазометра обусловлена в основном погрешностями формирования
временных интервалов Т и Т, нестабильностью ГОЧ, а также погрешностями
дискретности кодирования интервалов Т и Т T и T . Погрешность
дискретности кодирования интервала Т:
1
1
360
360 f
,
Т
N T
f 0 T f 0 T
f0
где f частота входных сигналов. Отсюда видно, что с ростом f
погрешность дискретности увеличивается и для ее уменьшения необходимо
увеличивать частоту ГОЧ. Недостатки такого фазометра: относительно узкий
диапазон входных частот и большая погрешность измерения при наличии
случайных помех и наводок в сигнале.
U1t
U2 t
Ф
Т
СЧ
Кл2
Кл1
ГОЧ
ЦОУ
Тизм
УУ
ДЧ
Ф
УУ
t
T
T
T
Тизм
Кл2
T
T
t
t
Nизм
Рисунок 6.6 Структурная схема и эпюры напряжений фазометра с
усреднением.
б) Фазометры с постоянным временем измерения (фазометры с
усреднением ).
Схема фазометра и эпюры напряжений приведены на рисунке. 6.6.
Т,
Формирователь Ф формирует импульсы длительностью
пропорциональной измеряемому фазовому сдвигу. Ключ КЛ1 открывается на
время Т и пропускает N счетных импульсов частотой f 0 с генератора
образцовой частоты ГОЧ. Ключ КЛ2 открыт на длительное время измерения
Tизм , формируемое устройством управления УУ с помощью делителя частоты
ДЧ из импульсов высокостабильного ГОЧ. При этом время Tизм для
постоянной частоты входного сигнала обычно выбирается кратным периоду
входных сигналов, т. е. Tизм m T . Тогда счетчик за время Tизм подсчитает
число импульсов:
N изм m N m T f 0
Tизм f 0 T Tизм T
n
,
T
T0 T
360
где n коэффициент деления делителя частоты. Случайная погрешность
здесь уменьшается за счет усреднения результата измерения. Источники
погрешности в основном те же, что и для предыдущей схемы. Недостаток
фазометра большое время измерения, зависящее от частоты исследуемого
сигнала и необходимой точности измерений. Диапазон рабочих частот от
долей герца до единиц мегагерц, погрешности порядка 0,010,10.
7 ЦИФРО-АНАЛОГОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
Цифро-аналоговый
преобразователь
(ЦАП)
предназначен
для
преобразования двоичного кода, в напряжение или ток, пропорциональные
значению цифрового кода.
Схемотехника цифро-аналоговых преобразователей весьма разнообразна.
На рисунке 7.1 представлена классификационная схема ЦАП по
схемотехническим признакам.
Большинство схем параллельных ЦАП основано на суммировании токов,
значение каждого из которых пропорциональна весу цифрового двоичного
разряда, причем должны суммироваться только токи разрядов, значения
которых равны 1. Следовательно, требуется построить схему, обеспечивающую
генерацию и коммутацию по заданным законам точных весовых токов.
Простейшая схема, реализующая указанный принцип, приведена на рисунке
7.2.
Рисунок 7.1. Классификация ЦАП
Сопротивления резисторов выбирают так, чтобы при замкнутых ключах
через них протекал ток, соответствующий весу разряда. Ключ должен быть
замкнут тогда, когда соответствующий ему бит входного слова равен единице.
Выходной ток определяется соотношением
Рисунок 7.2. ЦАП с суммированием токов
При высокой разрядности ЦАП резисторы должны быть согласованы с
высокой точностью. Наиболее жесткие требования по точности предъявляются
к резисторам старших разрядов, поскольку разброс токов в них не должен
превышать тока младшего разряда. Поэтому разброс сопротивления в k-м
разряде должен быть меньше, чем
DR / R=2–k
Из этого условия следует, что разброс сопротивления резистора,
например, в четвертом разряде не должен превышать 3%, а в 10-м разряде –
0,05% и т.д.
Рассмотренная схема при всей ее простоте обладает рядом недостатков.
Во-первых, при различных входных кодах ток, потребляемый от источника
опорного напряжения (ИОН), будет различным, а это повлияет на величину
выходного напряжения ИОН. Во-вторых, значения сопротивлений весовых
резисторов могут различаться в тысячи раз, а это делает весьма
затруднительной реализацию этих резисторов в полупроводниковых ИМС.
Кроме того, сопротивление резисторов старших разрядов в многоразрядных
ЦАП может быть соизмеримым с сопротивлением замкнутого ключа, а это
приведет к погрешности преобразования. В-третьих, в этой схеме к
разомкнутым ключам прикладывается значительное напряжение, что
усложняет их построение.
Эти недостатки устранены в случае применения матрицы R-2R, схема
которой показана на рисунке 7.3.
В этой схеме задание весовых коэффициентов ступеней преобразователя
осуществляют посредством последовательного деления опорного напряжения с
помощью резистивной матрицы постоянного сопротивления. Основной элемент
такой матрицы представляет собой делитель напряжения , который должен
удовлетворять следующему условию: если он нагружен на сопротивление Rн, то
его входное сопротивление Rвх также должно принимать значение Rн.
Коэффициент ослабления цепи
a =U2/U1 при этой нагрузке должен
иметь заданное значение.
Рисунок 7.3 Схема ЦАП с переключателями и матрицей R-2R
При выполнении этих условий получаем следующие выражения для
сопротивлений:
При двоичном кодировании a =0,5. Если положить Rн=2R, то Rs=R и Rp=2R
Поскольку в любом положении переключателей Sk они соединяют нижние
выводы резисторов с общей шиной схемы, источник опорного напряжения
нагружен на постоянное входное сопротивление Rвх=R. Это гарантирует
неизменность опорного напряжения при любом входном коде ЦАП.
Согласно
соотношениями
рисунку
7.3,
выходные
токи
схемы
определяются
а входной ток
Поскольку нижние выводы резисторов 2R матрицы при любом состоянии
переключателей Sk соединены с общей шиной схемы через низкое
сопротивление замкнутых ключей, напряжения на ключах всегда небольшие, в
пределах нескольких милливольт. Это упрощает построение ключей и схем
управления ими и позволяет использовать опорное напряжение из широкого
диапазона, в том числе и различной полярности. Поскольку выходной ток ЦАП
зависит от Uоп линейно, преобразователи такого типа можно использовать для
умножения аналогового сигнала (подавая его на вход опорного напряжения) на
цифровой код. Такие ЦАП называют перемножающими (MDAC).
Точность этой схемы снижает то обстоятельство, что для ЦАП, имеющих
высокую разрядность, необходимо согласовывать сопротивления R0 ключей с
разрядными токами. Особенно это важно для ключей старших разрядов. ЦАП
на МОП ключах имеют относительно низкое быстродействие из-за большой
входной емкости МОП-ключей.
Для ЦАП с МОП-ключами, чтобы получить выходной сигнал в виде
напряжения, можно использовать инверсное включение резистивной матрицы
(рисунок 7.4).
Рисунок 7.4. Инверсное включение ЦАП с МОП-ключами
Для расчета выходного напряжения найдем связь между напряжением Ui
на ключе Si и узловым напряжением U'i . Воспользуемся принципом
суперпозиции. Будем считать равными нулю все напряжения на ключах, кроме
рассматриваемого напряжения Ui. При Rн=2R к каждому узлу подключены
справа и слева нагрузки сопротивлением 2R. Воспользовавшись методом двух
узлов, получим
Выходное напряжение ЦАП найдем как общее напряжение на крайнем
правом узле, вызванное суммарным действием всех Ui. При этом напряжения
узлов суммируются с весами, соответствующими коэффициентам деления
резистивной матрицы R-2R. Получим
Недостатками этой схемы являются: большое падение напряжения на
ключах, изменяющаяся нагрузка источника опорного напряжения и
значительное выходное сопротивление.
Схема ЦАП с использованием операционного усилителя показана на
рисунке 7.5.
R
Uоп
8I0
R
4I0
2R
2R
S3
R
2R
S2
I0
I0
2I0
2R
S1
2R
S0
Iос
Rос= R
Uвых
3
2
2
2
1
2
0
2
Рисунок 7.5 ЦАП с
матрицей R-2R
8 АНАЛОГО-ЦИФРОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
8.1 Общие сведения
Устройство, осуществляющее автоматическое преобразование (измерение
и кодирование) непрерывно изменяющихся во времени аналоговых значений в
эквивалентные значения числовых кодов, называется аналого-цифровым
преобразователем (АЦП). Преобразование обеспечивает соответствие
дискретного отсчета х(ti) значению кода Nti. Количественная связь для любого
момента времени ti, определяется соотношением
Nti = x(ti)/x ± Nti
где Nti — погрешность преобразования на данном шаге (ошибка
квантования или шум квантования), а x – шаг квантования (или аналоговый
эквивалент единицы младшего разряда ЕМР).
АЦП являются устройствами, принимающими входные непрерывные
сигналы от аналоговых устройств и выдающими на выходе соответствующие
им цифровые сигналы, пригодные для работы с ЭВМ и другими цифровыми
устройствами.
АЦП, так же как и ЦАП, широко применяются в различных областях,
являясь неотъемлемой составной частью цифровых измерительных приборов,
систем и устройств обработки и отображения информации, автоматических
систем контроля и управления, устройств ввода–вывода информации
компьютера и т. д.
Основные параметры АЦП (диапазон изменения, временные параметры,
статические погрешности) имеют тот же смысл, что и соответствующие
параметры ЦАП, рассмотренные во второй части лекций. Поэтому рассмотрим
только некоторые характерные особенности параметров АЦП.
8.1 Параметры АЦП
Физически процесс аналого-цифрового преобразования состоит из
квантования и кодирования.
Процесс квантования аналогового значения приводит к возникновению
ошибки квантования (шума квантования), максимальное значение которой 1/2
единицы младшего разряда (1/2 ЕМР) преобразователя.
На рисунке. 8.1, а, приведена характеристика преобразования, а на рисунке.
8.1, б — график ошибки квантования трехразрядного АЦП для нормированного
входного сигнала.
N
111
110
101
100
011
010
001
000
N
1
8
2
8
3
8
4 5
8 8
6
8
7
8
1
U вх
U вх max
а)
+1/2ЕМР
U вх
U вх max
-1/2ЕМР
б)
Рисунок 8.1 Характеристика преобразования АЦП
Наряду с систематической ошибкой квантования имеет место и более или
менее значительная ошибка, обусловленная схемой (инструментальная
погрешность). Инструментальная погрешность АЦП (так же, как и ЦАП)
обусловлена несовершенством отдельных элементов схемы и влиянием на них
различных дестабилизирующих факторов. Инструментальная погрешность
приводит к тому, что характеристики квантования реальных АЦП отличаются
от идеальной, приведенной на рисунке. 8.1, а. Если середины ступеней
идеальной ломаной линии характеристики квантования соединить, то
получится прямая с единичным наклоном, выходящая из начала координат (на
рисунке 8.1, а,— штриховая линия). В реальных АЦП эта прямая не проходит
через нуль (погрешность смещения нуля Uсмещ. ( рисунок 8.2, а) и ее наклон
отличается от единичного (погрешность коэффициента передачи см. рисунок
8.2, б). Погрешность коэффициента передачи характеризуется справочным
параметром, который называется абсолютной погрешностью преобразования в
конечной точке шкалы (Umax на рисунке. 8.2, б).
Погрешность коэффициента передачи в диапазоне преобразования сигнала
вызывает постоянное относительное отклонение выходного значения от
истинного, а погрешность смещения нуля обусловливает постоянную
абсолютную погрешность. Обе эти ошибки, как правило, можно устранить
посредством стабилизации нуля и полного отклонения. Остаются ошибки
вследствие дрейфа параметров и их нелинейности.
В реальных АЦП имеет место отклонение усредненной характеристики
квантования от идеальной прямой во всем диапазоне изменения входного
сигнала (погрешность нелинейности Uн (рисунок. 8.2 в). Другой мерой
ошибки линейности преобразования является дифференциальная нелинейность.
Она указывает, насколько ширина отдельной ступеньки отличается от
заданного
значения
шага квантования (определяется аналогично
соответствующему параметру ЦАП). Если дифферениальная нелинейность по
абсолютной величине превышает шаг квантования, то при измерении
некоторые коды будут пропущены (рисунок. 8.2г).
Таким образом, с точки зрения статической точности работы,
исчерпывающей характеристикой АЦП является его реальная характеристика
квантования.
Рисунок. 8.2. Погрешности преобразования АЦП:а – погрешность смещения
нуля; б – погрешность коэффициента передачи; в – нелинейность; г – пропуск
кодов
Рассмотренные статические погрешности характеризует работу
преобразователей при постоянных или квазипостоянных (постоянных на
интервале преобразования) сигналах.
Динамические параметры АЦП. Время преобразования tпр – это время,
отсчитываемое от начала импульса дискретизации или начала преобразования
до появления на выходе устойчивого кода, соответствующего данной выборке.
Для одних типов АЦП эта величина является переменной, зависящей от
значения входного сигнала, для других – примерно постоянной. При работе без
устройства выборки хранения является апертурным временем. Определяет
достижимую частоту дискретизации (преобразования).
8.2 Кодоимпульсные АЦП
8.2.1 Последовательные АЦП с единичным приближением
Типичная схема последовательного АЦП с единичным приближением
(АЦП со ступенчатым пилообразным напряжением) дана на рис. 3.6, а.
Импульс начала цикла преобразования, который в дальнейшем будем называть
импульсом запуска, устанавливает триггер Т и при этом подключает счетчик Сч
к выходу генератора импульсов G. Так как разряды счетчика соединены с
разрядами ЦАП, то напряжение на выходе последнего Uцап увеличивается по
ступенчатому пилообразному закону (рисунок. 8.3, б), причем значение
ступени соответствует ЕМР АЦП. Процесс преобразования заканчивается,
когда напряжение Uцап сравняется с входным напряжением Uвх (станет
превосходить его). При этом компаратор К сбрасывает RS-триггер Т,
прекращая тем самым поступление счетных импульсов на счетчик и фиксируя
на его выходах код N, представляющий цифровой эквивалент входного
напряжения в момент окончания преобразования.
Рисунок 8.3 Схема последовательного АЦП с единичным приближением (а) и
временные диаграммы его работы (б)
Статическая погрешность преобразования рассмотренного АЦП
определяется в основном суммарной статической погрешностью используемых
ЦАП и компаратора.
Быстродействие рассматриваемого АЦП, характеризуемое временем
преобразования, определяется числом разрядов n и частотой счетных
импульсов fсч. Время преобразования АЦП данного типа является переменным
и определяется уровнем входного напряжения. Максимальное время
преобразования, соответствующее максимальному входному напряжению:
t пр max (2 n 1) tсч
где tсч = 1/fсч - период следования счетных импульсов.
{
N
.
R СТ2 1
G
&
2
4
ЦАП UЦАП
…
…
&
+1
R
-1 Сч
…
К
1
2n-1
Uвх
Рисунок. 8.4 Схема следящего АЦП
Рассмотренный АЦП легко превратить в АЦП следящего типа. Для этого в
схеме рис. 3.6, а необходимо заменить суммирующий счетчик на реверсивный
и использовать прямой и инверсный выходы компаратора для управления им
(см. рис. 3.7). В этом случае при Uвх Uцап выходной код АЦП колеблется
вокруг среднего положения с точностью до ЕМР, как это имеет место в любой
дискретной следящей системе. Если в состоянии динамического равновесия
Uвx(t) начинает изменяться, то выходной код АЦП отслеживает его с
погрешностью, равной ЕМР, при условии, что за период счетных импульсов
tсч входной сигнал изменится не более чем на значение шага квантования U,
т. е.
uвх' (t ) tсч u
8.2.2 АЦП последовательного приближения
Структурная схема последовательного АЦП с двоично-взвешенным
приближением представлена на рисунке 8.5.
При получении команды на выполнение преобразование (приход импульса
запуска) регистр последовательных приближений РПП по следующему за ним
фронту тактового импульса от генератора G устанавливает логическую «1» на
входе старшего (n-1)–го разряда ЦАП и логические «0» на входах всех
остальных разрядов. Далее компаратор К сравнивает входное напряжение Uвх и
напряжение с выхода ЦАП Uцап. Если преобразуемое напряжение Uвх>Uцап, то
компаратор дает команду РПП оставить в старшем (n-1) разряде логическую
«1», если наоборот Uвх<Uцап, то компаратор заставляет РПП сбросить
логическую «1» в старшем разряде. Значение старшего разряда РПП в
зависимости от результата сравнения фиксируется по фронту следующего
тактового импульса. Одновременно (по фронту того же тактового импульса)
логическая единица появится на следующем по старшинству (n-2)-ом разряде
ЦАП. В зависимости от результата сравнения напряжений Uвх и Uцап
компаратором по фронту следующего тактового импульса фиксируется
значение разряда (n-2), а логическая «1» появляется на входе (n-3) разряда
ЦАП. Затем вновь повторится описанный выше алгоритм работы блоков АЦП и
так далее до 0-ого разаряда. После n тактов сравнения (по прошествии n
тактовых импульсов генератора G от момента начала импульса запуска) на
входе ЦАП получается n-разрядный двоичный код, который является
цифровым эквивалентом входного аналогового сигнала.
G
Uвх
n-1 n-2 n-3
UЦАП
1
n-1
n-2
n-3
1
0
Цифровой
код
Запуск
РПП
каскады
Уст./
сбр.
Буферные
К
0
ЦАП
Рисунок 8.5. Структурная схема АЦП с двоичновзвешенным приближением
8.3 Времяимпульсные АЦП
Недостатком всех АЦП (за исключением АЦП на основе ПНЧ по сути
являющихся интеграторами входного сигнала) является их относительно низкая
помехоустойчивость, что ограничивает их разрешающую способность, как
правило, на уровне 8…10 разрядов. От этого недостатка свободны АЦП
интегрирующего типа, использующие в процессе преобразования операцию
интегрирования входного сигнала за фиксированный интервал времени.
8.3.1 АЦП однотактного интегрирования
На рисунке 8.6,а) представлена схема АЦП с промежуточным
преобразованием входного сигнала (напряжения) в пропорциональный ему
временной интервал tи который затем заполняется счетными импульсами
эталонной частоты fсч. Число импульсов, попавших в измерительный интервал
Тx, фиксируется счетчиком и выдается как цифровой эквивалент
преобразуемого сигнала (рисунок 8.6 б). При этом соотношение между кодом и
входным сигналом имеет следующий вид:
ГИ
R Ст2 1
2
4
G
ГИ
K
Запуск
G
ГЛИН
uвх
&
S
+1 Сч
T
t
Запуск
N
t
ГЛИН
uвх
2n-1
t
0
R
Tx
Т
K
а)
t
б)
Рисунок.8.6 б). АЦП с промежуточным преобразованием в интервал времени:
а) – схема; б) – временные диаграммы
N
Tx
uвх
,
t сч t сч
где - скорость изменения напряжения генератора линейно изменяющегося
напряжения (ГЛИН) ( = duглин/dt).
АЦП рассмотренного типа широко использовались в 40-х и 50-х годах, но
в настоящее время применяются редко (в основном в некоторых
микроконтроллерах), т.к. по быстродействию они значительно хуже всех
остальных.
8.3.2 АЦП двухтактного интегрирования
Одним из наиболее распространенных вариантов такого преобразователя
является АЦП двухтактного интегрирования (рисунок 8.7, а). Полный цикл его
работы состоит из двух тактов. В первом импульс запуска, воздействуя на
триггер Т1, открывает ключ Кл1, после чего преобразуемый сигнал uвх подается
на вход интегратора. На один вход компаратора К подается выходное
напряжение интегратора Uинт, на другой – нулевое напряжение. Так как в
начальный момент времени t1 (рисунок 8.7, б) напряжение интегратора равно
нулю, компаратор срабатывает и перебрасывает триггер Т3 в состояние «1», в
результате чего открывается элемент И и импульсы генератора G начинают
поступать на счетчик Сч. Интегрирование напряжения uвх производится за
фиксированный интервал времени
T t 2 t1 2 n t сч
Выходное напряжение интегратора на интервале времени [t1, t2]
изменяется по закону
t
1 2
U инт
u вх (t )dt
RC t1
Интегратор
uвх
Кл1
R Ст2 1
S Т3
К
uвх<0
Uоп>0
Uоп
C
R
Кл2
R
&
2
4
+1
N
2n-1
Запуск
Сч 2n
S Т1
G
R
S Т2
R
а)
uинт
uвх(t)
I такт
II такт
()
uвх
T
uвх1
U
T
2
t
t1
T
t2
Tx
t3
б)
t
t2
t1
в)
Рисунок 8.7. АЦП двойного интегрирования:
а) – схема; б), в) – временные диаграммы
Конец интервала Т фиксируется счетчиком, который в момент времени t2
выдает импульс переполнения, поступающий на триггеры T1 и Т2. При этом
ключ Кл1 закрывается, ключ Кл2 открывается и начинается второй такт работы
преобразователя. На вход интегратора теперь поступает опорное напряжение
Uоп имеющее обратную полярность по отношению к uвх. Начиная с момента
времени t2 счетчик вновь заполняется импульсами с генератора импульсов G, а
напряжение на выходе интегратора (см. рисунок 8.7, б) уменьшается по закону
t
1 3
U инт (t ) U инт (t 2 )
U оп dt
RC t2
причем в момент времени t3 Uинт становится равным нулю. Компаратор
возвращается в исходное положение и по инверсному выходу перебрасывает
триггеры Т2 и T3 в нулевое состояние. При этом напряжение Uoп отключается
от входа интегратора, а сигнал с выхода Т3 запрещает подачу импульсов
генератора G на счетчик. В результате в счетчике фиксируется числовой код
T
N х
t сч
где Tx=t3 – t2.
С учетом этих выражений получаем UвхT = UопТx где (Uвх — среднее
значение входного сигнала uвx(t) на интервале времени [t1, t2]. После
подстановок находим
N
Tx
U вхT
2n
U вх
t сч U оп t сч U оп
т. е. выходной код АЦП пропорционален входному напряжению (его
среднему значению).
Интегрирование входного сигнала в рассмотренном АЦП приводит к его
усреднению и сглаживанию (ослаблению) всех быстрых по сравнению с
временем интегрирования Т помех, наводок и шумов.
Использование двухтактного интегрирования позволяет компенсировать
ряд составляющих статической погрешности, вызванных нестабильностью
порога срабатывания компаратора, постоянной времени интегратора, тактовой
частоты. В АЦП двойного интегрирования высокую стабильность должен
иметь только разрядный ток (или источник опорного напряжения при
формировании разрядного тока с помощью резистора как показано на рисунке.
8.7).
В самых точных преобразователях циклу преобразования предшествует
цикл «автокоррекции нуля», во время которого на вход преобразователя
подается нулевой сигнал. Т. к. в циклах измерения и автокоррекции
используются одни и те же интегратор и компаратор, то вычитая результат,
полученный в цикле «автокоррекции», из последующего результата измерения,
получают эффективное снижение погрешностей на начальном участке шкалы
преобразования.
Быстродействие данного АЦП невелико, при заданном числе разрядов оно
определяется частотой счетных импульсов fсч = 1/tсч. Выбор последней
ограничивается в основном временем включения компаратора.
8.4 Параллельные АЦП
Принцип работы АЦП параллельного действия (или как их еще называют
АЦП считывания) основан на одновременном сравнении входного сигнала с 2n
- 1 эталонами, соответствующими n-разрядному двоичному коду, и
кодировании результатов этого сравнения. Пример такого преобразователя (для
n=3) показан на рисунке 8.8. В этом преобразователе 2n – 1=7 опорных
напряжений формируются с помощью резистивного делителя. Каждое из
опорных напряжений подается вместе с uвх на соответствующий компаратор.
Срабатывают лишь те компараторы, у которых uвх > uоп(i). При этом на выходах
компараторов получится унитарный код. Так, например (см. рисунок 8.8) если
входное напряжение uвх не выходит за пределы диапазона от 2,5U до 3,5U
(U – шаг квантования), то компараторы с 1-го по 3-ий устанавливаются в
единичное состояние, а компараторы с 4-го по 7-ой – в нулевое. Унитарный код
с выходов компараторов подается на фиксирующие триггеры Т1 … Т7 с тем,
чтобы избежать появления ошибки неоднозначности считывания. С выходов
триггеров Т1 … Т7 унитарный код подается на кодопреобразователь
(приоритетный шифратор), преобразующий его в параллельный двоичный код.
При быстро изменяющемся входном аналоговом сигнале, параллельному АЦП
присуща неоднозначность считывания (апертурная погрешность). Решить эту
проблему можно, например, предотвратив с помощью схемы выборки-хранения
изменение входного напряжения в течение времени измерения. Однако при
этом способе ограничивается допустимая частота входного напряжения, так как
для установки схемы выборки-хранения необходимо время. Кроме того,
вероятность изменения выходных состояний компараторов полностью не
исключается, поскольку быстрые схемы выборки-хранения обладают заметным
дрейфом.
Uвх
Uоп=7U R/2 6,5U
K7
D T7
C
5,5U
K6
D T6
C
R
4,5U
K5
D T5
C
R
3,5U
K4
D T4
C
R
2,5U
K3
D T3
C
R
1,5U
K2
Приоритетный шифратор
R
a2
a1
a0
D T2
C
R
0,5U
K1
D T1
C
R/2
C
Рисунок 8.8 Параллельный АЦП
Этот недостаток можно устранить, если, как показано на рис. 3.28, после
каждого компаратора в качестве промежуточной памяти ввести схему
запоминания унитарного кода с линейки компараторов – срабатывающие по
фронту D-триггеры. В этом случае в цикле преобразования обеспечивается
сохранение стационарного состояния на выходе приоритетного шифратора
после действия фронта импульса, запускающего триггер.
Как следует из нижеприведенной таблицы, при возрастании u вх
компараторы устанавливаются в состояние «1» по очереди – снизу вверх.
Аналогично, при убывании uвх компараторы устанавливаются в состояние «0»
в последовательности сверху вниз (см. рисунок 8.8). Такая очередность не
гарантируется при крутых фронтах входного напряжения, так как в этом случае
преобладающим фактором становятся времена задержки компараторов, из-за
различия в которых они могут переключаться в другом порядке. Это
переходное состояние при определенных обстоятельствах может быть записано
в триггерах, а именно тогда, когда фронт импульса, запускающего триггеры, и
фронт сигнала совпадают. Приоритетное кодирование, однако, позволяет
уменьшить вредное влияние этого фактора благодаря тому, что значения
младших разрядов, не принимаются во внимание (принимается во внимание
лишь номер самого старшего сработавшего компаратора см. таблицу состояний
приоритетного шифратора).
Время выборки должно быть меньше времени задержки компаратора, а ее
начало определяется фронтом запускающего импульса. Различие во временах
задержки обусловливает временную неопределенность (апертуру) результата
при оцифровке быстро меняющихся сигналов. Чтобы снизить ее величину,
целесообразно применить компараторы с возможно меньшим временем
задержки.
Благодаря параллельной работе каскадов описанный способ АЦП самый
быстрый. При использовании ЭСЛ-схем можно обрабатывать сигналы с
частотой до 50 МГц.
Параллельные АЦП нашли широкое распространение из-за того, что они в
принципе обладают самым высоким быстродействием из всех видов АЦП. Оно
определяется быстродействием компараторов и задержками в кодирующем
устройстве. При каждом преобразовании последовательно выполняются три
операции: срабатывание схем сравнения, срабатывание триггеров и
преобразование унитарного кода в параллельный двоичный код.
Существенным недостатком параллельных АЦП является необходимость в
большом количестве компараторов. Так, для 8-разрядного АЦП требуется 255
компараторов. Это затрудняет реализацию многоразрядных (свыше 6…8) АЦП
в интегральном исполнении. Кроме того, точность преобразования
ограничивается точностью и стабильностью компараторов и резистивного
делителя. На основе этого способа строят наиболее быстродействующие АЦП с
временем преобразования в пределах десятков и даже единиц наносекунд, но
ограниченной разрядности (не более 6 разрядов).
9 ЦИФРОВЫЕ ВОЛЬТМЕТРЫ
Среди измерительных приборов особое место занимают цифровые
вольтметры, обеспечивающие автоматический выбор предела и полярности
измеряемых напряжений; автоматическую коррекцию погрешностей; высокую
точность измерения (0,01 - 0,001)% при широком диапазоне измеряемых
напряжений (от 0,1 мкВ до 1000 В); документальную регистрацию с помощью
цифропечатающих устройств; ввод измерительной информации в компьютер и
сложные информационно-измерительные системы.
В зависимости от количества и вида измеряемых величин можно выделить
четыре основные группы серийных приборов:
ЦВ для измерения только напряжения постоянного тока U;
универсальные приборы (мультиметры), которые кроме напряжения
постоянного тока U позволяют измерять в каком-либо сочетанни следующие
величины: среднее по модулю значение синусоидального напряжения (UCP);
среднее квадратическое значение периодического напряжения (UCP.KB);
сопротивление постоянному току (R); емкость (С); постоянный (I) и
переменный (ICP или IСР.KB) токи; отношение двух напряжений или двух токов.
Входные преобразователи перечисленных величин в напряжение постоянного
тока U иногда конструктивно выполняются в виде сменных блоков;
приборы для измерения только UCP или только UCP.KB и т. д. Они
содержат соответствующий входной преобразователь измеряемой величины в
напряжение постоянного тока U. Сюда же относятся приборы для измерения
какой-либо неэлектрической величины, преобразуемой в U (например,
температуры);
импульсные ЦВ. Они содержат входной преобразователь амплитудного
значения импульсного напряжения в напряжение постоянного тока U.
9.1 Цифровые вольтметры постоянного напряжения
Общая структурная схема вольтметра постоянного напряжения
представлена на рис. 9.1.
АЦП преобразует аналоговое напряжение в цифровой код. Сигнал на
выходе дешифратора может быть разным, его вид зависит от используемого
индикатора (анодно-символьный, семи сегментный или матричный). ЦОУ —
это цифровое отсчетное устройство. УАО знака — это устройство
автоматического определения знака, в нем используются компараторы.
Рисунок 9.1 Структурная схема цифрового вольтметра постоянного тока
9.2 Цифровые вольтметры переменного напряжения
Электрические сигналы (напряжение или ток) характеризуются
мгновенным u(t), средним Uср (для периодического сигнала постоянная
составляющая U0), средневыпрямленным Uср. в, среднеквадратичным
(действующим, эффективным) U и пиковым (для периодических сигналов
амплитудным) Uм значениями (рис.1). Аналогично, для тока: i(t), Iср, I0, Iср. в,
І, Ім.
Все значения напряжения (тока) могут быть определены соответствующим
вольтметром
(амперметром)
или
с
помощью
аналого-цифрового
преобразователя (АЦП). Кроме того, мгновенные значения напряжения можно
наблюдать на осциллографе и определять их для каждого момента времени по
осциллограмме.
Рисунок 9.2. Определение параметров переменного напряжения
периодического однополярного (а), разнополярного несимметричного (б) и
симметричного (в) сигналов
Среднее значение напряжения является среднеарифметическим из
мгновенных значений за один или несколько периодов.
,
где n = 1,2,3… .
Для симметричных относительно оси времени напряжний Ucp= 0,
поэтому в основном пользуются средневыпрямленным значением– средним
значением модулей мгновенных значений напряжений
.
Все, выпускаемые промышленностью вольтметры, носящие название
вольтметр средних значений, измеряют средневыпрямленные значения. Это
связано с тем, что на практике, при измерении напряжений, в подавляющем
большинстве случаев, измеряются симметричные сигналы, среднее значение
которых равно нулю.
Среднеквадратичное (действующее, эффективное) значение напряжения
.
В приведенных формулах указано, что число периодов напряжения, за
которое производится измерение, должно быть целым. Действительно, если
выполнено это условие, то результат измерения справедлив для любого
интервала времени и не зависит от времени начала измерения.
Пиковое значение Uм (амплитудное для гармонического сигнала) –
наибольшее мгновенное значение напряжение за время измерения (за период
или полупериод). При разнополярных несимметричных кривых напряжения
различают
положительное
или
отрицательное
пиковое
значение.
Каждому закону изменения напряжения (форме кривой мгновенных значений)
соответствуют
определенные
количественные
соотношения
между
амплитудным, среднеквадратичным и средним значениями напряжений. Эти
отношения оцениваются коэффициентом амплитуды
и коэффициентом формы
.
В зависимости от режима работы измерительного преобразователя и
градуировки шкалы прибора, его показания могут соответствовать среднему,
среднеквадратичному или пиковому (амплитудному) значениям измеряемого
напряжения.
В соответствии с измеряемым параметром различают вольтметры и
амперметры
амплитудного
(пикового),
среднеквадратичного,
средневыпрямленного, (среднего) значения.
В связи с тем, что на практике, наиболее часто необходимо измерять
среднеквадратичные значения напряжения, то и градуировку шкал многих
вольтметров, кроме импульсных, производят в среднеквадратичных значениях
синусоидального напряжения. Однако, если известна форма кривой
измеряемого напряжения и известны коэффициенты kа и kф, то по одному из
параметров напряжения можно определить два других. При измерении такими
вольтметрами синусоидальных напряжений расчеты других параметров
напряжения можно производить непосредственно по формулам:
и
.
Если же измеряются несинусоидальные напряжения такими
вольтметрами, то показания таких приборов должны быть переоценены, и в
показания внесены поправки в соответствии с значениями
и
для
измеряемого сигнала. Но если форма измеряемого сигнала неизвестна или она
известна, но невозможно определить kф и kа (например, форма сигнала –
искаженный треугольный сигнал), то при этих измерениях неизбежно
возникает дополнительная погрешность из-за отличия формы измеряемого
напряжения от синусоидальной. Эта погрешность может достигать 20% и даже
больше.
Переменного напряжения можно измерить, предварительно преобразовав
его в постоянное. Цифровые вольтметры постоянного напряжения были
рассмотрены нами выше. Упрощенная структурная схема такого измерителя
изображена на рисуноке 9.3.
U (t )
Вх.
устр
~
U
цифр.
вольтметр
пост напр
аналоговая
часть
Рисунок 9.3 Структурная схема цифрового вольтметра переменного тока
Основная погрешность данного цифрового вольтметра будет
определяться аналоговой частью.
Для того, чтобы показания среднеквадратичного (действующего)
значений вольтметра были равны среднеквадратичному значению напряжения
при любой форме кривой измеряемого сигнала, преобразователь переменного
напряжения в постоянное должен осуществлять преобразование в соответствии
со следующей зависимостью
.
Таким образом, необходимо в каждый момент времени возводить в
квадрат мгновенные значения u(t) измеряемого напряжения, затем
проинтегрировать это напряжение за целое число периодов и далее извлечь
квадратный корень. В результате получим среднеквадратичное значение
напряжения. Функциональная схема преобразователя, который осуществляет
эти операции изображена на рисунке 9.4.
Рисунок 9.4. Функциональная схема преобразователя переменного напряжения
в постоянное по среднеквадратическим значениям
Вольтметры для измерения амплитудных значений имеют
разнообразные структурные схемы. При этом в любой схеме имеется
преобразователь переменного напряжения в постоянное – преобразователь
амплитудных значений (пиковый детектор) с открытым входом (рисунок 9.5)
или закрытым входом (рисунок 9.6).
Рисунок 9.5. Схема (а) и временные диаграммы входных и выходных сигналов
(б) преобразователя амплитудных значений с открытым входом
В амплитудных преобразователях с открытым входом конденсатор
заряжается практически до максимального
положительного (при данном
включении диода) значения входного напряжения через открытый диод VD,
когда на входе действует положительная полуволна этого напряжения б).
Когда ко входу преобразователя приложена отрицательная полуволна, то диод
VD закрыт. Пульсации напряжения
на конденсаторе объясняются его
подзарядкой при открытом диоде, когда
, и его разрядом через
резистор R при закрытом диоде, когда
. Для того, чтобы пульсации
напряжения на выходе преобразователя были незначительными необходимо,
чтобы постоянная заряда емкости С
,
где
– сопротивление открытого диода;
– верхняя частота измеряемого напряжения, а также постоянная разряда
,
где – нижняя частота измеряемого напряжения.
При этом среднее значение выходного напряжения
.
Особенностью амплитудных преобразователей с открытым входом
является то, что они реагируют на постоянную составляющую входного
сигнала. Так, при наличии постоянной составляющей во входном сигнале
,
выходное напряжение преобразователя равно
.
В вольтметрах амплитудных значений, выпускаемых промышленностью
чаще всего применяется схема преобразователя с закрытым входом (рисунок
9.6).
Рисунок 9.6 Схема преобразователя амплитудных значений с закрытым входом
Условия работы и все процессы, происходящие в схеме аналогичны
процессам, происходящим в преобразователе с открытым входом. Отличие
состоит в том, что выходное напряжение снимается с диода VD, где имеется
большая переменная составляющая, поэтому в таких преобразователях
устанавливается фильтр нижних частот
. Второе, очень важное отличие,
заключается в том, что эти преобразователи не реагируют на постоянную
составляющую входного сигнала. И даже при наличии постоянной
составляющей во входном сигнале
, выходное напряжение преобразователя
равно амплитудному значению только переменной составляющей.
10. ЦИФРОВЫЕ ИЗМЕРИТЕЛИ ПАРАМЕТРОВ R, C, L
Измерительные мосты предназначены для измерения параметров
элементов электрических цепей: сопротивлений, индуктивностей, ёмкостей, т.е.
пассивных электрических величин. Следовательно, необходима их
активизация, в результате которой пассивную величину преобразуют в
активную – напряжение их или ток Ix. При активизации к объекту измерения
подводится энергия от дополнительного источника питания. Подобным же
образом формируется и уравновешивающая активная величина. В зависимости
от вида активной величины образуют контур или узел уравновешивания. В
результате получают структурную схему, изображенную на рисунке 10.1.
источник
питания
А1
К(П )
Ах
элемент
сравнения
Ак
А х_ А к
К(П0)
А2
источник
питания
схема
управления
Рисунок 10.1 Структурная схема моста
Условие равновесия моста, схема которого приведена на рисунке 10.2.
Z 2 Z 3 Z1Z 4 ,
где Z1 , Z 2 , Z 3 , Z 4 –комплексные сопротивления.
Пусть измеряется Z , тогда из уравнения
2
Z Z
Z 2 1 4
Z 3
видим, что в состояние равновесия мост может быть приведен изменением
любого из сопротивлений Z1 , Z 3 , Z 4 или двумя из них, или всеми вместе.
Уравновешивание мостов переменного тока осуществляют не только по
модулю, но и по фазе.
Рисунок 10.2 Измерительная схема моста
Если мост работает на постоянном токе, то уравнение примет вид
R2 R3 R1 R4
где R1 , R2 , R3 , R4 – сопротивления постоянному току.
Мосты могут быть автоматизированы.
Основным достоинством мостов с уравновешиванием токов является
наличие общей точки у индикатора равновесия, источника питания и
некоторых плеч. Заземление общей точки позволяет повысить помехозащищенность схем и применять их в широком диапазоне частот. Они
применимы только для измерения комплексных сопротивлений.
Цифровой метод измерения заключается в аналоговом преобразовании
измеряемого параметра во временной интервал и последующим его измерением
цифровым способом.
Для измерения активных сопротивлений и ёмкостей преобразование
осуществляется на основании апериодического разряда конденсатора. Принцип
действия преобразователя основан на определении постоянной времени RC
цепи разряда конденсатора через активное сопротивление. В качестве
образцового элемента выбирают либо резистор, либо конденсатор.
Структурная схема электронно-счетного измерителя ёмкости (рисунок
10,3) состоит из двух частей: измерительного преобразователя и измерителя
временного интервала.
В исходном состоянии ключ S1 находится в положении 1, а конденсатор
Сx заряжен до стабилизированного напряжения Е. Начало измерений задаётся
управляющим устройством, сигналом которого ключ переводится в положение
2, и начинается разряд конденсатора через резистор Rобр по экспоненциальному
закону
t
U C exp(
).
RобрС x
Это напряжение поступает на вход сравнивающего устройства, на другой
E
вход которого поступает опорное напряжение E0 , где e = 2,7172.
e
Рисунок 10.3 Структурная схема электронно-счетного измерителя ёмкости
Это напряжение поступает на вход сравнивающего устройства, на другой
E
вход которого поступает опорное напряжение E0 , где e = 2,7172… В
e
момент равенства напряжений сравнивающее устройство вырабатывает
импульс, отстоящий от начала разряда конденсатора на интервал времени
Tx Rобр С x . Таким образом, измерение ёмкости сводится к измерению
временного интервала, заданного началом разряда конденсатора с
управляющего устройства, и интервальным импульсом устройства сравнения.
Одновременно с начальным импульсом управляющее устройство вырабатывает
импульс сброса, устанавливающий в нуль показания цифрового измерителя
временных интервалов.
Погрешность измерения ёмкости содержит следующие составляющие:
нестабильность порога срабатывания сравнивающего устройства, погрешность
образцового сопротивления, погрешность цифрового измерителя. На практике
суммарная погрешность составляет примерно 1% от предела измерений 1
(единица) младшего разряда счета. Величина измеряемых ёмкостей находятся в
пределах 100 пФ – 100 мкФ. Прибор может быть использован также для
измерения активных сопротивлений. Для этого стоит лишь вместо Cx
установить конденсатор образцовой ёмкости, а измеряемый резистор включить
вместо Rобр.
11 ПРИМЕНЕНИЕ МИКРОПРОЦЕССОРОВ В
ИЗМЕРИТЕЛЬНЫХ ПРИБОРАХ
Применение микропроцессоров в измерительных приборах явилось одним
из важнейших этапов в развитии приборостроения.
Следует отметить, что микропроцессоры не являются измерительными
устройствами. Они предназначены для выполнения вычислительных и
логических операций с высокой скоростью и точностью. Совместная их работа
с аналого-цифровыми и цифро-аналоговыми преобразователями в
измерительной технике позволила резко повысить точность, надёжность и
быстродействие
приборов, расширить
их
возможности,
создавать
программируемые, полностью автоматизированные устройства.
Применение микропроцессоров позволило прежде всего улучшить
метрологические характеристики – точность, чувствительность, помехоустойчивость. Повышение точности было достигнуто за счет введения
калибровочных операций, позволяющих минимизировать как аддитивную, так
и мультипликативную погрешность. Для исключения аддитивной
составляющей погрешности АЦП его входные зажимы замыкаются накоротко и
заземляются. При этом число, полученное на выходе АЦП, характеризующее
смещение, запоминается. При измерении оно вноситься в результат как
поправка.
Для исключения мультипликативной составляющей погрешности перед
циклом измерения на вход АЦП подаётся воспроизводимая мерой величина А 0.
На выходе при номинальном значении чувствительности должно быть число В.
Такое же число хранится в памяти микропроцессорной системы. При
изменении чувствительности преобразователя на выходе АЦП получим число
B B . Отношение В/В/, вычисляемое микропроцессором, вводиться как
поправочный множитель.
Повышение пороговой чувствительности и помехоустойчивости приборов
достигается обработкой сигнала по алгоритмам, приведённым в первой главе,
или по другим алгоритмам, включающим операции вычисления оценки
среднеквадратического отклонения результата измерения, решения вопроса,
выполняется ли гипотеза о нормальном распределении вероятностей случайных
погрешностей, а также операции вычисления доверительных границ случайных
погрешностей.
Цифровая фильтрация сигналов позволяет повысить чувствительность и
расширить диапазон измеряемых величин в сторону малых значений.
Рассмотренные приёмы позволяют полнее использовать метрологические
свойства мер и приблизить погрешности измерительных приборов к
погрешностям применяемых в них образцовых мер.
Важным направлением применения микропроцессоров в измерительной
технике является возможность получения различных математических функций
измеренных значений и решения систем уравнений, что позволяет
сравнительно просто перейти от косвенных, совокупных или совместных
измерений к прямым. Причём микропроцессорные вычислители могут
осуществлять эти операции с высокой точностью, значительно превышающей
точность аналоговых вычислительных устройств. Многие приборы,
содержащие микропроцессоры, позволяют автоматически выполнять
запрограммированные функциональные и логические преобразования,
например:
1.Умножение найденного значения на константу.
2.Определение отклонения измеряемой величины от заданной в
абсолютных единицах, относительных или в процентах.
3.Сложение или вычитание константы.
4.Вычисление отношений: деление на константу, нахождение частного от
деления одного результата измерения на другой результат, деление константы
на результат измерения.
5. Нахождение максимума и минимума из ряда измерений.
6. Определение выхода измеряемой величины за пределы уставки
максимума и минимума. Представление результата измерения в
логарифмических единицах.
8. Линеаризация зависимостей.
Применение микропроцессорной техники позволило создавать многофункциональные приборы, предназначенные для измерения нескольких
параметров
сигналов
или
характеристик
объекта
исследования.
Функциональные возможности таких устройств определяются выполняемой
программой, их можно легко видоизменить путем перехода к другой
программе, хранимой в ПЗУ. Программируемая логика работы в отличие от
жесткой создает гибкость перестройки, позволяет наращивать функции при
модернизации прибора без существенных изменений в его схеме.
В результате сокращения числа компонентов в схеме прибора вследствие
выполнения многих функций микропроцессорными системами уменьшились их
габариты, вес, потребляемая мощность и стоимость. Существенно сократились
сроки разработки измерительной аппаратуры.
Часто для получения новых свойств прибора не требуется значительных
изменений в его схеме и тем более в конструкции. Разработка сводится к
созданию необходимого программного обеспечения. Если учесть, что имеется
библиотека совершенных типовых прикладных программ, то разработка
программного обеспечения сводится к рациональному выбору имеющихся
программ.
Пример структурной схемы микропроцессорного вольтметра показан на
рисунке 11.1.
Коэффициент передачи масштабирующего устройства изменяется
автоматически в зависимости от величины входного сигнала. Он работает по
принципу устройства автоматического определения предела. АЦП производит
аналого-цифровое преобразование. Быстродействие данного вольтметра будет
определяться быстродействием АЦП, тогда время преобразования АЦП:
T
пр АЦП
Tmin 1 / f max
U (t )
1
П
Масштабир
устройство
АЦП
Контроллер
ЦОУ
(с дешиф)
2
ЦАП
Рисунок 12.1 Структурная схема микропроцессорного вольтметра
Период дискретизации также определяется быстродействием АЦП.
Контроллер содержит микропроцессор, который позволяет найти и
действующее значение напряжения, и амплитудное, и средневыпрямленное.
Микропроцессор вычисляет значения этих напряжений и передает их на цифроотсчетное устройство. ЦАП по сигналу контроллера может вырабатывать
переменное напряжение с известными параметрами, которое применяется для
калибровки вольтметра. Процесс калибровки может происходить и
автоматически.
По приведенному принципу измерения строятся мультиметры, которые
позволяют измерять разные параметры сигнала и цепи ( U ~ , U , f X , R X ).
Частотный диапазон прибора определяется временем преобразования
АЦП. Сейчас существуют АЦП, которые измеряют переменное напряжение с
частотой до 100 МГц
13 ИНФОРМАЦИОННО-ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ СИСТЕМЫ
Усложнение
современного
производства,
развитие
научных
исследований привело к необходимости измерений одновременно сотен и
тысяч физических величин. Значительно увеличились потоки измерительной
информации, возросла сложность ее обработки с целью принятия решений,
что вызвало появление такого вида средств измерений, как измерительные
системы.
Совокупность функционально объединенных мер, измерительных
приборов, измерительных преобразователей, ЭВМ и других технических
средств, размещенных в разных точках контролируемого пространства
(среды, объекта и т.п.) с целью измерения одной или нескольких физических
величин, свойственных этому пространству (объекту, среде и т.п.)
называется измерительной системой (ИС). Различают: 1) измерительная
информационная система (ИИС) – система, предназначенная для целей
представления информации в виде, необходимом потребителю; 2)
измерительная контролирующая система (ИКС) – система, предназначенная
для целей контроля параметров технологического процесса, явления,
движущегося объекта и т.п.; 3) измерительная управляющая система (ИУС) –
система, предназначенная для целей автоматического управления
технологическим процессом, движущимся объектом и т.п.; 4) измерительновычислительный комплекс (ИВК) – функционально объединенная
совокупность средств измерений, ЭВМ и вспомогательных устройств,
предназначенных для выполнения в составе ИИС конкретных измерительных
задач.
Из приведенных определений видно, что данное разделение весьма
условно. Все виды измерительных систем взаимно перекрываются, их
структурное построение во многом аналогично. На рисунке 13.1 приведена
обобщенная структурная схема измерительной системы.
Объект
Устройство
воздействия
на объект
Устройство
измерения
Устройство
обработки
информации
Устройство
хранения
информации
Устройство
управления
ЭВМ
Устройство
представления
информации
Рис. 13.1 Общенная структурная схема измерительной системы
Некоторые составляющие в конкретной ИС могут отсутствовать.
Основная область применения ИС: научные исследования, испытания и
контроль сложных изделий, управление технологическими процессами. По
организации алгоритма функционирования различают:
1) системы с жестким алгоритмом функционирования – алгоритм
работы ИС постоянен, не меняется;
2) программируемые системы – алгоритм работы ИС меняется в
соответствии с заранее заданной программой, учитывающей особенности
функционирования объекта;
3) адаптивные системы – алгоритм работы, а иногда и структура ИС,
изменяются в зависимости от изменений измеряемых величин и условий
работы объекта исследования.
С целью универсализации ИС все разнообразные измеряемые и
контролируемые физические величины представляют унифицированными
электрическими сигналами (непрерывные, импульсные, кодово-импульсные
сигналы, параметры или диапазоны изменения параметров которых
нормируются государственными стандартами).
